JP2929178B2 - 循環電流低減型の高周波ソフトスイッチング・パルス幅変調フルブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

循環電流低減型の高周波ソフトスイッチング・パルス幅変調フルブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変圧器及びスイッ
チング素子を流れる循環電流が無いか又は低減された、
高周波ソフトスイッチング位相シフトＰＷＭフルブリッ
ジＤＣ／ＤＣコンバータに関する。こうしたＤＣ／ＤＣ
コンバータは、テレコミュニケーション・システム又は
電気通信システム等のバッテリ充電器または電源装置に
おける電源のメイン・ユニットに適用される。
【０００２】
【従来の技術】近年、高周波コンバータに関する数多く
の新技術が提案されてきており、構成要素に対する電圧
的ストレス及び電流的ストレスを低減すると共に、従来
のパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータにおけるスイッチ
ング損失を低減している。その中でも、位相シフトフル
ブリッジ（ＦＢ）ＤＣ／ＤＣコンバータの零電圧スイッ
チ型ＰＷＭ技術（Ｄｈａｖａｌ Ｂ．Ｄａｌａｌ，”Ａ
５００ＫＨｚ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｃｏｎｖ
ｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓ
ｗｉｔｃｈｉｎｇ（零電圧スイッチングを伴う５００Ｋ
Ｈｚ多重出力コンバータ）”，ＡＰＥＣ，１９９０）
が、多くの用途で最も好ましいものと見られ、その理由
としては、変圧器の漏洩インダクタンス及びスイッチン
グ素子の接合キャパシタンス等の回路寄生特性を用いる
ことによって、このトポロジー（部品構成配列）が全て
のスイッチング素子を零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で
動作させることを許容するからである。
【０００３】図１は先行技術に係るフルブリッジＤＣ／
ＤＣコンバータの概略回路図であり、図２は、図１の回
路において従来のハードスイッチングＰＷＭ制御を行っ
た場合の波形を示す図である。この回路は、各スイッチ
ング素子の本体（ボディ）ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４と、各スイッチング素子に並列接続された接合
キャパシタＣｐと、高周波変圧器（以下、「変圧器」と
いう。）ＴＲの漏洩インダクタンスＬｌ及び磁化インダ
クタンスＬｍの寄生要素等とを含む。従来のハードスイ
ッチングのＰＷＭ（パルス幅変調）制御の場合、図２に
示されるように、時刻ｔ０まで、エネルギがスイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２及び変圧器ＴＲを通って電源から負荷
へ運ばれる。これらスイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオ
フにされると、負荷電流Ｉｏは、還流（フリーホイーリ
ング）期間ｔ０−ｔ１又はｔ２−ｔ３の間、二次側ダイ
オードＤ５またはＤ６を通って流れる。よって、変圧器
ＴＲの一次電流Ｉ１はゼロとなる。
【０００４】この動作シーケンスの主な問題点は、４つ
全てのスイッチング素子がオフにされた際（時刻ｔ０，
ｔ２）、変圧器ＴＲの漏洩インダクタンスＬｌに蓄積さ
れているエネルギが、スイッチング素子の接合キャパシ
タンスと共に急激な寄生振動を生じさせることである。
【０００５】図３は、図１の回路において位相シフトＰ
ＷＭ制御を行った場合の波形を示す図である。上記の寄
生振動を最小にすべく、図３では、位相シフトＰＷＭに
より、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４用のゲート信号を
スイッチング素子Ｑ１及びＱ３のゲート信号に対して遅
延させている。それによって、二次電圧ＶＴ２がゼロと
なる還流期間ｔ１−ｔ３及びｔ６−ｔ８の間で、一次ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の少なくとも１
つのスイッチング素子が常に導通状態になる。これは、
還流期間（ｔ１−ｔ３）の間、変圧器ＴＲの１次側循環
電流Ｉ１がスイッチング素子Ｑ３の本体ダイオードＤ
３、変圧器ＴＲ、スイッチング素子Ｑ２を通じて循環
し、還流期間（ｔ６−ｔ８）の間、変圧器ＴＲの１次側
循環電流Ｉ１がスイッチング素子Ｑ１の本体ダイオード
Ｄ１、変圧器ＴＲ、スイッチング素子Ｑ４を通じて循環
するようにすることにより、低インピーダンス回路を提
供するものである。位相転移ＰＷＭに伴う動作特性によ
り、還流期間（ｔ１−ｔ３、ｔ６−ｔ８）の間、変圧器
１，２次側電圧は零である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、変圧器
ＴＲは入力電力を２次側出力負荷にエネルギを伝達する
ことなしに還流期間（ｔ１−ｔ３）（ｔ６−ｔ８）の
間、循環電流Ｉ１を流すことにより、スイッチング素子
の導通損失および変圧器ＴＲの銅損を発生を発生させる
問題点がある。スイッチング素子Ｑ１が時刻ｔ１でオフ
とされた際、反射出力電流ｎＩｏと変圧器一次磁化電流
Ｉｍとの合計である一次電流Ｉ１は、還流期間ｔ１−ｔ
３の間、スイッチング素子Ｑ２及び本体ダイオードＤ３
を通って循環して循環電流となり、以下の数式１の傾斜
で緩やかに減少する。ここで、反射出力電流ｎＩｏは出
力フィルタインダクタＬｆに流れる電流が、還流期間中
に二次側出力整流ダイオードＤ５、Ｄ６と変圧器ＴＲを
通るとき変圧器ＴＲを通じて１次側に誘導されて流れる
電流をいう。なお、スイッチング素子Ｑ３が時刻ｔ６で
オフとなった場合も同様である。
【０００７】
【数１】
【０００８】上式において、ｎは、ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐによ
って与えられる変圧器ＴＲの巻数比である。ここで、Ｎ
ｓは変圧器ＴＲの２次側巻線数、Ｎｐは変圧器ＴＲの１
次巻線数である。この循環電流Ｉ１によって、ＲＭＳ
（実効）電流ストレスと、変圧器及びスイッチング素子
の導電損失とが増大される。全体的な効率もまた低減さ
れる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上記に鑑み提案
されたもので、循環電流を最小化することができる高周
波ソフトスイッチング・パルス幅変調フルブリッジＤＣ
／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明はこうした問題
を、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける変圧器ＴＲの二次側
に、エネルギ回復スナバ（ｅｎｅｒｇｙ ｒｅｃｏｖｅ
ｒｙ ｓｎｕｂｂｅｒ：ＥＲＳ又はＥＲＳ１）を取付け
