JPH02280667A - 自励発振コンバータ - Google Patents
自励発振コンバータInfo
- Publication number
- JPH02280667A JPH02280667A JP2035064A JP3506490A JPH02280667A JP H02280667 A JPH02280667 A JP H02280667A JP 2035064 A JP2035064 A JP 2035064A JP 3506490 A JP3506490 A JP 3506490A JP H02280667 A JPH02280667 A JP H02280667A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- bipolar transistor
- current
- power switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims description 3
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 14
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 abstract description 27
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 16
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 abstract description 9
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 abstract description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 22
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000013643 reference control Substances 0.000 description 3
- 230000009172 bursting Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000977 initiatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000010361 irregular oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、自励発振パワー・コンバータに係り、特にF
ETタイプのパワー・スイッチを有し低負荷で動作する
自励発振パワー・コンバータに関する。
ETタイプのパワー・スイッチを有し低負荷で動作する
自励発振パワー・コンバータに関する。
[従来の技術]
FETタイプのパワー・スイッチを有する低電力自励発
振パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい
負荷(即ち、典型的には定格負荷の10%以下)で動作
するとき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不
安定な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の
振動として現われる。この現象では、前記FETパワー
・スイッチは、数サイクルのスイッチング・サイクルに
亘る開動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持
される。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そ
のコンバータの特定最大出力電圧リップルを超えて増大
し、出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そ
のような自励発振パワー・コンバータが動作することが
可能な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
振パワー・コンバータは、定格負荷に対し極めて小さい
負荷(即ち、典型的には定格負荷の10%以下)で動作
するとき、その動作が不安定になる傾向が有る。この不
安定な動作姿態は、通常バーストと呼ばれる低周波数の
振動として現われる。この現象では、前記FETパワー
・スイッチは、数サイクルのスイッチング・サイクルに
亘る開動作し、その後数サイクルに亘りオフ状態に維持
される。この不安定な動作により、しばしば振幅は、そ
のコンバータの特定最大出力電圧リップルを超えて増大
し、出力電圧にリップルが生じる。このことにより、そ
のような自励発振パワー・コンバータが動作することが
可能な負荷範囲が制限されその適用範囲が制限される。
軽負荷でのバーストの問題は、従来、分圧抵抗器を前記
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されていた
。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、自
励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電力
量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下する。
自励発振パワー・コンバータの出力端子間に接続し、作
為的にその負荷を増大することにより、処理されていた
。しかしながら、分圧抵抗器を付加することにより、自
励発振パワー・コンバータの効率が低下して相当な電力
量を浪費し、且つその最大電力の出力能力が低下する。
第1図は、従来の自励発振フライバック・パワー・コン
バータを示す。DC電圧が入力端子101.102間に
与えられ、このDC電圧が更にMOSFETパワー・ス
イッチング素子120の周期的スイッチングによりパワ
ー・トランス110の一次巻線111へ周期的に与えら
れる。MOSFETパワー・スイッチング素子120の
導通期間中、エネルギーがパワー・トランス110のコ
アに蓄積される。この蓄積エネルギーは、MO3FET
パワー◆スイッチング素子120の非導通期間中順方向
にバイアスされる整流ダイオード106により伝達され
る。インダクタ107及び二個の分路キャパシタ108
.109を有するフィルタ回路が、二次巻線112と出
力端子104.105間に設けられ、出力中のリップル
を濾波する。
バータを示す。DC電圧が入力端子101.102間に
与えられ、このDC電圧が更にMOSFETパワー・ス
イッチング素子120の周期的スイッチングによりパワ
ー・トランス110の一次巻線111へ周期的に与えら
れる。MOSFETパワー・スイッチング素子120の
導通期間中、エネルギーがパワー・トランス110のコ
アに蓄積される。この蓄積エネルギーは、MO3FET
パワー◆スイッチング素子120の非導通期間中順方向
にバイアスされる整流ダイオード106により伝達され
る。インダクタ107及び二個の分路キャパシタ108
.109を有するフィルタ回路が、二次巻線112と出
力端子104.105間に設けられ、出力中のリップル
を濾波する。
非導通状態から導通状態へのMOSFETパワー・スイ
ッチング素子120の周期的なスイッチングは、パワー
・トランス110の再生74〜1872巻線113及び
抵抗器114とキャパシタ115から成る直列R−C回
