CN106558993A - Dc/dc转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的DC/DC转换装置(10)具有：输出直流电源电压的直流电压源(1)；与直流电压源V1电连接的振荡电路(2)；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部(6)，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源(1)与振荡电路(2)的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路(2)上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及变换部(4)，将振荡电路(2)中产生的电流输出并转换成直流电流，开关控制部(6)在使施加于振荡电路(2)上的电压的方向从第一方向切换至第二方向之前，断开振荡电路(2)与直流电压源(1)的电连接，在流经振荡电路(2)的电流输出至变换部(6)之后，导通振荡电路(2)与直流电压源(1)的电连接，且使施加于振荡电路(2)上的电压方向切换至第二方向。

Description

DC/DC转换装置
技术领域
本发明涉及一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置。
背景技术
在现有技术中，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关闭合和断开的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，其中，DC/DC转换装置即直流-直流转换电路是一种将直流输入电压有效地转换成固定的直流输出电压的电压变换器。一般而言，DC/DC转换装置分为三类：升压型DC/DC变换器、降压型DC/DC变换器以及升降压型DC/DC变换器，根据需求可采用三类控制。具体而言，利用电容器、电感器的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容器或电感器里，当开关断开时，将电能再释放给负载来提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比、即开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。
然而，随着电力电子技术的高速发展，对开关电源提出了更加高频化、高转换效率、高功率密度以及低噪声等要求。
图8示出了现有的一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100。如图8所示，DC/DC转换装置100具有：直流电压源V10，4个开关元件Q1～Q4，由电感器Lr和电容器Cr构成的振荡电路20，以及由变压器30和整流电路构成的变换部40。在该DC/DC转换装置100中，通过控制各个开关元件Q1～Q4的导通和断开，从而控制从变压器30的原边Tr1向副边Tr2所传输的能量。
发明内容
发明所要解决的问题
对于图8所示的DC/DC转换装置100中的各个开关元件Q1～Q4，图9示出了对它们的控制时序。
如图9所示，每个开关元件Q1～Q4的占空比均为50％。在t0时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3，在由电感器Lr和电容器Cr所构成的振荡电路20上施加的电压Vc+－为正值，此时，流经振荡电路20的电流ILLC为正值且逐渐增大。然后，在t1时刻，闭合开关元件Q2和Q3、且断开开关元件Q1和Q4，此时，由于电压是断续变化的，因此施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为负值。然而，由于电流是连续变化的，因此，如图9所示，在t1时刻，当施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为负值时，流经振荡电路20的电流ILLC虽然在逐渐减小，但仍然为正值。也就是说，从t1时刻、即开关切换的时刻起直至流经振荡电路20的电流ILLC降低为零为止，流经振荡电路20的电流ILLC与施加于振荡电路20两端的电压Vc+－为反向。其结果是，由于将要输出至变压器30的副边Tr2的能量为电压Vc+－和电流ILLC的乘积，如图9所示，在A→B的时间段内，该将要输出至变压器30的副边的能量为负，即能量从振荡电路20逆流回直流电压源V10，在A→B的时间段之后能量会在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于振荡电路20的电流路径上存在电阻，因而会带来了不必要的损耗。
同样地，在t2时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3，此时，由于电压是断续变化的，因此施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为正值。然而，由于电流是连续变化的，因此，如图9所示，在t2时刻，当施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为正值时，流经振荡电路20的电流ILLC虽然在逐渐增大，但仍然为负值。其结果是，如图9所示，在C→D的时间段内，将要输出至变压器30的副边Tr2的能量为负，即能量从振荡电路20逆流回直流电压源V10，且在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于振荡电路20的电流路径上存在电阻，因而会带来了不必要的损耗。
另外，从增益的角度来考虑。假设该DC/DC转换装置100的增益为1，则DC/DC转换装置100中的各个开关元件Q1～Q4的切换频率等于振荡电路20的谐振频率，此时在理想状态下，DC/DC转换装置100中不会产生损耗。然而，若增益小于1，则输入电压Vin必然大于输出电压Vout。由于开关元件Q1～4的占空比为50％，因此ILLC＝Iout，即流经振荡电路20的电流ILLC等于输出电流，因此输入能量、即Vin与ILLC的乘积必然大于输出能量Vout与Iout的乘积。其中，这多出来的部分、即Vin*ILLC－Vout*Iout的值在该DC/DC转换装置100中被损耗掉了。
