JPH06103991B2 - 自励発振コンバータ - Google Patents
自励発振コンバータInfo
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- JPH06103991B2 JPH06103991B2 JP2035064A JP3506490A JPH06103991B2 JP H06103991 B2 JPH06103991 B2 JP H06103991B2 JP 2035064 A JP2035064 A JP 2035064A JP 3506490 A JP3506490 A JP 3506490A JP H06103991 B2 JPH06103991 B2 JP H06103991B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
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- H—ELECTRICITY
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- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、自励発振パワー・コンバータに係り、特にFE
Tタイプのパワー・スィッチを有し低負荷で動作する自
励発振パワー・コンバータに関する。
Tタイプのパワー・スィッチを有し低負荷で動作する自
励発振パワー・コンバータに関する。
［従来の技術］ FETタイプのパワー・スィッチを有する低電力自励発振
パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい負
荷（即ち、典型的には定格負荷の10％以下）で動作する
とき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不安定
な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の振動
として現われる。この現象では、前記FETパワー・スィ
ッチは、数サイクルのスィッチング・サイクルに亘る間
動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持され
る。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そのコ
ンバータの特定最大出力電圧リップルを越えて増大し、
出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そのよ
うな自励発振パワー・コンバータが動作することが可能
な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい負
荷（即ち、典型的には定格負荷の10％以下）で動作する
とき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不安定
な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の振動
として現われる。この現象では、前記FETパワー・スィ
ッチは、数サイクルのスィッチング・サイクルに亘る間
動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持され
る。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そのコ
ンバータの特定最大出力電圧リップルを越えて増大し、
出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そのよ
うな自励発振パワー・コンバータが動作することが可能
な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
軽負荷でのバーストの問題は、従来、分圧抵抗器を前記
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されてい
た。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、
自励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電
力量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下す
る。
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されてい
た。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、
自励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電
力量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下す
る。
第１図は、従来の自励発振フライバック・パワー・コン
バータを示す。DC電圧が出力端子101、102間に与えら
れ、このDC電圧が更にMOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的スイッチングによりパワー・トランス110の
一次巻線111へ周期的に与えられる。MOSFETパワー・ス
イッチング素子120の導通期間中、エネルギーがパワー
・トランス110のコアに蓄積される。この蓄積エネルギ
ーは、MOSFETパワー・スイッチング素子120の非導通期
間中順方向にバイアスされる整流ダイオード106により
伝達される。インダクタ107及び二個の分路キャパシタ1
08、109を有するフィルタ回路が、二次巻線112と出力端
子104、105間に設けられ、出力中のリップルを濾波す
る。
バータを示す。DC電圧が出力端子101、102間に与えら
れ、このDC電圧が更にMOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的スイッチングによりパワー・トランス110の
一次巻線111へ周期的に与えられる。MOSFETパワー・ス
イッチング素子120の導通期間中、エネルギーがパワー
・トランス110のコアに蓄積される。この蓄積エネルギ
ーは、MOSFETパワー・スイッチング素子120の非導通期
間中順方向にバイアスされる整流ダイオード106により
伝達される。インダクタ107及び二個の分路キャパシタ1
08、109を有するフィルタ回路が、二次巻線112と出力端
子104、105間に設けられ、出力中のリップルを濾波す
る。
非導通状態から導通状態へのMOSFETパワー・スイッチン
グ素子120の周期的なスイッチングは、パワー・トラン
ス110の再生フィードバック巻線113及び抵抗器114とキ
ャパシタ115から成る直列Ｒ−Ｃ回路網とを含む再生フ
ィードバック駆動回路に応答する。ダイオード106の導
通終了時にパワー・トランス110の磁化インダクタンス
により誘起されたリンギングは、Ｒ−Ｃ回路網を介して