ることによって解決するものである。本発明のこのエネ
ルギ回復スナバ（ＥＲＳ又はＥＲＳ１）は、３つのスナ
バダイオードＤｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３、２つのスナバキ
ャパシタＣｓ１，Ｃｓ２、及び小さなスナバインダクタ
Ｌｒを具備するものである。なお、スナバインダクタＬ
ｒは、変圧器の漏洩インダクタンスＬｌがスナバインダ
クタＬｒを挿入する代りに使用されているので、無視す
ることができる。エネルギ回復スナバ（ＥＲＳ又はＥＲ
Ｓ１）を適用することによって、このコンバータでは、
該コンバータの右脚スイッチング素子Ｑ２及びＱ４に対
する略零電流スイッチングを達成すると共に、該コンバ
ータの左脚スイッチング素子Ｑ１及びＱ３に対する零電
圧スイッチングを得ている。
【００１１】さらに、本コンバータは二次側ダイオード
Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７に対するソフトスイッチングを達成し
ている。本発明に従った回路の解析及び実験が行なわ
れ、７ｋｗ（１２ＶＤＣ、５８Ａ）、３０ｋＨｚの絶縁
ゲート形バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）に基づ
く実験回路を実装することによってこのトポロジーが確
証されている。
【００１２】この発明は、従来の高周波ＤＣ／ＤＣコン
バータに関連した上記の問題点、即ちＲＭＳ（実効）電
流ストレス及び導電損失等を解決している。循環電流か
ら低減又は解放された高周波ソフトスイッチング・フル
ブリッジＤＣ／ＤＣコンバータは、変圧器ＴＲの二次側
に取付けられたエネルギ回復スナバを含む。
【００１３】本発明のエネルギ回復スナバ（ＥＲＳ或い
はＥＲＳ１）は、負荷に対する変圧器ＴＲの二次側のス
イッチング損失を回復する。このエネルギ回復スナバ
は、３つのスナバダイオードＤｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３、
２つのスナバキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２、及び、小さな
スナバインダクタＬｒを有する。この小さなスナバイン
ダクタＬｒは無視又は削減し得るが、その理由は、変圧
器ＴＲの漏洩インダクタンスＬｌがこの小さなスナバイ
ンダクタＬｒをその回路に挿入する代わりに使用し得る
からである。
【００１４】導電モード中においてスナバキャパシタＣ
ｓ１，Ｃｓ２に蓄積されたエネルギは、変圧器二次側電
圧が還流期間においてゼロになると放電を始める。スナ
バキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２の放電により、二次側ダイ
オードＤ５及びＤ６が逆バイアスされ、変圧器ＴＲの二
次側コイルが開放される。変圧器ＴＲにおける一次側及
び二次側の両電流がゼロになる。
【００１５】低磁化電流Ｉｍだけが還流期間中に本体ダ
イオードＤ３及びスイッチング素子Ｑ２を通って循環す
る。こうして、変圧器ＴＲ及びスイッチング素子に対す
るＲＭＳ（実効）電流は還流期間中に相当低減される。
全体的な効率はその結果としての低減された導電損失に
よって増大され得る。さらに、コンバータは、右脚転位
期間中における最小化された循環電流によって、右脚ス
イッチング素子Ｑ２及びＱ４に対する略零電流スイッチ
ングを達成すると共に、左脚転位期間中における反射出
力電流（ｎＩｏ＝Ｉｔ１、ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ）によって、
左脚スイッチング素子Ｑ１及びＱ３に対する零電圧スイ
ッチング（ＺＶＳ）を達成する。
【００１６】本コンバータは、二次側ダイオードＤ５及
びＤ６と還流ダイオードＤ７に対するソフトスイッチン
グを達成している。その理由は、スイッチング素子Ｑ１
とＱ２との双方がオン時に、またスイッチング素子Ｑ３
とＱ４との双方がオン時に、エネルギ回復スナバが、例
えば、変圧器ＴＲ→スナバキャパシタＣｓ１→スナバダ
イオードＤｓ３→（無視し得る）小さなスナバインダク
タＬｒ→スナバキャパシタＣｓ２から成る低インピーダ
ンス回路を提供するためである。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明を添付図面を参照し
て説明する。図４及び図５は、循環電流を最小化すべ
く、エネルギ回復スナバ（ＥＲＳ）を適用している、循
環電流低減型高周波ソフトスイッチング位相シフトＰＷ
ＭフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータと、それらの主要
な波形とを示している。電力段の詳細な回路構成は次の
通りである。４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は高周
波変圧器（以下、「変圧器」という。）ＴＲを具備する
フルブリッジを形成している。
【００１８】この発明に係る循環電流低減型の高周波ソ
フトスイッチング・パルス幅変調フルブリッジＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、図４に示すような構成を備えている。
すなわち、スイッチング素子Ｑ１とスイッチグ素子Ｑ３
とを直列に接続して成る左脚直列接続体１１と、スイッ
チング素子Ｑ２とスイッチグ素子Ｑ４とを直列に接続し
て成る右脚直列接続体１２とを並列に接続して直流電圧
Ｖｉｎを印加するとともに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４の各々に逆並列に本体ダイオード（ボディダイオー
ド）Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を接続し、左脚直列接続体
１１のスイッチング素子接続点と、右脚直列接続体１２
のスイッチング素子接続点との間に、変圧器ＴＲの一次
コイルを接続し、変圧器ＴＲの二次コイルの両端の各々
に、アノードが二次コイルＴＲ側となるように二次側ダ
イオードＤ５，Ｄ６を接続するとともに、その二次側ダ
イオードＤ５，Ｄ６の各カソード端子を接続して二次側
接続点２１を形成し、二次側接続点２１と、二次コイル
の中点２２との間に、エネルギ回復スナバＥＲＳと、カ
ソードが二次側接続点２１側となる還流ダイオードＤ７
とを並列に接続する構成を備えている。そして、エネル
ギ回復スナバＥＲＳは、二次側接続点２１側となるスナ
バキャパシタＣｓ１と、アノードが中点２２側となるス
ナバダイオードＤｓ１とから成る第１直列接続体３１
と、カソードが二次側接続点２１側となるスナバダイオ
ードＤｓ２と、中点２２側となるスナバキャパシタＣｓ
２とから成る第２直列接続体３２と、スナバキャパシタ
Ｃｓ１とスナバダイオードＤｓ１との接続点と、スナバ
ダイオードＤｓ２とスナバキャパシタＣｓ２との接続点
との間に、前者接続点から後者接続点に向けて順方向と