也就是说，在如图8所示的现有的DC/DC转换装置100中，若如图9所示那样，以占空比50％来控制各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，使部分能量逆流回直流电压源V10之后，在振荡电路20和直流电压源V10之间来回流动造成损耗，导致输出功率降低，从而使得DC/DC转换装置100的增益也降低。
另一方面，在采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置中，还存在开关(MOSFET等)损耗的问题。对于开关损耗的问题，在本技术领域中，通常采用软开关技术。
软开关(Soft-Switching)是相对硬开关(Hard-Switching)而言的。一般而言，通过在开通和关断过程前后引入谐振，使开关开通前的电压先降到零，关断前的电流先降到零，就可以消除开关在开通和关断过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减小甚至消除开关损耗。同时，谐振过程限制了开关在开通和关断过程中电压和电流的变化率，这使得开关噪声也显著减小。
其中，对于开关的关断过程，理想的软关断过程是电流先降到零，电压再缓慢上升到断态值，此时开关的关断损耗近似为零。由于器件断开前的电流已下降到零，解决了感性断开问题。这就是通常所说的零电流开关ZCS(Zero Current Switch)。另外，对于开关的开通过程，理想的软开通过程是电压先降到零，电流再缓慢上升到通态值，此时开关的开通损耗近似为零。由于器件结电容的电压亦为零，解决了容性开通问题。这就是通常所说的零电压开关ZVS(Zero Voltage Switch)。
在现有技术中，为了降低开关导通时的损耗，甚至是实现零电流开关ZCS和/或零电压开关ZVS，必须对各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开的时序进行适当的调整。
用于解决技术问题的技术手段
本发明是为了解决上述问题而设计的，其第一个目的在于提供一种DC/DC转换装置，在振荡电路中的能量全部传送到输出端之后，再使施加于振荡电路上的电压反向，因此不会有能量从振荡电路逆流回直流电压源而导致能量逆流的现象，能够抑制DC/DC转换装置中的能量损耗。
本发明的第二目的在于提供一种DC/DC转换装置，在电压的增益不变的情况下，在为了应对因轻载而需要减小电流时，此时通过在振荡电路中的能量全部传送到输出端之后，再增加了一个等待时间，在其他条件均不变的情况下，能够降低增益使轻载不会因电流过大而发生损坏。
本发明的第三目的在于提供一种DC/DC转换装置，在振荡电路中的能量全部传送到输出端之前，就使施加于振荡电路上的电压反向，因此，不仅能够抑制DC/DC转换装置的增益下降，同时能使剩余的能量对接下来要被导通的开关上的寄生电容充电，从而能够降低该开关在导通时的开关损耗，更进一步地能够实现零电压开关ZVS。
本发明第一方面所涉及的DC/DC转换装置，具有：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流，所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
本发明第二方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
本发明第三方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之前，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，从而使流经所述振荡电路的电流的剩余部分对使施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第二方向时所闭合的开关元件上的寄生电容进行充电。
本发明第四方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
本发明第五方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
本发明第六方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之前，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第一方向，从而使流经所述振荡电路的电流的剩余部分对施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第一方向时所闭合的开关上的寄生电容进行充电。
发明的效果
根据本发明，能够抑制能量从振荡电路逆流回直流电压源而导致能量逆流的现象，从而能够抑制DC/DC转换装置中的能量损耗。
进一步地，根据本发明，在其他条件均不变的情况下，在电压的增益不变的情况下，能够应对轻载而减小输出电流的情况。
更进一步地，根据本发明，能够降低该开关元件在导通时的开关损耗，更进一步地能够使开关元件实现零电压开关ZVS。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图2是表示本发明第一实施方式的第一变形例的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图3是表示本发明第一实施方式的第二变形例的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图4是表示第一实施方式中各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。其中，图4－1示出了第一控制方法，图4－2示出了第二控制方法，图4－3示出了第三控制方法。
图5是表示第二实施方式中各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。其中，图5－1示出了第四控制方法，图5－2示出了第五控制方法，图5－3示出了第六控制方法。
图6示出了本发明第三实施方式所涉及的DC/DC转换装置10的电路结构。
图7是表示第三实施方式中各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。其中，图7－1示出了第七控制方法，图7－2示出了第八控制方法，图7－3示出了第九控制方法。