フィードバックされ、MOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的なターン・オンを引き起こす。MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120のこの周期的なターン・オン
は、後述するようなピーク電流制御技術を実現する電圧
調整回路に応答する。MOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的なターン・オフは、コレクタ126がMOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のゲート電極に接続されて
いるバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125に
より直接制御される。その電圧調整信号は、このバイポ
ーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125をターン・オ
ンさせ、それからMOSFETパワー・スイッチング素子120
のターン・オフを開始させる。コンバータの最初の動作
開始は、入力端子101をMOSFETパワー・スイッチング素
子120のゲート電極121に繋ぐ抵抗器116を通して与えら
れる。
グ素子120の周期的なスイッチングは、パワー・トラン
ス110の再生フィードバック巻線113及び抵抗器114とキ
ャパシタ115から成る直列Ｒ−Ｃ回路網とを含む再生フ
ィードバック駆動回路に応答する。ダイオード106の導
通終了時にパワー・トランス110の磁化インダクタンス
により誘起されたリンギングは、Ｒ−Ｃ回路網を介して
フィードバックされ、MOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的なターン・オンを引き起こす。MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120のこの周期的なターン・オン
は、後述するようなピーク電流制御技術を実現する電圧
調整回路に応答する。MOSFETパワー・スイッチング素子
120の周期的なターン・オフは、コレクタ126がMOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のゲート電極に接続されて
いるバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125に
より直接制御される。その電圧調整信号は、このバイポ
ーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125をターン・オ
ンさせ、それからMOSFETパワー・スイッチング素子120
のターン・オフを開始させる。コンバータの最初の動作
開始は、入力端子101をMOSFETパワー・スイッチング素
子120のゲート電極121に繋ぐ抵抗器116を通して与えら
れる。
MOSFETパワー・スイッチング素子120の導通を開始させ
るために再生フィードバック巻線113により供給された
再生フィードバック電流は、抵抗器114とキャパシタ115
からなる直列Ｒ−Ｃ回路網を介して、ターン・オフ駆動
トランジスタ125のコレクタ126とMOSFETパワー・スイッ
チング素子120のゲート電極121とに共通な交点に接続さ
れている。二次巻線112が出力電流を整流ダイオード106
を通して出力端子104へ供給している期間中、二次巻線1
12の端子間電圧は、再生フィードバック巻線113中に反
映して電圧を誘起し、キャパシタ115の右側プレートを
再生フィードバック巻線113の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード118を通して繋がれる充電電流は、キャ
パシタ115の左側プレートを入力端子102の電圧レベルに
帯電させる。二次巻線112のエネルギーの放出終了時
に、（大抵、FETパワー・スイッチング及びトランス巻
線から）磁化インダクタンスと共振する回路に充電され
ている寄生容量により、リンギング動作が引き起こされ
る。このリンギングによるサージは、キャパシタ115の
左側プレートをMOSFETパワー・スイッチング素子120の
ターン・オン・スレッシホールド電圧に駆動する。MOSF
ETパワー・スイッチング素子120及び一次巻線112を通じ
て流れる電流は、再生フィードバック巻線113の電子間
に電圧を生じ、この電圧はキャパシタ115を介してMOSFE
Tパワー・スイッチング素子120を更に導通状態に駆動す
る。
るために再生フィードバック巻線113により供給された
再生フィードバック電流は、抵抗器114とキャパシタ115
からなる直列Ｒ−Ｃ回路網を介して、ターン・オフ駆動
トランジスタ125のコレクタ126とMOSFETパワー・スイッ
チング素子120のゲート電極121とに共通な交点に接続さ
れている。二次巻線112が出力電流を整流ダイオード106
を通して出力端子104へ供給している期間中、二次巻線1
12の端子間電圧は、再生フィードバック巻線113中に反
映して電圧を誘起し、キャパシタ115の右側プレートを
再生フィードバック巻線113の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード118を通して繋がれる充電電流は、キャ
パシタ115の左側プレートを入力端子102の電圧レベルに
帯電させる。二次巻線112のエネルギーの放出終了時
に、（大抵、FETパワー・スイッチング及びトランス巻
線から）磁化インダクタンスと共振する回路に充電され
ている寄生容量により、リンギング動作が引き起こされ
る。このリンギングによるサージは、キャパシタ115の
左側プレートをMOSFETパワー・スイッチング素子120の
ターン・オン・スレッシホールド電圧に駆動する。MOSF
ETパワー・スイッチング素子120及び一次巻線112を通じ
て流れる電流は、再生フィードバック巻線113の電子間
に電圧を生じ、この電圧はキャパシタ115を介してMOSFE
Tパワー・スイッチング素子120を更に導通状態に駆動す
る。
出力端子104、105間のDC出力電圧の調整は、ピーク電流
制御素子を通して動作する電圧調整フィードバック回路
により制御される。MOSFETパワー・スイッチング素子12
0の導通期間の終了は、低抵抗値の電流検知抵抗器117の
制御されたスレッシホールド電流と、フォトトランジス
タ145からキャパシタ129へ与えられるフィードバック・
エラー電圧との和に到達することに応答する。この抵抗
器117とキャパシタ129との電圧は加算され、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース電極127へ
与えられる。抵抗器117とキャパシタ129とに亘る電圧和
が、ベース・エミッタ間ターン・オン・スレッシホール
ド電圧（一般的なトランジスタでは、ほぼ0.6ボルト）
に達すると、バイポーラ・ターン・オン駆動トランジス
タ125は導通状態にバイアスされ、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120のソース・ゲート間容量を放電させる
ことによりそれを非導通状態にバイアスする。二次巻線