なるように接続したスナバダイオードＤｓ３と、から構
成されている。
【００１９】上記のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々
は、寄生要素として並列に接合キャパシタＣｐを有して
いる。また、変圧器ＴＲの一次コイルは、寄生要素とし
て、並列に磁化インダクタンスＬｍを有し、直列に漏洩
インダクタンスＬｌを有している。
【００２０】変圧器ＴＲの二次側は、二次側ダイオード
Ｄ５，Ｄ６でセンタタップ整流回路を形成している。出
力フィルタ（出力インダクタ）Ｌｆ及びここでは図示さ
れていない出力キャパシタは、出力電流Ｉｏ及び出力電
圧Ｖｏを平滑化すべく使用されている。このエネルギ回
復スナバＥＲＳは、３つのスナバダイオードＤｓ１，Ｄ
ｓ２ ，Ｄｓ３ 、２つのスナバキャパシタＣｓ１，Ｃ
ｓ２、及び小さなスナバインダクタＬｒを有する。小さ
なスナバインダクタＬｒは、この小さなスナバインダク
タＬｒを挿入する代りに、変圧器ＴＲの漏洩インダクタ
ンスＬｌが用いられるので無視し得る。このエネルギ回
復スナバＥＲＳが、変圧器ＴＲの二次側ダイオードＤ５
及びＤ６と、出力インダクタＬｆとの間に挿入されて、
循環電流Ｉ１を低減している。
【００２１】参照文献（Ｓ．Ｈａｍａｄａ，Ｙ．Ｍａｒ
ｕｙａｍａ，Ｍ．Ｎａｋａｏｋａの”Ｓａｔｕｒａｂｌ
ｅ Ｒｅａｃｔｏｒ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｓｏｆｔ−Ｓ
ｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ＰＷＭ
ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ（パルス幅変調Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおける可飽和リアクトルで補助さ
れたソフトスイッチング技術）”， ＰＥＳＣ，１９９
２、及び、Ｓ．Ｈａｍａｄａ，Ｍ．Ｍｉｃｈｉｈｉｒ
ａ，Ｍ．Ｎａｋａｏｋａの”Ｕｓｉｎｇ Ａ Ｔａｐｐ
ｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｆｏｒ Ｒｅｄｕｃｉｎｇ
Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｌｏｓｓｅｓ ｉｎ ａ Ｓｏ
ｆｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏ
ｎｖｅｒｔｅｒ（ソフトスイッチング・パルス幅変調Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおける導電損失を低減するための
タップド・インダクタの使用）”，ＥＰＥ，１９９３）
等に記載されたような実効（ＲＭＳ）電流ストレスを低
減すべく、エネルギ回復スナバを、センタタップ付きの
インダクタと可飽和リアクトルとを付加する代りに用い
ることによって、コンバータは還流期間の間に流れる循
環電流を低減することができる。
【００２２】図５において、Ｖｇｓはスイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４に対するゲート信号であり、ＶＴ１は変圧器
ＴＲの一次電圧、Ｉ１は一次電流、ＶＴ２は二次側接続
点２１における二次電圧、ＩＴ２は二次側接続点２１を
流れる二次電流、ＩＣｓはスナバキャパシタＣｓ１を流
れる電流である。図５に示されるように、導電期間（ｔ
０−ｔ２，ｔ５−ｔ７）中にスナバキャパシタＣｓ２及
びＣｓ１に蓄積されたエネルギは、変圧器ＴＲの二次電
圧ＶＴ２が還流期間（ｔ３−ｔ４，ｔ８−ｔ９）の間に
ゼロになると、放電を開始する。スナバキャパシタＣｓ
１及びＣｓ２の放電により、二次側ダイオードＤ５また
はＤ６は逆バイアスされ、変圧器ＴＲの二次コイルは開
放される。よって、変圧器ＴＲの一次側及び二次側の両
電流はゼロとなる。低磁化電流Ｉｍだけが、図６（ｄ）
に示されるように、モード３における還流期間（ｔ３−
ｔ４，ｔ８−ｔ９）中に本体ダイオードＤ３及びスイッ
チング素子Ｑ２を通って循環する。
【００２３】こうして、変圧器ＴＲ及びスイッチング素
子を通る実効（ＲＭＳ）電流は、還流期間ｔ３−ｔ４及
びｔ８−ｔ９において相当低減される。このことを、図
５の一次電流Ｉ１において、点線（従来）に対する実線
（本発明）で示す。したがってコンバータは、右脚転位
期間ｔ４−ｔ５の間の循環電流Ｉ１を最小化でき、右脚
における、スイッチング素子Ｑ２のオン状態からオフ状
態へのスイッチング、及びスイッチング素子Ｑ４のオフ
状態からオン状態へのスイッチングを略零電流の下で行
う。すなわち、右脚転位期間ｔ４−ｔ５において、右脚
のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はそれぞれ略零電流スイ
ッチングを達成する。一方、左脚転位期間ｔ２−ｔ３の
間の反射出力電流（ｎＩｏ＝Ｉｔ１、ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ）
により、左脚における、スイッチング素子Ｑ１のオン状
態からオフ状態へのスイッチング、及びスイッチング素
子Ｑ３のオフ状態からオン状態へのスイッチングを略零
電圧の下で行う。すなわち、左脚転位期間ｔ２−ｔ３に
おいて、左脚のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はそれぞれ
略零電圧スイッチングを達成する。さらに、還流期間中
にスナバキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２の電圧が零に放電さ
れているので、スイッチング素子Ｑ１とＱ２との双方が
オン状態のとき、またスイッチング素子Ｑ３とＱ４との
双方がオン状態のとき、エネルギ回復スナバが、変圧器
ＴＲ→スナバキャパシタＣｓ１→スナバダイオードＤｓ
３→小さなスナバインダクタＬｒ（この出願では無視し
得る）→スナバキャパシタＣｓ２から成る低インピーダ
ンス回路を提供するので、コンバータは二次側ダイオー
ドＤ５及びＤ６と還流ダイオードＤ７とに対する零電圧
スイッチングを達成する。
【００２４】本発明において循環電流減少のため適用し
たエネルギ回復スナバＥＲＳは、３つのスナバダイオー
ドＤｓ１、Ｄｓ２、Ｄｓ３と、２つのスナバキャパシタ
Ｃｓ、Ｃｓ２と、１つのスナバインダクタＬｒとで構成
されており、導通モード（ｔ０−ｔ２、ｔ５−ｔ７）の
間にスナバキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２に充電されたエネ
ルギを還流モード（ｔ３−ｔ４、ｔ８−ｔ９）の間に負
荷に放電してエネルギを回生させる。変圧器ＴＲを介し
て循環する極めて少い磁化電流Ｉｍだけがスイッチング
素子Ｑ２、Ｑ４の接合キャパシタンスＣｐを充・放電さ
せており、スナバキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２は零電圧で