图8是表示现有技术中的采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100的电路结构的框图。
图9是表示现有技术中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路20的电流ILLC、以及振荡电路20的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。
具体实施方式
第一实施方式
(DC/DC转换装置的结构)
下面，参照附图1对本发明第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置进行说明。
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。如图1所示，DC/DC转换装置10具有：输出直流电源电压Vin的直流电压源V1；与直流电压源V1电连接的振荡电路2；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部6，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源V1与振荡电路2的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路2上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及变换部4，将振荡电路2中产生的电流输出并转换成直流电流。
具体而言，直流电压源V1的正极侧连接至开关元件Q1和开关元件Q3的漏极侧，直流电压源V1的负极侧连接至开关元件Q2和开关元件Q4的源极侧。在本发明中，直流电压源V1是能为负载提供稳定直流电源电压Vin的电子装置，例如可以采用干电池、蓄电池、直流发电机等。
变换部4中设置有变压器3，整流二极管D1、D2，以及输出电容器Co。变压器3中包括原边Tr1和副边Tr2，其中，原边Tr1具有线圈n1，副边Tr2具有线圈n2和线圈n3。整流二极管D1的阳极连接在副边Tr2的线圈n3的一端，且整流二极管D1的阴极经由输出电容Co连接至副边Tr2的线圈n3的另一端。另外，整流二极管D2的阳极连接至变副边Tr2的线圈n2一端，且整流二极管D2的阴极连接至整流二极管D1的阴极。
振荡电路2中设置有电感器Lr和电容器Cr，且设置有高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-。而且，上述变压器3的原边Tr1与振荡电路2串联连接。高电位侧端子Vc+与开关元件Q1和开关元件Q2的连接点相连接，且低电位侧端子Vc-与开关元件Q3和开关元件Q4的连接点相连接。而且，电感器Lr和电容器Cr经由变压器3的原边Tr1，串联连接在高电位侧端子Vc+与低电位侧端子Vc-之间。
多个开关元件Q1～Q4的连接关系如图1所示。第一开关元件Q1设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，第三开关元件Q3设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间，第二开关元件Q2设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，以及第四开关元件Q4设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间。
另外，上述多个开关元件Q1～Q4可以采用被广泛使用于模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)，例如是金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。其中，MOSFET依照其工作载流子的极性不同，可分为“N型”与“P型”的两种类型，通常又称为NMOSFET与PMOSFET。在本发明中，对于多个开关元件Q1～Q4没有具体的限制，可以采用“N型”MOSFET，也可以采用“P型”MOSFET，当然也可以是本领域其它类型的开关元件。
开关控制部6根据如上所述被输入的电流ILLC，来切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开。具体而言，当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin同向，即会施加正向的电压。当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin反向，即会施加负向的电压。另外，当开关元件Q1和开关元件Q3均断开时，或者当开关元件Q2和开关元件Q4均断开时，振荡电路2不与直流电压源V1电连接，即不会有电压施加在振荡电路2的两端。
(DC/DC转换装置的控制方法)
图4示出了图1中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。图4－1示出了开关控制部6的第一控制方法的关系图，图4－2示出了开关控制部6的第二控制方法的关系图，图4－3示出了开关控制部6的第三控制方法的关系图。
首先，根据图4－1来说明开关控制部6的第一控制方法。如图4－1所示，t0时刻至t3时刻为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路3中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。
如上所述，在t2时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t2时刻不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
在t3时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间从负值变为正值。此时，与上述的t0时刻一样，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC被强制地从负值变为正值，且逐渐变大。