112の導通が終了する時のリンギングの期間が、MOSFET
パワー・トランジスタ120及び整流ダイオード106の導通
期間に較べて短いと仮定した一次近似によれば、そのデ
ュ−ティ・サイクルは一定の入力及び出力電圧に対して
一定であり、負荷の調整は周波数の変化により得られ
る。
制御素子を通して動作する電圧調整フィードバック回路
により制御される。MOSFETパワー・スイッチング素子12
0の導通期間の終了は、低抵抗値の電流検知抵抗器117の
制御されたスレッシホールド電流と、フォトトランジス
タ145からキャパシタ129へ与えられるフィードバック・
エラー電圧との和に到達することに応答する。この抵抗
器117とキャパシタ129との電圧は加算され、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース電極127へ
与えられる。抵抗器117とキャパシタ129とに亘る電圧和
が、ベース・エミッタ間ターン・オン・スレッシホール
ド電圧（一般的なトランジスタでは、ほぼ0.6ボルト）
に達すると、バイポーラ・ターン・オン駆動トランジス
タ125は導通状態にバイアスされ、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120のソース・ゲート間容量を放電させる
ことによりそれを非導通状態にバイアスする。二次巻線
112の導通が終了する時のリンギングの期間が、MOSFET
パワー・トランジスタ120及び整流ダイオード106の導通
期間に較べて短いと仮定した一次近似によれば、そのデ
ュ−ティ・サイクルは一定の入力及び出力電圧に対して
一定であり、負荷の調整は周波数の変化により得られ
る。
電圧調整フィードバック回路は、出力電圧を監視し、抵
抗器128及びキャパシタ129の端子間に電圧を発生して、
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベー
ス電極127に電流を印加する。この電圧は、電流検知抵
抗器117の端子間に検知された電圧に重畳される。な
お、電流検知抵抗値117の電圧は、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120を通じて流れる電流に応じて発生され
る。DC出力電圧は、出力端子104、105間に接続された抵
抗器131,132から成る分圧器で検知される。この検知電
圧は、リード133により、よく、プログラム可能な精密
基準として広く選定される精密電圧素子140の基準制御
リード135に接続される。その動作においては、精密電
圧素子140は、アノード電極142に対する基準制御リード
135の出がスレッシホールド値を越えると直ぐに、その
カソード141を電流シンクとして作用するようになる。
これらの素子は、市販されているので、それらの説明は
省略する。基準制御リード135とアノード電極142とは、
出力端子104、105間を分路している分圧器の一部である
抵抗器132により分路される。出力電圧がその調整され
た値を超えると、抵抗器132の端子間電圧は、精密電圧
素子140を作動させる。フィルター・キャパシタ108か
ら、電流が発光ダイオード144を通して引き出される。
発光ダイオード144から発光した光は、フォト・トラン
ジスタ145が入力端子101からの電流をバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ125のベース電極127に繋ぐの
を可能にし、キャパシタ129と抵抗器128の回路の端子間
に電圧を発生する。この電圧は抵抗器117の端子間に検
知された電圧に重畳され、それにより出力電圧の調整の
みならず電流抑制をも可能にする。
抗器128及びキャパシタ129の端子間に電圧を発生して、
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベー
ス電極127に電流を印加する。この電圧は、電流検知抵
抗器117の端子間に検知された電圧に重畳される。な
お、電流検知抵抗値117の電圧は、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120を通じて流れる電流に応じて発生され
る。DC出力電圧は、出力端子104、105間に接続された抵
抗器131,132から成る分圧器で検知される。この検知電
圧は、リード133により、よく、プログラム可能な精密
基準として広く選定される精密電圧素子140の基準制御
リード135に接続される。その動作においては、精密電
圧素子140は、アノード電極142に対する基準制御リード
135の出がスレッシホールド値を越えると直ぐに、その
カソード141を電流シンクとして作用するようになる。
これらの素子は、市販されているので、それらの説明は
省略する。基準制御リード135とアノード電極142とは、
出力端子104、105間を分路している分圧器の一部である
抵抗器132により分路される。出力電圧がその調整され
た値を超えると、抵抗器132の端子間電圧は、精密電圧
素子140を作動させる。フィルター・キャパシタ108か
ら、電流が発光ダイオード144を通して引き出される。
発光ダイオード144から発光した光は、フォト・トラン
ジスタ145が入力端子101からの電流をバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ125のベース電極127に繋ぐの
を可能にし、キャパシタ129と抵抗器128の回路の端子間
に電圧を発生する。この電圧は抵抗器117の端子間に検
知された電圧に重畳され、それにより出力電圧の調整の
みならず電流抑制をも可能にする。
第１図に示されるタイプの自励発振DC-DCコンパレータ
は、軽負荷（即ち、定格負荷のほぼ10％、またはそれ以
下）で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サイク
ルの（即ち、通常バースト現象として認識されている）
バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチング駆
動を伴うMOSFETパワー・スイッチング素子は、そのバイ
ポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のコレクタ
電流の増加率が制限されているせいで、不規則な振動を
する。この不規則な振動は、DC出力電圧中に大きなリッ
プルを生じさせる（即ち、このリップルは、通常、特定
のリップルを大きく超える）。
は、軽負荷（即ち、定格負荷のほぼ10％、またはそれ以
下）で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サイク
ルの（即ち、通常バースト現象として認識されている）
バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチング駆
動を伴うMOSFETパワー・スイッチング素子は、そのバイ
ポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のコレクタ
電流の増加率が制限されているせいで、不規則な振動を