放電されており、出力Ｉｏは還流ダイオードＤ７と出力
インダクタＬｆと出力キャパシタおよび負荷に還流して
いる状態を初期状態と仮定する場合、本発明による循環
電流低減型ソフトスイッチングフルブリッジＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路動作を次のように説明することがてき
る。
【００２５】モード０（ｔ０−ｔ１）：図６（ａ） 時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２が、それ以前
に大幅に低減されている循環電流Ｉ１の下で、ほとんど
零電流状態でターンオンされる。これにより、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２の双方が導通状態となる。このと
き、入力電圧Ｖｉｎは変圧器ＴＲを介して負荷側に伝達
され、負荷側を充電する。即ち、スイッチング素子Ｑ１
およびＱ２の双方が導通して変圧器ＴＲを介してエネル
ギ回復スナバＥＲＳおよび出力負荷にエネルギを供給す
る。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の双方が導通する
と、変圧器ＴＲの１次側から２次側に誘導された反射１
次電流が二次電流ＩＴ２（＝Ｉｔ１／ｎ）として、図５
に示したような傾斜で増大し、２次側ダイオードＤ５、
スナバキャパシタＣｓ１、スナバダイオードＤｓ３、ス
ナバインダクタＬｒおよびスナバキャパシタＣｓ２を通
して、変圧器ＴＲの２次側に流れ始め、低インピーダン
スの直列共振回路を形成するようになって、零電圧で放
電されたスナバキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２を充電させ始
める。このとき、時刻ｔ０以前において出力電流Ｉｏを
出力インダクタＬｆを介して還流させていた還流ダイオ
ードＤ７と２次側ダイオードＤ６とは、上記の低インピ
ーダンスの直列共振回路により、時刻ｔ０の時点で零電
圧状態の下でターンオフされる。したがって、還流ダイ
オードＤ７と２次側ダイオードＤ６の逆回復特性による
損失とサージ電圧を減らすことができる。また、この充
電過程の間、スナバキャパシタＣｓ１およびＣｓ２は、
変圧器ＴＲの漏洩インダクタンスＬｌに蓄積されたエネ
ルギにより、上記の低インピーダンスの直列共振回路を
介して、変圧器ＴＲの２次側電圧Ｖｔ２までそれぞれ充
電され、スナバキャパシタＣｓ１およびＣｓ２の和電圧
が、還流ダイオードＤ７の両端に印加されるようにな
り、還流ダイオードＤ７の両端電圧が、Ｖｔ２の２倍ま
で過充電された後、今度はスナバキャパシタＣｓ１およ
びＣｓ２がスナバダイオードＤｓ１，Ｄｓ２を介し負荷
に放電し、その和電圧は電圧Ｖｔ２まで降下する。そし
て、変圧器ＴＲの２次側電圧ＶＴ２は、モード２までそ
の電圧Ｖｔ２で充電状態を維持する。スナバキャパシタ
Ｃｓ２の充電電圧Ｖｃｓ２は次の式で表現することがで
きる。
【００２６】
【数２】
【００２７】モード１（ｔ１→ｔ２）：図６（ｂ） スナバキャパシタＣｓ１とＣｓ２が時刻ｔ１時点におい
て、変圧器ＴＲの２次側電圧ＶＴ２に充電された後の、
入力電力を負荷に伝達するエネルギ転移区間であり、ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２の両方が継続してオン状態に
ある。スナバキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２は２次側電圧Ｖ
Ｔ２により、Ｖｔ２だけクランプされて充電され、充電
が終ればモード１は開始され、このモード期間の間、単
に入力電力を変圧器ＴＲ、２次側ダイオードＤ５および
出力インダクタＬｆを通じて出力負荷に伝達する。ここ
で、出力電圧Ｖｏがこのモード（エネルギ転移モード）
の間一定電圧であると仮定すれば、１次電流Ｉ１は次の
数式３の傾斜で増大する。
【００２８】
【数３】
【００２９】この数式３においてＬｌは変圧器の漏洩イ
ンダクタンスであり、ｎ2 Ｌｆは反射出力フィルタイン
ダクタンスである。
【００３０】モード２（ｔ２−ｔ３）：図６（ｃ） 左脚転移期間で、時刻ｔ２の時点においてスイッチング
素子Ｑ２がオンされたままで、スイッチング素子Ｑ１が
ターンオフされると、このモードが開始する。時刻ｔ２
直前、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２および２次側ダイオ
ードＤ５は導通状態であり、スイッチング素子Ｑ１が時
刻ｔ２においてターンオフされると、変圧器ＴＲの１次
側を流れる電流Ｉ１は、負荷電流から反射された反射出
力電流ｎＩｏと、変圧器ＴＲの磁化電流Ｉｍとの合計で
ある循環電流Ｉ１（＝ｎＩｏ＋Ｉｍ）であって、左脚直
列接続体１１のスイッチング素子Ｑ１の接合キャパシタ
ンスＣｐの充電を開始し、一方、スイッチング素子Ｑ３
の接合キャパシタンスＣｐを放電させる。この時刻ｔ２
において、スイッチング素子Ｑ１の接合キャパシタンス
Ｃｐは零電圧から充電を始めるので、時刻ｔ２でのスイ
ッチング素子Ｑ１のターンオフは零電圧スイッチング状
態で行われる。ここで、反射出力電流ｎＩｏと、変圧器
ＴＲの磁化電流Ｉｍとにより蓄積された変圧器ＴＲの励
磁および漏洩インダクタンスエネルギがスイッチング素
子等の接合キャパシタンスＣｐの充・放電エネルギより
大きいので、変圧器ＴＲに蓄積されたエネルギはスイッ
チング素子Ｑ３の接合キャパシタンスＣｐを零に放電さ
せた後に、ダイオードＤ３、変圧器ＴＲおよびスイッチ
ング素子Ｑ２から成る低インピーダンス回路を通じて循
環するようになる。スイッチング素子Ｑ３は、時刻ｔ３
において本体ダイオードＤ３が導通された状態で（ダイ
オード導通電圧は０．７〜２Ｖ程度であるので零電圧と
見てもよい）ターンオンされるので、零電圧スイッチン
グ状態でターンオンされる。上記のスイッチング素子Ｑ
１の接合キャパシタンスＣｐにおける接合キャパシタン
ス電圧Ｖ１を次の式で示す。
【００３１】
【数４】
【００３２】スイッチング素子Ｑ３の接合キャパシタン
ス電圧Ｖ３（ｔ）が零に、スイッチング素子Ｑ１の接合
キャパシタンス電圧Ｖ１（ｔ）が入力電圧Ｖｉｎに到達
したとき、スイッチング素子Ｑ３の本体ダイオードＤ３
はスイッチング素子Ｑ３のオンに先行して導通するよう
になってこのモード２は終了する。それ故、スイッチン
グ素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とは、左脚転移期間
（ｔ２−ｔ３）の間、反射された出力電流ｎＩｏによ
り、零電圧スイッチングを容易に達成できる。これと共
に、エネルギ回復スナバＥＲＳのスナバキャパシタＣｓ
１、Ｃｓ２に蓄積された電圧は、変圧器ＴＲの２次側ダ
イオードＤ５、Ｄ６を逆バイアスさせ、図５に示したよ
うに、変圧器ＴＲの２次側電流ＩＴ２を低減させながら
負荷側に放電が開始される。
【００３３】モード３（ｔ３−ｔ４）：図６（ｄ） スイッチング素子Ｑ２がオン状態のままで、スイッチン