其次，根据图4－2来说明开关控制部6的第二控制方法。如图4－2所示，t0时刻至t3时刻为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC被强制地从正值变为负值，且逐渐变小。
在t2时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t3时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间再次变为正值。此时，与上述的t0时刻一样，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC从零起逐渐正向变大，即变为正值。
如上所述，在t3时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t3时刻不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
最后，根据图4－3来说明开关控制部6的第三控制方法。如图4－3所示，t0时刻至t4时刻为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。
如上所述，在t2时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t2时刻不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
在t3时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t4时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间再次变为正值。此时，与上述的t0时刻一样，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC从零起逐渐正向变大，即变为正值。
如上所述，在t4时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t4时刻也不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
如上所述，根据图4－1、图4－2、图4－3所示的关系图，对本发明的第一实施方式所涉及的第一至第三控制方法进行了说明。
如图4－1、图4－2、图4－3所示，在一个周期内，开关元件Q1和开关元件Q2的闭合或者断开的动作正好相反，而且，开关元件Q3和开关元件Q4的闭合或者断开的动作也正好相反。
而且，如图4－1、图4－2、图4－3所示，在一个周期内，开关元件Q1和开关元件Q3的闭合或者断开的时长相同，开关元件Q2和开关元件Q4的闭合或者断开的时长相同，而且开关元件Q2和开关元件Q4的闭合的时长大于开关元件Q1和开关元件Q3的闭合的时长。
另外，对于各个开关元件Q1～Q4而言，本领域的普通技术人员均应知晓实际上由于存在死区，因此无法做到完全同时闭合或断开，即断开和闭合均有一个时间差。虽然在本发明的说明中并未描述死区，而以开关元件Q1～Q4同时闭合或断开的情况进行描述，但是并不表示不存在“死区”这个概念。
(对“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”的说明)
如上所述，在第一实施方式中记载了“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”这一技术内容。然而，在本技术领域中，根据是否考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”的情况会有所不同。
(第一变形例)
图2是表示本发明第一实施方式的第一变形例的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
在与振荡电路2相连接的变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm非常小时，可以忽略流经寄生电感的电流ILm。此时，“流经振荡电路2的电流ILLC”等于电感器Lr上流过的电流ILr。而且，如图2所示那样，在电感器Lr上设置有第一检测部7，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流等于零、即ILr＝0时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
也就是说，在不考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”是指流经电感器Lr的电流ILr变为零。
(第二变形例)
图3是表示本发明第一实施方式的第二变形例的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
在与振荡电路2相连接的变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm较大时，无法忽略流经寄生电感的电流ILm。此时，“流经振荡电路2的电流ILLC”等于电感器Lr上流过的电流ILr与寄生电感Lm上流过的电流ILm、即ILr-ILm。而且，如图3所示那样，在电感器Lr上设置有第一检测部7，且在变压器3的原边Tr1上设置有第二检测部8，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr，同时利用该第二检测部8来检测流经寄生电感Lm的电流ILm。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流与由第二检测部8检测部的电流之差等于零、即ILr－ILm＝0时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
也就是说，在考虑了变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”是指流经电感器Lr的电流ILr与流经该寄生电感Lm的电流ILm之差变为零。
(第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置的效果)
如上所述，在根据图4－1、图4－2、图4－3所示的第一至第三控制方法分别来控制开关元件Q1～Q4时，假设将开关元件Q1、Q4闭合且开关元件Q2、Q3断开时所形成的回路称为第一谐振回路，将开关元件Q2、Q3闭合且开关元件Q1、Q4断开时所形成的回路称为第二谐振回路。