する。この不規則な振動は、DC出力電圧中に大きなリッ
プルを生じさせる（即ち、このリップルは、通常、特定
のリップルを大きく超える）。
例えば、通常の負荷状態、あるいは高い負荷状態では、
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125は、MOS
FETパワー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄
生容量171を完全に放電するのに充分な期間を持ってい
る。ゲート・ソース間寄生容量171を通じて放電電流が
増大し得る速度は、電流がMOSFETパワー・スイッチング
素子120を通じて流れる速度で制限され、それゆえに検
知抵抗器117が増大する。
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125は、MOS
FETパワー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄
生容量171を完全に放電するのに充分な期間を持ってい
る。ゲート・ソース間寄生容量171を通じて放電電流が
増大し得る速度は、電流がMOSFETパワー・スイッチング
素子120を通じて流れる速度で制限され、それゆえに検
知抵抗器117が増大する。
非常に低い電力負荷状態では、出力を調整するために、
MOSFETパワー・スイッチング素子120のオン期間を各サ
イクル毎に非常に小さい期間に縮小することが必要であ
る。この短い導通期間は、キャパシタ115及びゲート・
ソース間寄生容量171の急速放電を必要とする。バイポ
ーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125中のコレクタ
電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容量171の急速放
電を不可能にする。MOSFETパワー・スイッチング素子12
0のゲート・ソース間寄生容量171は、基本的にバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125中のベース・コ
レクタ接合を横断して分路され、且つバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ125に対する大きなミラー容
量として効果的に作用する。それゆえ、抵抗器117、128
及びキャパシタ129を通してバイポーラ・ターン・オフ
駆動トランジスタ125のターン・オン動作をバイアスす
る駆動電流は、そのターン・オンを減速するゲート・ソ
ース間寄生容量171により分路される。
MOSFETパワー・スイッチング素子120のオン期間を各サ
イクル毎に非常に小さい期間に縮小することが必要であ
る。この短い導通期間は、キャパシタ115及びゲート・
ソース間寄生容量171の急速放電を必要とする。バイポ
ーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125中のコレクタ
電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容量171の急速放
電を不可能にする。MOSFETパワー・スイッチング素子12
0のゲート・ソース間寄生容量171は、基本的にバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125中のベース・コ
レクタ接合を横断して分路され、且つバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ125に対する大きなミラー容
量として効果的に作用する。それゆえ、抵抗器117、128
及びキャパシタ129を通してバイポーラ・ターン・オフ
駆動トランジスタ125のターン・オン動作をバイアスす
る駆動電流は、そのターン・オンを減速するゲート・ソ
ース間寄生容量171により分路される。
この現象は、第３図乃至第５図に示される電流波形及び
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第３図は、理想的なMOSFETパワー・スイッチン
グ素子120を通じて流れる、点線301で示される電流（基
本的には一次巻線の電流）、及び実線302で示される実
際の供給源電流を示す。これら電流間の差は、MOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄生容
量171中へ長れ込む電流分である。電流波形301、302の
軌跡は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5のベース・エミッタ接合を明確な導通状態にバイアス
するスレッシホールド・レベルに達するまで、ほぼ一致
している。電流増加率のこの急激な低下は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミッ
タ間電圧の僅かな増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ125のコレクタ電流を劇的に増加させるた
めに起きる。このコレクタ電流の多くは、ゲート・ソー
ス間寄生容量171を放電することによりゲート電圧を放
電させ、それによりMOSFETの内部電流301を分路する。
線分304で示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容
量171を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形302の傾斜は、トランジ
スタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと同
じ傾斜（同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
（電流増幅率）を持つと考えられる。
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第３図は、理想的なMOSFETパワー・スイッチン
グ素子120を通じて流れる、点線301で示される電流（基
本的には一次巻線の電流）、及び実線302で示される実
際の供給源電流を示す。これら電流間の差は、MOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄生容
量171中へ長れ込む電流分である。電流波形301、302の
軌跡は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5のベース・エミッタ接合を明確な導通状態にバイアス
するスレッシホールド・レベルに達するまで、ほぼ一致
している。電流増加率のこの急激な低下は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミッ
タ間電圧の僅かな増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ125のコレクタ電流を劇的に増加させるた
めに起きる。このコレクタ電流の多くは、ゲート・ソー