グ素子Ｑ３の本体ダイオードＤ３が導通されると、変圧
器ＴＲの１次側電圧ＶＴ１が零にクランプされた零電圧
状態となる。その零電圧状態下の時刻ｔ３において、ス
イッチング素子Ｑ３がターンオンされると、このモード
３が開始される。このとき、変圧器ＴＲの１次側循環電
流Ｉ１は、スイッチング素子Ｑ３の本体ダイオードＤ
３、変圧器ＴＲおよびスイッチング素子Ｑ２を通じて循
環しているので、変圧器ＴＲの１次側電圧ＶＴ１および
２次側電圧ＶＴ２は共に零である。したがって、スナバ
キャパシタＣｓ１、Ｃｓ２に充電されていた電圧は、変
圧器ＴＲの２次側電圧より高いので、スナバキャパシタ
Ｃｓ１、Ｃｓ２の放電電圧により、このモード３（ｔ３
−ｔ４）の間、２次側ダイオードＤ５、Ｄ６は逆バイア
スされ、変圧器ＴＲの２次巻線は開放される。それ故、
変圧器ＴＲの１次側電流Ｉｔ１および２次側電流ＩＴ２
は零となり、わずかな磁化電流Ｉｍだけが一次電流（循
環電流）Ｉ１として、本体ダイオードＤ３およびスイッ
チング素子Ｑ２を通じて循環する。低減された循環電流
Ｉ１により、変圧器ＴＲおよびスイッチング素子Ｑ２、
Ｑ３の実効（ＲＭＳ）電流は還流期間（ｔ３−ｔ４、ｔ
８−ｔ９）において相当に低減され、電流ストレスおよ
び導電損失を大幅に低減することができるようになる。
これは、従来のＰＷＭ方式位相シフトフルブリッジＤＣ
／ＤＣコンバータにおいて、還流期間の間に入力電力を
変圧器１次側から２次側に伝達することなく単にスイッ
チング素子および変圧器を通して循環電流を流すことに
より導電損失および銅損が増加されて効率を低下させる
ものとは、明らかに区別される動作である。
【００３４】モード４（ｔ４−ｔ５）：図６（ｅ） このモード４は右脚転移期間である。時刻ｔ４において
左脚のスイッチング素子Ｑ３がオン状態のままで、スイ
ッチング素子Ｑ２が、零に低減された変圧器ＴＲの１次
側電流Ｉｔ１により、大略零電流状態でターンオフされ
ると、このモード３の右脚転位が開始される。時刻ｔ５
においては、スイッチング素子Ｑ４も大略零電流状態で
ターンオンされる。このように、右脚転移期間（ｔ４−
ｔ５）の間ではスイッチング素子Ｑ２およびＱ４は、零
電流状態でスイッチングされるので、スイッチング損失
を低減することができる。モード２とは異なりこのモー
ドの場合には、変圧器ＴＲの２次側巻線が開放されてお
り、負荷電流Ｉｏは１次側電流に反射されることができ
ず、還流ダイオードＤ７を通じて還流するので、単に変
圧器ＴＲの１次側磁化インダクタンスＬｍに流れる磁化
電流Ｉｍだけがスイッチング素子Ｑ４とＱ２の各接合キ
ャパシタンスＣｐをそれぞれ充・放電する。即ち、スイ
ッチング素子Ｑ２が時刻ｔ４において、大略零電流スイ
ッチング（ＺＣＳ）の条件でターンオフされると、右脚
転位が開始されて変圧器ＴＲの１次側を通じて流れる低
磁化電流Ｉｍだけが微少なエネルギをスイッチング素子
Ｑ２およびＱ４の各接合キャパシタンスＣｐに転位す
る。スイッチング素子Ｑ２の接合キャパシタンス電圧Ｖ
２（ｔ）は次の数式５により増大する。
【００３５】
【数５】
【００３６】モード５（ｔ５−ｔ６）：図６（ｆ） このモード５では、モード０の場合と同様に、入力電圧
Ｖｉｎが変圧器ＴＲを介して負荷側に伝達され、負荷側
を充電する。即ち、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の
双方が導通し、変圧器ＴＲを介してエネルギ回復スナバ
ＥＲＳおよび出力負荷にエネルギを供給する。スイッチ
ング素子Ｑ３およびＱ４の双方が導通すると、変圧器Ｔ
Ｒの１次側から２次側に誘導された反射１次電流が二次
電流ＩＴ２（＝Ｉｔ１／ｎ）として、図５に示したよう
な傾斜で増大し、２次側ダイオードＤ６、スナバキャパ
シタＣｓ１、スナバダイオードＤｓ３、スナバインダク
タＬｒおよびスナバキャパシタＣｓ２を通して、変圧器
ＴＲの２次側に流れ始め、低インピーダンスの直列共振
回路を形成するようになって、零電圧で放電されたスナ
バキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２を充電させ始める。このと
き、時刻ｔ５以前の時点で、出力電流Ｉｏを出力インダ
クタンスＬｆを介して還流させていた還流ダイオードＤ
７と２次側ダイオードＤ５は、上記の低インピーダンス
の直列共振回路により、時刻ｔ５において零電圧状態で
ターンオフされる。したがって、還流ダイオードＤ７と
２次側ダイオードＤ５の逆回復特性による損失とサージ
電圧を減らすことができるようになる。また、モード０
の場合と同様に、この充電過程中、スナバキャパシタＣ
ｓ１およびＣｓ２は、変圧器ＴＲの漏洩インダクタンス
Ｌｌに蓄積されたエネルギにより、上記の低インピーダ
ンスの直列共振回路を介して、変圧器ＴＲの２次側電圧
Ｖｔ２までそれぞれ充電され、スナバキャパシタＣｓ１
およびＣｓ２の和電圧が、還流ダイオードＤ７の両端に
印加されるようになり、還流ダイオードＤ７の両端電圧
が、Ｖｔ２の２倍まで過充電された後、今度はスナバキ
ャパシタＣｓ１およびＣｓ２がスナバダイオードＤｓ
１，Ｄｓ２を介し負荷に放電し、その和電圧はＶｔ２ま
で降下しそのまま維持される。
【００３７】以上に説明したモード０乃至モード５の動
作を全体的に見極めれば、入力電力が上記フルブリッジ
ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
と、変圧器ＴＲを通して通電する導電モード（ｔ０−ｔ
２、ｔ５−ｔ７）の間にスナバキャパシタＣｓ１、Ｃｓ
２に蓄積されたエネルギが還流モード（ｔ３−ｔ４、ｔ
８−ｔ９）の間、零に放電しながら変圧器ＴＲの２次側
ダイオードＤ５、Ｄ６を逆バイアスさせ、変圧器ＴＲの
２次側巻線を開放することにより変圧器ＴＲの１次側電
流Ｉｔ１と２次側電流ＩＴ２とを零に低減させて、循環
経路が遮断されるようになって主回路のスイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４の導通損失と変圧器ＴＲの銅損および還流
ダイオードＤ５、Ｄ６の逆回復損失を低減するようにな
る。即ち、上記還流モード（ｔ３−ｔ４）中にはスイッ
チング素子Ｑ３のダイオードＤ３およびスイッチング素
子Ｑ２を通じて、還流モード（ｔ８−ｔ９）中にはスイ
ッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１およびスイッチング
素子Ｑ４を通じて、わずかな磁化電流Ｉｍだけが循環す
ることにより、変圧器ＴＲの１次側と２次側およびスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を通じて流れる実効（ＲＭＳ）
電流がこの期間の間相当低減されることにより、スイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通損失と変圧器ＴＲの銅損を
低減する。右脚転位期間（ｔ４−ｔ５）中には、大略零
に低減された循環電流によりフルブリッジＤＣ／ＤＣコ
ンバータの右脚直列接続体１２に対して、大略零電流ス