在现有技术中，在从第一谐振回路切换至第二谐振回路之前，或者从第二谐振回路切换至第一谐振回路之前，开关控制部6可以通过切换开关元件Q1～Q4的闭合和断开，来断开直流电压源V1与振荡电路2之间的电连接，从而使直流电压源V1对振荡电路2进行不连续输入。但是，在此情况下，由于并未具体限制何时再次导通直流电压源V1与振荡电路2之间的电连接、即结束不连续输入的时刻，则可能在振荡电路2中所存储的能量并未全部从变压器3的原边Tr1传递至副边Tr2时，就再次导通直流电压源V1与振荡电路2之间的电连接，从而会使这一部分剩余的能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1中，最终还是会出现能量损耗。
然而，在本发明中，如图4－1、图4－3所示，在从第一谐振回路切换至第二谐振回路之前，即在施加于振荡电路2上的电压从正值切换至负值之前，先断开振荡电路2与直流电压源V1之间的电连接，然后直到流经振荡电路2的电流ILLC全部输出至变换部4之后，再切换至第二谐振回路，从而导通振荡电路2与直流电压源V1之间的电连接，且使施加于振荡电路2上的电压变为负值。另一方面，如图4－2、图4－3所示，在从第二谐振回路切换至第一谐振回路之前，即在施加于振荡电路2上的电压从负值切换至正值之前，先断开振荡电路2与直流电压源V1之间的电连接，然后直到流经振荡电路2的电流ILLC全部输出至变换部4之后，再切换至第一谐振回路，从而导通振荡电路2与直流电压源V1之间的电连接，且使施加于振荡电路2上的电压变为正值。
因此，根据本发明的第一实施方式所涉及的第一至第三控制方法，由于能使振荡电路2中所存储的能量全部从变压器3的原边Tr1传递至副边Tr2，从而使得能量不会从振荡电路2逆流回直流电压源V1，因而不会产生能量损耗，能够提高能量传递的效率。
另外，对于DC/DC转换装置的增益的影响有如下两个方面。
第一方面，若电感器Lr的电感与变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的电感之比、即Lr/Lm较大，则意味着流经振荡电路2的电流ILLC的归零时间会较长，而且，电流ILLC归零时间增加，也就意味着单位周期的时间增加，从而会导致每个周期内的平均输出能量减少，其结果是会降低增益。
第二方面，若电感器Lr的电感与电容器Cr的电容之比、即Lr/Cr较大，则意味着在电流ILLC归零时间内对电容器Cr充电的时间增加，而且，电容器Cr上的电压增加，也就意味着在切换施加于振荡电路2上的电压的方向时，电流ILLC上升的斜率会增加，从而使得输入至变压器3的原边Tr1上的能量就增加，其结果是会提高增益。
如上所述，根据本发明第一实施方式的DC/DC转换装置，在开关元件的工作频率不变的情况下，增益的变化情况要看“电流ILLC归零时间”和“电容器Cr上的充电电压”这两个方面同时对增益的影响。
另外，在本技术领域中，若负载越大，则电流ILLC归零时间增加就意味着会有更多的能量在归零时刻流出，其结果是增益会降低。反之，若负载越小，则电容器Cr上的充电电压的影响越大，其结果是增益会提高。
因此，在本发明的第一实施方式中，根据负载的大小，通过对“Lr/Lm”和“Lr/Cr”这两个参数进行合理的设置，从而能够调整“电流ILLC归零时间”和“电容器Cr上的充电电压”这两者对增益的影响，所以能够根据负载的大小来合理地调整增益的大小，即提高增大或降低增益。
第二实施方式
在本发明第二实施方式所涉及的DC/DC转换装置中，其结构与如图1－3所示的第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置10相同，但是其对各个开关元件Q1～Q4的控制方法有所不同。
图5示出了第二实施方式中各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路2的电流ILLC、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。下面，对图5－1、图5－2、图5－3所示的第二实施方式的第四至第六控制方法和图4－1、图4－2、图4－3所示的第一实施方式的第一至第三控制方法的区别点分别进行说明。
在图5－1的t1－t2时间段、以及图5－3的t1－t2时间段中，当流经振荡电路2的电流ILLC变为零之后，又经过了一个等待时间⊿t，然后再利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合、且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，从而使施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。
类似地，在图5－2的t2－t3时间段、以及图5－3的t3－t4时间段中，当流经振荡电路2的电流ILLC变为零之后，又经过了一个等待时间⊿t，然后再利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合、且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，从而使施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。
也就是说，在本发明的第二实施方式中，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，又增加了一个等待时间⊿t，在其他条件均不变的情况下，由于总的输出能量保持不变，所以在增加了等待时间⊿t的情况下，使得DC/DC转换装置的输出电流降低。
本发明第二实施方式中对各个开关元件Q1～Q4的第四至第六控制方法适用于如下情况。
如图1－3所示，当负载为轻载时，由于需要减小输出电流来防止该负载被损坏，在现有技术中一般通过提高工作频率以降低增益的方法，来减小输出电流。然而，随着开关元件的工作频率的提高，各种与频率相关的损耗，比如每次MOSFET开关的关断损耗，由于积肤效应和临近效应等带来的导通损耗，磁芯的磁损等迅速上升。