ス間寄生容量171を放電することによりゲート電圧を放
電させ、それによりMOSFETの内部電流301を分路する。
線分304で示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容
量171を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形302の傾斜は、トランジ
スタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと同
じ傾斜（同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
（電流増幅率）を持つと考えられる。
極めて低い負荷状態では、電流がMOSFETパワー・スイッ
チング素子120を通じて流れる電流の持続期間が相当縮
小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容量171の
電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は、一定値に
維持される。この低負荷状態は、第４図で示される。理
想的なMOSFETパワー・スイッチング素子120を通じて流
れる電流311、及び殆んどが電流検知抵抗器117を通じて
流れる実際の供給源電流312は、より小さいスレッシホ
ールド電流313が得られるまでほぼ一致している。その
ゲート・ソース間寄生容量171は、これら二つの電流間
の差により放電される。ここで、このゲート・ソース間
寄生容量171を放電させるのに必要な充電量は、陰付け
された領域315で示され、一次近似においては負荷に依
存していないことが注目される。即ち、第４図（低負荷
状態の波形）に陰付けされた領域で表された充電量は、
第３図（重負荷状態の波形）のそれとほぼ同一である。
これは、第４図にton-minで示される最短のオン期間を
与える。第４図の軽負荷状態に対応するバイポーラ・タ
ーン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミッタ間
電圧の波形は、第５図に示される。MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120がオフ状態のとき、そのベース・エミ
ッタ間電圧は、キャパシタ129の端子間における制御電
圧に等しく、このオフ期間中はほぼ一定値322である。M
OSFETパワー・スイッチング素子120がターン・オンした
後、ベース・エミッタ間電圧は、コレクタ電流が大きく
なり始めるレベル323に漸増する。このベース・エミッ
タ間電圧は、MOSFETパワー・スイッチング素子120が点3
20でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこの
レベルに止まる。
チング素子120を通じて流れる電流の持続期間が相当縮
小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容量171の
電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は、一定値に
維持される。この低負荷状態は、第４図で示される。理
想的なMOSFETパワー・スイッチング素子120を通じて流
れる電流311、及び殆んどが電流検知抵抗器117を通じて
流れる実際の供給源電流312は、より小さいスレッシホ
ールド電流313が得られるまでほぼ一致している。その
ゲート・ソース間寄生容量171は、これら二つの電流間
の差により放電される。ここで、このゲート・ソース間
寄生容量171を放電させるのに必要な充電量は、陰付け
された領域315で示され、一次近似においては負荷に依
存していないことが注目される。即ち、第４図（低負荷
状態の波形）に陰付けされた領域で表された充電量は、
第３図（重負荷状態の波形）のそれとほぼ同一である。
これは、第４図にton-minで示される最短のオン期間を
与える。第４図の軽負荷状態に対応するバイポーラ・タ
ーン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミッタ間
電圧の波形は、第５図に示される。MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120がオフ状態のとき、そのベース・エミ
ッタ間電圧は、キャパシタ129の端子間における制御電
圧に等しく、このオフ期間中はほぼ一定値322である。M
OSFETパワー・スイッチング素子120がターン・オンした
後、ベース・エミッタ間電圧は、コレクタ電流が大きく
なり始めるレベル323に漸増する。このベース・エミッ
タ間電圧は、MOSFETパワー・スイッチング素子120が点3
20でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこの
レベルに止まる。
このコンバータは、再生動作により自励発振し、且つ負
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、MO
SFETパワー・スイッチング素子120の導通期間は極めて
短時間である。負荷が更に軽くなるとスレッシホールド
・レベル313は零に近付き且つそのオン期間はton-minに
より短くされることが必要である。これに対応してレベ
ル323に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ125は、MOSFETパワー・スイッチング素子120
のターン・オン期間の全体を超えて導通し続けられ、バ
イポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125の導通期
間は、二次巻線112のリンギング期間中にも継続する。
この結果、二次巻線112のリンギング期間中、MOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のターン・オンを妨げ、開
始抵抗器116がゲート容量を充電してMOSFETパワー・ス
イッチング素子120を導通状態にバイアスするまで、こ
のMOSFETパワー・スイッチング素子120をオフ状態に止
まらせる。開始プロセスを除き、周期的なこのターン・
オンの仕損じは、全負荷状態でのスイッチング・サイク
ルより相当長い期間（即ち、最長導通期間）続き、この
期間は通常多くのサイクルに亘って連続する。この状態
は、通常のスイッチング・プロセスが再び現れるまで続
く。幾つかの再生スイッチング・サイクルの後、MOSFET
パワー・スイッチング素子120は、再び幾つかの連続す
るスイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。こ
の現像は、よくバーストと呼ばれる。
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、MO
SFETパワー・スイッチング素子120の導通期間は極めて
短時間である。負荷が更に軽くなるとスレッシホールド
・レベル313は零に近付き且つそのオン期間はton-minに
より短くされることが必要である。これに対応してレベ