イッチングを成すようになり、左脚転位期間（ｔ２−ｔ
３）中には変圧器ＴＲの２次側から１次側に誘導された
反射出力電流（ｎＩ０＝Ｉｔ１、ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ）によ
り左脚直列接続体１１に対して零電圧スイッチングす
る。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン時にはエ
ネルギ回復スナバＥＲＳが上記スナバキャパシタＣｓ１
とスナバダイオードＤｓ３とスナバキャパシタＣｓ２の
順序で低インピーダンス回路を構成することにより、フ
ルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチングすると
ともに、２次側ダイオードＤ５、Ｄ６および還流ダイオ
ードＤ７の逆回復損失を低減するようになる。
【００３８】本発明に従った循環電流低減型の高周波ソ
フトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、その主回路
として、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４か
ら成る位相シフトＰＷＭフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバ
ータと、センタタップ（或いは図８に示されるようなセ
ンタタップ無し）構成の変圧器ＴＲと、二次側ダイオー
ドＤ５及びＤ６と、還流ダイオードＤ７と、出力フィル
タＬｆ及びここでは図示されていない出力キャパシタ
と、エネルギ回復スナバＥＲＳとを有する。この循環電
流低減型フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッ
チング素子からの導電損失と、変圧器ＴＲにおける銅損
失と、還流ダイオードＤ７を介しての二次側ダイオード
Ｄ５及びＤ６の逆回復損失とを、それぞれ低減させるこ
とができる。変圧器ＴＲの二次側ダイオードＤ５及びＤ
６と出力インダクタＬｆとの間に取付けられるこのエネ
ルギ回復スナバは、３つのスナバダイオードＤｓ１，Ｄ
ｓ２，Ｄｓ３と、２つのスナバキャパシタＣｓ１及びＣ
ｓ２と、（図７に示されるように、小さなスナバインダ
クタＬｒを挿入する代りに、変圧器の漏洩インダクタン
スＬｌが使用可能で無視し得る）小さなスナバインダク
タＬｒとから構成される。
【００３９】導電期間ｔ０−ｔ２及びｔ５−ｔ７の間、
スナバキャパシタＣｓ１及びＣｓ２に蓄積されたエネル
ギは、変圧器ＴＲの二次電圧ＶＴ２が還流期間ｔ３−ｔ
４及びｔ８−ｔ９の間にゼロになると放電を開始する。
スナバキャパシタＣｓ１及びＣｓ２の放電により、二次
側ダイオードＤ５またはＤ６は逆バイアスされ、変圧器
ＴＲの二次側コイルは開放される。変圧器ＴＲの一次側
及び二次側の両電流がゼロになる。そして、低磁化電流
Ｉｍのみが、還流期間ｔ３−ｔ４の間に本体ダイオード
Ｄ３及びスイッチング素子Ｑ２を通って循環するか、或
いは、還流期間ｔ８−ｔ９の間に本体（ボディ）ダイオ
ードＤ１及びスイッチング素子Ｑ４を通って循環する。
【００４０】変圧器ＴＲ及びスイッチング素子を通じる
実効（ＲＭＳ）電流は還流期間ｔ３−ｔ４及びｔ８−ｔ
９において相当低減される。それ故に、スイッチング素
子の導電損失と、高周波変圧器の銅損失とは低減され
る。また、このコンバータは、右脚転位の期間中に循環
電流を最小化するため、右脚スイッチング素子Ｑ２及び
Ｑ４に対して略零電流スイッチングを達成すると共に、
左脚転位の期間中の反射出力電流（ｎＩｏ＝Ｉｔ１、ｎ
＝Ｎｓ／Ｎｐ）のため、左脚スイッチング素子Ｑ１及び
Ｑ３に対して零電圧スイッチングを達成する。
【００４１】このコンバータはソフトスイッチングを達
成して、還流ダイオードＤ７を伴う二次側ダイオードＤ
５及びＤ６に対する逆回復損失を低減するが、これは、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びＱ３，Ｑ４のオン時
に、エネルギ回復スナバＥＲＳが、変圧器ＴＲ→スナバ
キャパシタＣｓ１→スナバダイオードＤｓ３→（無視し
得る）小さなスナバインダクタＬｒ→スナバキャパシタ
Ｃｓ２等の低インピーダンス回路を構成するからであ
る。
【００４２】本発明における循環電流低減型の高周波位
相シフトＰＷＭフルブリッジ（或いはハーフブリッジ）
ＤＣ／ＤＣコンバータは、小さなスナバインダクタＬｒ
が含まれていない図７、図９、図１０及び図１１におい
ては図示されるようなエネルギ回復スナバＥＲＳ１を適
用することができる。このエネルギ回復スナバＥＲＳ１
の使用により、本発明に係るコンバータは一次側におけ
る導電損失を低減できるが、これは、二次側ダイオード
Ｄ５及びＤ６が逆バイアスされて変圧器ＴＲの二次側コ
イルがスナバキャパシタＣｓ１及びＣｓ２の放電モード
中の電圧によりブロックすることによって開放されるか
らである。また、エネルギ回復スナバＥＲＳ１を具備す
るコンバータは、二次側において、激しい寄生振動やダ
イオード逆回復損失を発生しないが、これは、エネルギ
回復スナバＥＲＳ１が、変圧器ＴＲ→スナバキャパシタ
Ｃｓ１→スナバダイオードＤｓ３→スナバキャパシタＣ
ｓ２等の低インピーダンス回路を導電モード中に提供す
るからである。しかしながら、このコンバータは、二次
電圧ＶＴ２が図１４の実験に基づく波形に示されるよう
に僅かに増大するという副次的な欠点を有する。
【００４３】本発明の、循環電流低減型の高周波位相シ
フトＰＷＭフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフ
トスイッチング及び低減された導電損失を達成すべく、
６つの動作モードを有して、図５及び図６に示されるよ
うな上記のモードに対応する動作波形を有する。
【００４４】本発明の、循環電流低減型の高周波ソフト
スイッチング位相シフトＰＷＭフルブリッジＤＣ／ＤＣ
コンバータは、センタタップ付きの変圧器（図４、図７
及び図１０）ばかりではなく、センタタップ無しの変圧
器（図８、図９及び図１１）をも使用可能である。
【００４５】図１０及び図１１に示されるようなハーフ
ブリッジＤＣ／ＤＣコンバータは、二次側ダイオードＤ
５及びＤ６と出力インダクタＬｆとの間にエネルギ回復
スナバＥＲＳ１を接続して、ソフトスイッチングを達成
すると共に、主スイッチング素子Ｑ１及びＱ２、二次側
ダイオードＤ５及びＤ６、及び還流ダイオードＤ７に対
する逆回復損失を低減している。
【００４６】本発明にしたがっての実験結果は以下の如
くである。７Ｋｗ（１２０ＶＤＣ、５８Ａ）、３０ｋＨ
ｚのＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラ・トランジス
タ）に基づく実験回路が動作を証明すべく実装された。
この回路の各種パラメータは以下の通りである。 Ｑ１−Ｑ４：ＩＧＢＴ（２ＭＢＩ１２０Ｌ０６０，６０