然而，根据第二实施方式所涉及的DC/DC转换装置，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，通过再增加一个等待时间⊿t。在等待时间⊿t内，虽然开关元件Q2、Q4继续导通，但此时没有能量从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1传递至副边Tr2。因此，此时不仅没有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1，从而能够防止能量损耗，而且由于使一个周期内总的输出能量保持不变，通过增加一个等待时间⊿t来增加一个周期的总时间，所以能够使增益连续地变化以调整输出电流，从而应对负载的变化。
如上所示，根据第二实施方式所涉及的DC/DC转换装置，不仅能够防止能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1而导致的能量损耗，而且在电压的增益不变的情况下，在为了应对轻载而需要减小电流时，能够通过增加一个等待时间⊿t，在其他条件均不变的情况下，能够保持输出电压不变而降低输出电流，从而使轻载不会因电流过大而发生损坏。
第三实施方式
图6示出了本发明第三实施方式所涉及的DC/DC转换装置10的电路结构。图6与图1的区别点在于，在图6中考虑了开关元件Q1和开关元件Q3上的寄生电容Cm1和Cm3。
在第一实施方式中，如上所述，在开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，当流经振荡电路2的电流ILLC变为零时，切换成开关元件Q2、Q3闭合且开关元件Q1、Q4断开。此时，开关元件Q3从断开切换至闭合。由于此时流经振荡电路2的电流ILLC为零，所以在开关元件Q3从断开切换至闭合的一瞬间，没有电流对开关元件Q3上的寄生电容Cm3进行充电，因而直流电压源V1直接施加在开关元件Q3的两端。反之，在从开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，当流经振荡电路2的电流ILLC变为零时，切换成开关元件Q2、Q3断开且开关元件Q1、Q4闭合。此时，开关元件Q1从断开切换至闭合。由于此时流经振荡电路2的电流ILLC为零，所以在开关元件Q1从断开切换至闭合的一瞬间，没有电流对开关元件Q1上的寄生电容Cm1进行充电，因而直流电压源V1直接施加在开关元件Q1的两端。
其结果是，对于开关元件Q1和开关元件Q3而言，在开关被导通时会产生较大的开关损耗，即无法实现零电压开关ZVS。
图7－1、图7－2、图7－3示出了开关控制部6的第七至第九控制方法。下面，对图7－1、图7－2、图7－3所示的第三实施方式的第七至第九控制方法和图4－1、图4－2、图4－3所示的第一实施方式的第一至第三控制方法的区别点分别进行说明。
图7－1与图4－1的区别在于，在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC还未变为零，此时利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。
如上所述，在t2时刻，振荡电流3上的电流ILLC会以与闭合开关元件Q3时施加在开关元件Q3上的电压方向相反的方向，对开关元件Q3的寄生电容Cm3进行充电，因此，当t2时刻闭合开关元件Q3时，施加在开关元件Q3两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q3闭合时的开关损耗。更进一步地，通过调整t2时刻，甚至能使闭合开关元件Q3时施加在开关元件Q3两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q3闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q3实现零电压开关ZVS。
图7－2与图4－2的区别在于，在t3时刻，流经振荡电路2的电流ILLC还未变为零，此时利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起正向增大，即变为正值。
如上所述，在t3时刻，振荡电流3上的电流ILLC会以与闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1上的电压方向相反的方向，对开关元件Q1的寄生电容Cm1进行充电，因此，当t3时刻闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q1闭合时的开关损耗。更进一步地，通过调整t3时刻，甚至能使闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q1闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
图7－3与图4－3的区别在于，在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC还未变为零，此时利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。而且，在t4时刻，流经振荡电路2的电流ILLC还未变为零，此时利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起正向增大，即变为正值。
如上所述，在t2时刻，能够降低开关元件Q3闭合时的开关损耗；在t4时刻，能够降低开关元件Q1闭合时的开关损耗。更进一步地，通过调整t2时刻，甚至能使开关元件Q3实现零电压开关ZVS，同理，通过调整t4时刻，甚至能使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
因此，根据本发明的第三实施方式，在流经振荡电路2的电流ILLC全部经由变压器3r的原边Tr1输出至副边Tr2之前，导通振荡电路2与直流电压源V1的电连接，且使施加于振荡电路2上的电压方向切换至负向，从而使流经振荡电路2的电流ILLC的剩余部分对将施加于振荡电路2上的电压方向切换至负向时所闭合的开关元件Q3上的寄生电容Cm3进行充电，从而能够降低开关元件Q3开关损耗，进一步地使开关元件Q3实现零电压开关ZVS。