ル323に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ125は、MOSFETパワー・スイッチング素子120
のターン・オン期間の全体を超えて導通し続けられ、バ
イポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125の導通期
間は、二次巻線112のリンギング期間中にも継続する。
この結果、二次巻線112のリンギング期間中、MOSFETパ
ワー・スイッチング素子120のターン・オンを妨げ、開
始抵抗器116がゲート容量を充電してMOSFETパワー・ス
イッチング素子120を導通状態にバイアスするまで、こ
のMOSFETパワー・スイッチング素子120をオフ状態に止
まらせる。開始プロセスを除き、周期的なこのターン・
オンの仕損じは、全負荷状態でのスイッチング・サイク
ルより相当長い期間（即ち、最長導通期間）続き、この
期間は通常多くのサイクルに亘って連続する。この状態
は、通常のスイッチング・プロセスが再び現れるまで続
く。幾つかの再生スイッチング・サイクルの後、MOSFET
パワー・スイッチング素子120は、再び幾つかの連続す
るスイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。こ
の現像は、よくバーストと呼ばれる。
（発明の概要） 本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
MOSFETパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに与える
影響を減少させ、そのMOSFETパワー・スイッチング素子
のターン・オフを高める回路を有する。本発明の実施例
では、補助駆動トランジスタが前記MOSFETパワー・スイ
ッチング素子のゲート・ソース間寄生容量を放電するよ
うに接続され、このゲート・ソース間寄生容量が前記タ
ーン・オフ駆動トランジスタに与えるミラー効果を減ら
している。前記MOSFETパワー・スイッチング素子のゲー
ト・ソース間寄生容量の放電を高める補助駆動トランジ
スタを使用することにより、前記MOSFETのターン・オフ
が強められ、非常に低負荷状態時に低いリップル出力を
与えるのに必要な短い導通期間で動作することを可能に
する。
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
MOSFETパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに与える
影響を減少させ、そのMOSFETパワー・スイッチング素子
のターン・オフを高める回路を有する。本発明の実施例
では、補助駆動トランジスタが前記MOSFETパワー・スイ
ッチング素子のゲート・ソース間寄生容量を放電するよ
うに接続され、このゲート・ソース間寄生容量が前記タ
ーン・オフ駆動トランジスタに与えるミラー効果を減ら
している。前記MOSFETパワー・スイッチング素子のゲー
ト・ソース間寄生容量の放電を高める補助駆動トランジ
スタを使用することにより、前記MOSFETのターン・オフ
が強められ、非常に低負荷状態時に低いリップル出力を
与えるのに必要な短い導通期間で動作することを可能に
する。
（実施例の説明） 低負荷での上記不動作状態は、第２図に示すように、MO
SFETパワー・スイッチング素子220をターン・オフする
ターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲート・ソー
ス間寄生容量271によりバイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタに誘起されるミラー効果を減少させる回路
を負荷することにより解決される。付加された放電電流
は、低負荷でのバーストを無くするために、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ225のターン・オフを
高めるゲート・ソース間寄生容量271に印加される。こ
の回路の具体例が、第２図のコンバータ回路中に示され
る。第２図に示されるこのコンバータは、一般的には第
１図のものと同様に動作するので、ここではその動作の
説明は省略する。
SFETパワー・スイッチング素子220をターン・オフする
ターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲート・ソー
ス間寄生容量271によりバイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタに誘起されるミラー効果を減少させる回路
を負荷することにより解決される。付加された放電電流
は、低負荷でのバーストを無くするために、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ225のターン・オフを
高めるゲート・ソース間寄生容量271に印加される。こ
の回路の具体例が、第２図のコンバータ回路中に示され
る。第２図に示されるこのコンバータは、一般的には第
１図のものと同様に動作するので、ここではその動作の
説明は省略する。
補助駆動トランジスタ270が、MOSFETパワー・スイッチ
ング素子220のゲート電極221とそのソース電極222に繋
ぐように接続される。補助駆動トランジスタ270の制御
電極272は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ225からのコレクタ電流に応答するように接続され
る。キャパシタ275と抵抗器276が、補助駆動トランジス
タ270のベース・エミッタ接合と並列に接続される。こ
の補助駆動トランジスタ270は、特にバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ225の利得を増大し、MOSFET
パワー・スイッチング素子220のソース・ゲート間寄生
容量271及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放
電し、更にある程度まで駆動結合キャパシタ215を放電
する。一旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器217を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ225のターン・オンを促進するように印加
される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ225のゲート・ソース間寄生容
量271の放電を更に促進する。再生電流の大部分は、ゲ
ート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャパシタ215
からの電流である。
ング素子220のゲート電極221とそのソース電極222に繋
ぐように接続される。補助駆動トランジスタ270の制御
電極272は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ225からのコレクタ電流に応答するように接続され