０Ｖ，２００Ａ） Ｄ１−Ｄ４：ＩＧＢＴの本体（ボディ）ダイオード Ｃｐ：１４ｎＦ（ＩＧＢＴの接合キャパシタンス） Ｌｍ：２８６μＨ（変圧器の磁化インダクタンス） Ｌｌ：３．５μＨ（変圧器の漏洩インダクタンス） ｎ：変圧器の巻数比（ｎ＝Ｎｓ／Ｎｐ＝６／８＝０．７
５） Ｃｓ１，Ｃｓ２：０．２μＦ（スナバキャパシタ） Ｌｒ：３μＨ（スナバインダクタ） Ｄｓ１−Ｄｓ３：スナバダイオード Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７：二次側ダイオード、還流ダイオード Ｌｆ：５００μＨ（出力インダクタ） δｔ：１．３μｓ（デッドタイム）
【００４７】図１２、図１３及び図１４は、ＲＣＤスナ
バ（図１及び図３）を具備するコンバータと、エネルギ
回復スナバ（図４、図５及び図７）を具備するコンバー
タとのそれぞれにおける変圧器ＴＲの一次側及び二次側
の電圧及び電流の波形を示す。図１２と図１３及び図１
４とを比較すると、エネルギ回復スナバＥＲＳ或いはＥ
ＲＳ１を用いることによって、循環電流Ｉ１が略ゼロに
減少し、低磁化電流Ｉｍだけが還流期間中に流れている
ことが判別できる。また、低減された循環電流により、
ソフトスイッチングがピーク電圧や軽い負荷から最大の
負荷へ向かう激しい寄生振動がない状態で達成されてい
る。
【００４８】
【発明の効果】図１５は、ここで提案されたソフトスイ
ッチングＤＣ／ＤＣコンバータを従来のＺＶＳ（零電圧
スイッチング）ＤＣ／ＤＣコンバータと比較した場合の
測定された効率を示している。エネルギ回復スナバを具
備した本発明に係るコンバータの効率は、循環電流が還
流期間中に低減されていたとしても、軽い負荷状態（１
６Ａ以下）において特別に低い効率特性を示す。軽い負
荷状態におけるこの低減された効率特性は、スナバキャ
パシタを通って流れる充電電流による。しかしながら、
負荷電流が１６Ａ以上増大すると、エネルギ回復スナバ
を具備した本発明に係るコンバータの効率は、低減され
た循環電流と無損失スナバの適用とにより、従来のＺＶ
Ｓ（零電圧スイッチング）ＤＣ／ＤＣコンバータを越え
る何等かの改善（２％〜４％）を示す。
【００４９】本発明に従うコンバータは、変圧器及びス
イッチング素子から流れる転流及び循環の電流を最小化
できる。エネルギ回復スナバを適用することによって、
本コンバータは、右脚スイッチング素子Ｑ２及びＱ４に
対する略零電流スイッチングを達成すると共に、左脚ス
イッチング素子Ｑ１及びＱ３に対する略零電圧スイッチ
ングを達成する。
【００５０】さらに、本コンバータは二次側の整流ダイ
オードＤ７，Ｄ５，Ｄ６に対するソフトスイッチングを
達成する。回路の解析及び実験が行なわれて、７ｋＷ
（１２０ＶＤＣ、５８Ａ）、３０ｋＨｚのＩＧＢＴに基
づく実験回路を実装することによって、ここに提案され
るトポロジー（部品構成配列）が確証されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、先行技術に係るフルブリッジＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの概略回路図を示す。
【図２】図２は、図１に従った従来のハードスイッチン
グＰＷＭを具備したハードスイッチング・フルブリッジ
コンバータの波形を示す。
【図３】図３は、図１に従った位相シフトＰＷＭフルブ
リッジＤＣ／ＤＣの波形を示す。
【図４】図４は、本発明の一実施形態に基づく循環電流
低減型である、エネルギ回復スナバを具備した高周波ソ
フトスイッチング位相シフトＰＷＭフルブリッジＤＣ／
ＤＣコンバータ（センタタップ取りされた変圧器）の回
路図を示す。
【図５】図５は、図４の回路の主要動作の波形を示す。
【図６】図６（ａ）、図６（ｂ）、図６（ｃ）、図６
（ｄ）、図６（ｅ）、及び図６（ｆ）は、図４の回路の
６つの動作モード用の回路構成を示し、図６（ａ）が、
モード０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２導電状態及びス
ナバキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２充電状態であり、図６
（ｂ）が、モード１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２導電
状態（出力モード）であり、図６（ｃ）が、モード２の
左脚転位状態であり、図６（ｄ）が、モード３のスナバ
キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２放電状態での還流モードであ
り、図６（ｅ）が、モード４の右脚転位状態であり、図
６（ｆ）が、モード５のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ３導
電状態及びスナバキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２充電状態で
ある。
【図７】図７は、本発明に従った、エネルギ回復スナバ
（ＥＲＳ１）を具備した位相シフトＰＷＭフルブリッジ
ＤＣ／ＤＣコンバータの回路（スナバインダクタ無しで
センタタップを設けた変圧器）を示す。
【図８】図８は、本発明に従った、エネルギ回復スナバ
（ＥＲＳ）を具備した位相シフトＰＷＭフルブリッジＤ
Ｃ／ＤＣコンバータの回路（スナバインダクタを有する
センタタップ無しの変圧器）を示す。
【図９】図９は、本発明に従った、エネルギ回復スナバ
（ＥＲＳ１）を具備した位相シフトＰＷＭフルブリッジ
ＤＣ／ＤＣコンバータの回路（スナバインダクタ無しで
センタタップ無しの変圧器）を示す。
【図１０】図１０は、本発明に従った、エネルギ回復ス
ナバ（ＥＲＳ１）を具備したハーフブリッジＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路（スナバインダクタ無しでセンタタッ
プ付きの変圧器）を示す。
【図１１】図１１は、本発明に従った、エネルギ回復ス
ナバ（ＥＲＳ１）を具備したハーフブリッジＤＣ／ＤＣ
コンバータの回路（スナバインダクタ無しでセンタタッ
プ付きの変圧器）を示す。
【図１２】図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、図１及び
図３のＲＣＤスナバＥＲＳを具備した従来の位相シフト
ＰＷＭＺＶＳ（零電圧スイッチング）ＦＢ（フルブリッ
ジ）ＤＣ／ＤＣコンバータの波形であり、（ａ）は変圧
器一次側の電圧及び電流の波形を、（ｂ）は変圧器二次
側の電圧及び電流の波形を示す（２００Ｖ／発散、５０
Ａ／発散、５μｓ／発散）（先行技術）。
【図１３】図１３（ａ）及び図１３（ｂ）は、図４及び
図５のエネルギ回復スナバＥＲＳを具備した位相シフト
ＰＷＭＦＢ（フルブリッジ）ＤＣ／ＤＣコンバータの波
形であり、（ａ）は変圧器一次側の電圧及び電流の波形
を、（ｂ）は変圧器二次側の電圧及び電流の波形を示す
（２００Ｖ／発散、５０Ａ／発散、５μｓ／発散）。
【図１４】図１４（ａ）及び図１４（ｂ）は、図７の
（スナバインダクタ無しの）エネルギ回復スナバ（ＥＲ
Ｓ）を具備したソフトスイッチングＦＢ（フルブリッ