同理，根据本发明的第三实施方式，在流经振荡电路2的电流ILLC经由变压器3r的原边Tr1输出至副边Tr2之前，导通振荡电路2与直流电压源V1的电连接，且使施加于振荡电路2上的电压方向切换至正向，从而使流经振荡电路2的电流ILLC的剩余部分对将施加于振荡电路2上的电压方向切换至正向时所闭合的开关元件Q1上的寄生电容Cm1进行充电，从而能够降低开关元件Q1开关损耗，进一步地使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
另一方面，当ILr＝ILm时，如果Lr和Lm中存储的能量较小而导致不能够满足实现零电压开关ZVS的条件，则可以提前断开开关元件Q4且闭合开关元件Q3或开关元件Q1。也就是说，当ILr>ILm时，就提前断开开关元件Q4，此时存储在电感器Lr中的能量能够更多的用于实现零电压开关ZVS。另外，如果ILr较小，那么实现零电压开关ZVS的时间就会比较长，因此，为了降低实现零电压开关ZVS的时间，也可以应用上述这种方法，即当ILr>ILm时，就先提前断开开关元件Q4，从而能够降低开关元件Q1、Q3的开关损耗，进一步地使开关元件Q1、Q3实现零电压开关ZVS。
另外，对于图7－1的t2时刻、图7－2的t3时刻、以及图7－3的t2时刻和t4时刻进行设定，可以与第一实施方式相同地，分为不考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况和考虑了变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况。
在不考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，在电感器Lr上设置有第一检测部7，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流ILr变为大于零且小于等于第一阈值时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
与此相对地，在考虑了变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，在电感器Lr上设置有第一检测部7，且在变压器3的原边Tr1上设置有第二检测部8，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr，同时利用该第二检测部8来检测流经寄生电感Lm的电流ILm。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流与由第二检测部8检测部的电流之差即ILr－ILm变为大于零且小于等于第一阈值时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
而且，在第三实施方式中，为了降低开关损耗甚至是实现零电压开关ZVS，上述第一阈值是指使第三开关元件Q3或第一开关元件Q1的导通电压等于零的电流值。
第四实施方式
如上所述，在本发明第一至第三实施方式中，DC/DC转换装置10的变换部4中均采用了整流二极管D1、D2。但是，在本领域中，由于整流二极管在导通和断开时会产生损耗，一般市面流通的整流二极管的压降通常为0.7V，所以会导致本发明的DC/DC转换装置10的增益下降。针对这一点，由于整流开关的压降比整流二极管要小，一般市面流通的整流开关的压降通常为0.1V，所以采用整流开关能够降低损耗。根据这一点，也可以利用整流开关来替换整流二极管来实现降低损耗的要求。
然而，若采用开关占空比各50％的LLC全桥转换方式，由于使直流电压源V1以第一方向施加于振荡电路2的时间结束之后，会立即通过开关控制部6的控制来使直流电压源V1以第二方向施加于振荡电路2，此时，参考图9的A-B时间段，这段时间内虽然Vc+－的电压方向会改变，但电流ILLC的方向需要延迟到时间点B之后才转换，即振荡电路2中的电流方向需要经过一段时间后才会变换，因此，在此情况下，若使用整流开关代替二极管，只能通过检测整流开关上的电流或者估算开关元件Q1～开关元件Q4闭合/断开后的延迟时间，然后再导通整流二极管，这样会使得控制方法变得更为复杂，并且会提高成本。针对这一点，可以使同步整流开关Q5、Q6分别在开关元件Q1和开关元件Q3闭合时同步地导通，且分别在开关元件Q4和开关元件Q2断开时同步地断开，由于在本发明的第一至第三实施方式中，此时ILLC已为零，因此可以与Q1～Q4同步地对同步整流开关Q5、Q6进行控制。其结果是，能够使控制变得非常简便且准确。
本发明在不脱离本发明的广义精神与范围的情况下，可进行各种实施方式和变形。另外，上述实施方式仅用来对本发明进行说明，而不对本发明的范围进行限定。即，本发明的范围由权利要求的范围来表示，而不由上述实施方式来表示。并且，在权利要求的范围内及与其同等发明意义的范围内所实施的各种变形也视为在本发明的范围内。
标号说明
1、10DC/DC转换装置，V1、V10直流电压源，2、20振荡电路，Cr电容器，Lr电感器，Q1～Q4开关元件，3、30变压器，Tr1变压器的原边，Tr2变压器的副边，4、40变换部，6开关控制部，7第一检测部，8第二检测部，D1、D2整流二极管，Q5、Q6同步整流开关。

Claims (17)

1.一种DC/DC转换装置，其特征在于，具有：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之前，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，从而使流经所述振荡电路的电流的剩余部分对使施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第二方向时所闭合的开关元件上的寄生电容进行充电。
4.如权利要求2所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
5.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
6.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之前，导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第一方向，从而使流经所述振荡电路的电流的剩余部分对施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第一方向时所闭合的开关上的寄生电容进行充电。