る。キャパシタ275と抵抗器276が、補助駆動トランジス
タ270のベース・エミッタ接合と並列に接続される。こ
の補助駆動トランジスタ270は、特にバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ225の利得を増大し、MOSFET
パワー・スイッチング素子220のソース・ゲート間寄生
容量271及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放
電し、更にある程度まで駆動結合キャパシタ215を放電
する。一旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器217を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ225のターン・オンを促進するように印加
される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ225のゲート・ソース間寄生容
量271の放電を更に促進する。再生電流の大部分は、ゲ
ート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャパシタ215
からの電流である。
この動作は、第６図を参照することにより、容易に理解
できる。即ち、第６図には、理想的なMOSFETパワー・ス
イッチング素子220を流れる電流401及び分路抵抗器217
と（抵抗器228及びキャパシタ229を通じて）バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ225のベースとを駆動
する電流402の電流波形が示されている。電流波形401
（点線）及び402（実線）は、スレッシホールド・レベ
ル403まではほぼ一致している。補助駆動トランジスタ2
70は、ゲート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャ
パシタ215を放電する通路を与える。（他の寄生容量と
同様に）駆動結合キャパシタ215の放電から得られる電
流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ225
の駆動を高めるピーク・パルス波形407を与える。この
ようにして、MOSFETパワー・スイッチング素子220の急
速なターン・オフを確実にすることにより低負荷でのバ
ーストを防止する。
できる。即ち、第６図には、理想的なMOSFETパワー・ス
イッチング素子220を流れる電流401及び分路抵抗器217
と（抵抗器228及びキャパシタ229を通じて）バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ225のベースとを駆動
する電流402の電流波形が示されている。電流波形401
（点線）及び402（実線）は、スレッシホールド・レベ
ル403まではほぼ一致している。補助駆動トランジスタ2
70は、ゲート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャ
パシタ215を放電する通路を与える。（他の寄生容量と
同様に）駆動結合キャパシタ215の放電から得られる電
流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ225
の駆動を高めるピーク・パルス波形407を与える。この
ようにして、MOSFETパワー・スイッチング素子220の急
速なターン・オフを確実にすることにより低負荷でのバ
ーストを防止する。
（発明の効果） 本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ングを伴い、MOSFETパワー・スイッチング素子の寄生容
量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与える影
響を減少させ、低負荷でのバーストを無くすることがで
きる。
ングを伴い、MOSFETパワー・スイッチング素子の寄生容
量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与える影
響を減少させ、低負荷でのバーストを無くすることがで
きる。
第１図は、低負荷でバーストを起こす従来の自励発振パ
ワー・コンバータを示す回路図； 第２図は、低負荷でバーストを減少させる本発明の自励
発振パワー・コンバータを示す回路図； 第３図乃至第５図は、第１図のコンバータの種々の部分
を流れる電流を表す電流及び電圧波形図； 第６図は、第２図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
ワー・コンバータを示す回路図； 第２図は、低負荷でバーストを減少させる本発明の自励
発振パワー・コンバータを示す回路図； 第３図乃至第５図は、第１図のコンバータの種々の部分
を流れる電流を表す電流及び電圧波形図； 第６図は、第２図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
フロントページの続き (72)発明者 トーマス ジー．ウィルソン アメリカ合衆国，75087 テキサス ロッ クウォール，フェアウェイ サークル 2341
Claims (3)
- 【請求項１】DC電圧源に接続される入力と、駆動される
べき負荷に接続される出力とを有する自励発振コンバー
タにおいて、 ゲート電極とソース電極間に顕著な電極間容量を有し、
かつ前記入力から前記出力へのエネルギの導通を生じさ
せるように接続された主電力導通路を有するMOSFETパワ
ー・スイッチング素子と、 ベース・コレクタ接合が前記顕著な電極間容量にまたが
って接続されて前記顕著な電極間容量がこのベース・コ
レクタ接合に対してミラー容量として作用し、かつ、ベ
ース・エミッタ接合が前記MOSFETパワー・スイッチング
素子の電流を検知するように接続された第１バイポーラ
・トランジスタを有し、前記MOSFETパワー・スイッチン
グ素子のゲート電極に接続され、前記MOSFETパワー・ス
イッチング素子の導通状態を制御する駆動回路と、 前記第１バイポーラ・トランジスタに接続され、前記コ
ンバータの自励発振を維持し前記駆動回路を介して前記
MOSFETパワー・スイッチグン素子を駆動するフィードバ
ック回路と、 前記第１バイポーラ・トランジスタのコレクタ電流に応
答するように接続され主導通路が前記顕著な電極間容量
のみに並列する第２バイポーラ・トランジスタを含み、
前記顕著な電極間容量に充電された電荷を前記ゲート電
極から放電させる手段を有し、軽い出力負荷状態で前記
顕著な電極間容量の電荷が前記第１バイポーラ・トラン
ジスタの急速なターン・オフを妨げないようにして前記
駆動回路の利得を高める手段とからなることを特徴とす
る自励発振コンバータ。 - 【請求項２】前記MOSFETパワー・スイッチング素子と直
列に接続され、前記第１バイポーラ・トランジスタを導
通状態にバイアスする電流検知抵抗器をさらに有し、 前記第２バイポーラ・トランジスタが前記第１バイポー
ラ・トランジスタに応答し、前記第１バイポーラ・トラ
ンジスタが前記電流検知抵抗器へベース電流を与えるよ