ジ）ＤＣ／ＤＣコンバータの波形であり、（ａ）は変圧
器一次側の電圧及び電流の波形を、（ｂ）は変圧器二次
側の電圧及び電流の波形を示す。
【図１５】図１５は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバー
タの従来のＺＶＳ（零電圧スイッチング）ＤＣ／ＤＣコ
ンバータと比較した場合の効率を示す。
【符号の説明】
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子 Ｃｓ１，Ｃｓ２ スナバキャパシタ Ｌｒ スナバインダクタ Ｄｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３ スナバダイオード Ｄ５，Ｄ６ 二次側ダイオード Ｄ７ 還流ダイオード ＥＲＳ、ＥＲＳ１ エネルギ回復スナバ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１スイッチング素子と第３スイッチグ
    素子とを直列に接続して成る左脚直列接続体と、第２ス
    イッチング素子と第４スイッチグ素子とを直列に接続し
    て成る右脚直列接続体とを並列に接続して直流電圧を印
    加するとともに、第１、第２、第３及び第４スイッチン
    グ素子の各々に逆並列にボディダイオードを接続し、 左脚直列接続体のスイッチング素子接続点と、右脚直列
    接続体のスイッチング素子接続点との間に、変圧器の一
    次コイルを接続し、 変圧器の二次コイルの両端の各々に、アノードが二次コ
    イル側となるように二次側ダイオードを接続するととも
    に、その二次側ダイオードの各カソード端子を接続して
    二次側接続点を形成し、 二次側接続点と二次コイルの中点との間に、エネルギ回
    復スナバと、カソードが二次側接続点側となる還流ダイ
    オードとを並列に接続し、 エネルギ回復スナバは、 二次側接続点側となる第１スナバキャパシタと、アノー
    ドが中点側となる第１スナバダイオードとから成る第１
    直列接続体と、 カソードが二次側接続点側となる第２スナバダイオード
    と、中点側となる第２スナバキャパシタとから成る第２
    直列接続体と、 第１スナバキャパシタと第１スナバダイオードとの接続
    点と、第２スナバダイオードと第２スナバキャパシタと
    の接続点との間に、前者接続点から後者接続点に向けて
    順方向となるように接続した第３スナバダイオードと、
    から構成されている、 ことを特徴とする循環電流低減型の高周波ソフトスイッ
    チング・パルス幅変調フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバー
    タ。
  2. 【請求項２】 上記第３スナバダイオードに直列にスナ
    バインダクタを接続したことを特徴とする請求項１に記
    載の循環電流低減型の高周波ソフトスイッチン グ・パル
    ス幅変調フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 第１スイッチング素子と第３スイッチグ
    素子とを直列に接続して成る左脚直列接続体と、第２ス
    イッチング素子と第４スイッチグ素子とを直列に接続し
    て成る右脚直列接続体とを並列に接続して直流電圧を印
    加するとともに、第１、第２、第３及び第４スイッチン
    グ素子の各々に逆並列にボディダイオードを接続し、 左脚直列接続体のスイッチング素子接続点と、右脚直列
    接続体のスイッチング素子接続点との間に、変圧器の一
    次コイルを接続し、 変圧器の二次コイルの両端の各々を、２つのダイオード
    を同一方向で直列に接続してそれぞれ構成した第１及び
    第２ダイオード直列接続体の各ダイオード接続点に接続
    し、 第１ダイオード直列接続体の一端側のカソードと、第２
    ダイオード直列接続体の一端側のカソードとを接続して
    二次側第１接続点とし、 第１ダイオード直列接続体の他端側のアノードと、第２
    ダイオード直列接続体の他端側のアノードとを接続して
    二次側第２接続点とし、 二次側第１接続点と二次側第２接続点との間に、エネル
    ギ回復スナバを並列に接続し、 エネルギ回復スナバは、 二次側第１接続点側となる第１スナバキャパシタと、ア
    ノードが二次側第２接続点側となる第１スナバダイオー
    ドとから成る第１直列接続体と、 カソードが二次側第１接続点側となる第２スナバダイオ
    ードと、二次側第２接続点側となる第２スナバキャパシ
    タとから成る第２直列接続体と、 第１スナバキャパシタと第１スナバダイオードとの接続
    点と、第２スナバダイオードと第２スナバキャパシタと
    の接続点との間に、前者接続点から後者接続点に向けて
    順方向となるように接続した第３スナバダイオードと、
    から構成されている、 ことを特徴とする循環電流低減型の高周波ソフトスイッ
    チング・パルス幅変調フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバー
    タ。
  4. 【請求項４】 ２つのコンデンサを直列に接続して成る
    コンデンサ直列接続体 と、第２スイッチング素子と第４
    スイッチグ素子とを直列に接続して成る右脚直列接続体
    とを並列に接続して直流電圧を印加するとともに、第２
    及び第４スイッチング素子の各々に逆並列にボディダイ
    オードを接続し、 コンデンサ直列接続体のコンデンサ接続点と、右脚直列
    接続体のスイッチング素子接続点との間に、変圧器の一
    次コイルを接続し、 変圧器の二次コイルの両端の各々に、アノードが二次コ
    イル側となるように二次側ダイオードを接続するととも
    に、その二次側ダイオードの各カソード端子を接続して
    二次側接続点を形成し、 二次側接続点と二次コイルの中点との間に、エネルギ回
    復スナバと、カソードが二次側接続点側となる還流ダイ
    オードとを並列に接続し、 エネルギ回復スナバは、 二次側接続点側となる第１スナバキャパシタと、アノー
    ドが中点側となる第１スナバダイオードとから成る第１
    直列接続体と、 カソードが二次側接続点側となる第２スナバダイオード
    と、中点側となる第２スナバキャパシタとから成る第２
    直列接続体と、 第１スナバキャパシタと第１スナバダイオードとの接続
    点と、第２スナバダイオードと第２スナバキャパシタと
    の接続点との間に、前者接続点から後者接続点に向けて
    順方向となるように接続した第３スナバダイオードと、
    から構成されている、 ことを特徴とする循環電流低減型の高周波ソフトスイッ
    チング・パルス幅変調ハーフブリッジＤＣ／ＤＣコンバ
    ータ。
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