7.如权利要求1至6中任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述多个开关元件包括：第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、以及第四开关元件Q4，其中，
所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3的连接点与所述直流电压源的正极侧相连接，
所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的连接点与所述直流电压源的负极侧相连接，
所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的连接点与所述振荡电路的一端相连接，并且
所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的连接点与所述振荡电路的另一端相连接。
8.如权利要求7所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在一个周期内，所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的闭合或断开的动作相反，所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的闭合或断开的动作相反。
9.如权利要求7所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在一个周期内，所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3的闭合或断开的时长相同，所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的闭合或断开的时长相同，且所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的闭合的时长大于第一开关元件Q1和第三开关元件Q3的闭合的时长。
10.如权利要求7所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在闭合所述第一开关元件Q1和所述第四开关元件Q4、且断开所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的情况下，断开所述第一开关元件Q1且闭合所述第二开关元件Q2，当流经所述振荡电路的电流降低至零时，断开所述第四开关元件Q4且闭合所述第三开关元件Q3；
在闭合所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3、且断开所述第一开关元件Q1和所述第四开关元件Q4的情况下，断开所述第三开关元件Q3且闭合所述第四开关元件Q4，当流经所述振荡电路的电流降低至零时，断开所述第二开关元件Q2且闭合所述第一开关元件Q1。
11.如权利要求10所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述振荡电路中设置有电感器Lr，且在所述电感器Lr上设置有第一检测部，该第一检测部用于检测流经所述电感器Lr的电流ILr，所述开关控制部判断所述电流ILr是否降低至零。
12.如权利要求11所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述变换部设置有变压器，所述变压器的原边与所述振荡电路串联连接，且在所述变压器的原边具有寄生电感Lm，
进一步地，在所述变压器的原边上设置有第二检测部，该第二检测部用于检测所述寄生电感上流过的电流ILm，所述开关控制部判断所述电流ILr与所述电流ILm之差即是ILr-ILm否降低至零。
13.如权利要求7所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在闭合所述第一开关元件Q1和所述第四开关元件Q4、且断开所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3的情况下，断开所述第一开关元件Q1且闭合所述第二开关元件Q2，在流经所述振荡电路的电流降低至大于零且小于等于第一阈值时，断开所述第四开关元件Q4且闭合所述第三开关元件Q3；
在闭合所述第二开关元件Q2和所述第三开关元件Q3、且断开所述第一开关元件Q1和所述第四开关元件Q4的情况下，断开所述第三开关元件Q3且闭合所述第四开关元件Q4，在流经所述振荡电路的电流降低至大于零且小于等于第一阈值时，断开所述第二开关元件Q2且闭合所述第一开关元件Q1。
14.如权利要求13所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述第一阈值是指使所述第三开关元件Q3或所述第一开关元件Q1的导通电压等于零的电流值。
15.如权利要求13所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述振荡电路中设置有电感器Lr，且在所述电感器Lr上设置有第一检测部，该第一检测部用于检测流经所述电感器Lr的电流ILr，所述开关控制部判断所述电流ILr是否降低至大于零且小于等于所述第一阈值。
16.如权利要求15所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述变换部设置有变压器，所述变压器的原边与所述振荡电路串联连接，且在所述变压器的原边具有寄生电感Lm，
进一步地，在所述变压器的原边上设置有第二检测部，该第二检测部用于检测所述寄生电感上流过的电流ILm，所述开关控制部判断所述电流ILr与所述电流ILm之差即是ILr-ILm否降低至大于零且小于等于所述第一阈值。
17.如权利要求7所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述变换部中具有变压器，所述变压器的副边两端分别连接有同步整流开关，所述同步整流开关分别在所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3闭合时被闭合，且分别在所述第四开关元件Q4和所述第二开关元件Q2断开时被断开。
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