うに動作することを特徴とする請求項１の自励発振コン
バータ。 - 【請求項３】出力電圧のその調節された値からのずれに
応じたエラー信号を発生するフィードバック回路と、前
記電流検知抵抗器によって発生された電圧を前記エラー
信号の電圧と加算しその加算電圧を前記第１バイポーラ
・トランジスタに印加する加算回路とからなる電圧調節
回路をさらに有することを特徴とする請求項２の自励発
振コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/325,751 US4903182A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-oscillating converter with light load stabilizer |
| US325751 | 1989-03-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02280667A JPH02280667A (ja) | 1990-11-16 |
| JPH06103991B2 true JPH06103991B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=23269283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2035064A Expired - Fee Related JPH06103991B2 (ja) | 1989-03-20 | 1990-02-15 | 自励発振コンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4903182A (ja) |
| EP (1) | EP0389154B2 (ja) |
| JP (1) | JPH06103991B2 (ja) |
| KR (1) | KR900015426A (ja) |
| DE (1) | DE69014688T2 (ja) |
Families Citing this family (30)
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| JPH0832175B2 (ja) * | 1990-05-31 | 1996-03-27 | 三洋電機株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| JP2682202B2 (ja) * | 1990-06-08 | 1997-11-26 | 日本電気株式会社 | 電界効果トランジスタを用いた整流回路 |
| JP2956319B2 (ja) * | 1991-11-07 | 1999-10-04 | 富士電機株式会社 | 電圧駆動形スイッチング素子の逆バイアス制御回路 |
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| JP2835299B2 (ja) * | 1995-07-25 | 1998-12-14 | 東光株式会社 | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| SG63667A1 (en) * | 1995-10-02 | 1999-03-30 | Thomson Consumer Electronics | Tuned switch-mode power supply with current mode control |
| DE19619751A1 (de) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| JP3492882B2 (ja) * | 1997-04-07 | 2004-02-03 | パイオニア株式会社 | スイッチング電源装置 |
| DE19933161A1 (de) | 1999-07-20 | 2001-01-25 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung |
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| CN100461603C (zh) * | 2006-09-05 | 2009-02-11 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种隔离式自振荡反激变换器 |
| US8254151B2 (en) | 2007-05-25 | 2012-08-28 | Thomson Licensing | Power supply |
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| US10250058B2 (en) * | 2016-09-15 | 2019-04-02 | Raytheon Company | Charge management system |
| CN114323089A (zh) * | 2020-10-12 | 2022-04-12 | 群创光电股份有限公司 | 光检测元件 |
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-
1989
- 1989-03-20 US US07/325,751 patent/US4903182A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-02-15 JP JP2035064A patent/JPH06103991B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-09 EP EP90302549A patent/EP0389154B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-09 DE DE69014688T patent/DE69014688T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-16 KR KR1019900003524A patent/KR900015426A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0389154A3 (en) | 1991-01-09 |
| KR900015426A (ko) | 1990-10-26 |
| US4903182A (en) | 1990-02-20 |
| DE69014688T2 (de) | 1995-06-14 |
| JPH02280667A (ja) | 1990-11-16 |
| EP0389154B2 (en) | 2000-07-19 |
| EP0389154B1 (en) | 1994-12-07 |
| DE69014688D1 (de) | 1995-01-19 |
| EP0389154A2 (en) | 1990-09-26 |
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