路網とを含む再生フィードバック駆動回路に応答する。
ッチング素子120の周期的なスイッチングは、パワー
・トランス110の再生74〜1872巻線113及び
抵抗器114とキャパシタ115から成る直列R−C回
路網とを含む再生フィードバック駆動回路に応答する。
ダイオード106の導通終了時にパワー・トランス11
0の磁化インダクタンスにより誘起されたリンギングは
、R−C回路網を介してフィードバックされ、MOSF
ETパワーφスイッチング素子120の周期的なターン
・オンを引き起こす。MOSFETパワー・スイッチン
グ素子120のこの周期的なターン・オンは、後述する
ようなピーク電流制御技術を実現する電圧調整回路に応
答する。MOSFETパワー・スイッチング素子120
の周期的なターン・オフは、コレクタ126がMO5F
ETパワー・スイッチング素子120のゲート電極に接
続されているバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ125により直接制御される。その電圧調整信号は、
このバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125
をターン・オンさせ、それからMOSFETパワー・ス
イッチング素子120のターン・オフを開始させる。コ
ンバータの最初の動作開始は、入力端子101をMOS
FETパワー・スイッチング素子120のゲート電極1
21に繋ぐ抵抗器116を通して与えられる。
0の磁化インダクタンスにより誘起されたリンギングは
、R−C回路網を介してフィードバックされ、MOSF
ETパワーφスイッチング素子120の周期的なターン
・オンを引き起こす。MOSFETパワー・スイッチン
グ素子120のこの周期的なターン・オンは、後述する
ようなピーク電流制御技術を実現する電圧調整回路に応
答する。MOSFETパワー・スイッチング素子120
の周期的なターン・オフは、コレクタ126がMO5F
ETパワー・スイッチング素子120のゲート電極に接
続されているバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジス
タ125により直接制御される。その電圧調整信号は、
このバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125
をターン・オンさせ、それからMOSFETパワー・ス
イッチング素子120のターン・オフを開始させる。コ
ンバータの最初の動作開始は、入力端子101をMOS
FETパワー・スイッチング素子120のゲート電極1
21に繋ぐ抵抗器116を通して与えられる。
MOSFETパワー・スイッチング素子120の導通を
開始させるために再生フィードバック巻線113により
供給された再生フィードバック電流は、抵抗器114と
キャパシタ115からなる直列R−C回路網を介して、
ターン・オフ駆動トランジスタ125のコレクタ126
とMOSFETパワー・スイッチング素子120のゲー
ト電極121とに共通な交点に接続されている。二次巻
線112が出力電流を整流ダイオード106を通して出
力端子104へ供給している期間中、二次巻線112の
端子間電圧は、再生フィードバック巻線113中に反映
して電圧を誘起し、キャパシタ115の右側プレートを
再生フィードバック巻線113の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード118を通して繋がれる充電電流は、キ
ャパシタ115の左側プレートを入力端子102の電圧
レベルに帯電させる。二次巻線112のエネルギーの放
出終了時に、(大抵、FETパワー・スイッチ及びトラ
ンス巻線から)磁化インダクタンスと共振する回路に充
電されている寄生容量により、リンギング動作が引き起
こされる。このリンギングによるサージは、キャパシタ
115の左側プレートをMOSFETパワー拳スイッチ
ング素子120のターン・オン・スレッシホールド電圧
に駆aする。MOSFETパワー・スイッチング素子1
20及び−次巻線112を通じて流れる電流は、再生フ
ィードバック@線113の端子間に電圧を生じ、この電
圧はキャパシタ115を介してMOSFETパワー・ス
イッチング素子120を更に導通状態に駆動する。
開始させるために再生フィードバック巻線113により
供給された再生フィードバック電流は、抵抗器114と
キャパシタ115からなる直列R−C回路網を介して、
ターン・オフ駆動トランジスタ125のコレクタ126
とMOSFETパワー・スイッチング素子120のゲー
ト電極121とに共通な交点に接続されている。二次巻
線112が出力電流を整流ダイオード106を通して出
力端子104へ供給している期間中、二次巻線112の
端子間電圧は、再生フィードバック巻線113中に反映
して電圧を誘起し、キャパシタ115の右側プレートを
再生フィードバック巻線113の端子間電圧に帯電させ
る。ダイオード118を通して繋がれる充電電流は、キ
ャパシタ115の左側プレートを入力端子102の電圧
レベルに帯電させる。二次巻線112のエネルギーの放
出終了時に、(大抵、FETパワー・スイッチ及びトラ
ンス巻線から)磁化インダクタンスと共振する回路に充
電されている寄生容量により、リンギング動作が引き起
こされる。このリンギングによるサージは、キャパシタ
115の左側プレートをMOSFETパワー拳スイッチ
ング素子120のターン・オン・スレッシホールド電圧
に駆aする。MOSFETパワー・スイッチング素子1
20及び−次巻線112を通じて流れる電流は、再生フ
ィードバック@線113の端子間に電圧を生じ、この電
圧はキャパシタ115を介してMOSFETパワー・ス
イッチング素子120を更に導通状態に駆動する。
出力端子104.105間のDC出力電圧の調整は、ピ
ーク電流制御素子を通して動作する電圧調整フィードバ
ック回路により制御される。MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120の導通期間の終了は、低抵抗値の電
流検知抵抗器117の制御されたスレッシホールド電流
と、フォト・トランジスタ145からキャパシタ129
へ与えられるフィードバック・エラー電圧との和に到達
することに応答する。この抵抗器117とキャパシタ1
29との電圧は加算され、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ125のベース電極127へ与えられる
。抵抗器117とキャパシタ129とに亘る電圧和が、
ベース・エミッタ間ターンーオン・スレッシホールド電
圧(一般的なトランジスタでは、はぼ0.6ボルト)に
達すると、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
125は導通状態にバイアスされ、MOSFETパワー
・スイッチング素子120のソース・ゲート間容量を放
電させることによりそれを非導通状態にバイアスする。
ーク電流制御素子を通して動作する電圧調整フィードバ
ック回路により制御される。MOSFETパワー・スイ
ッチング素子120の導通期間の終了は、低抵抗値の電
流検知抵抗器117の制御されたスレッシホールド電流
と、フォト・トランジスタ145からキャパシタ129
へ与えられるフィードバック・エラー電圧との和に到達
することに応答する。この抵抗器117とキャパシタ1
29との電圧は加算され、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ125のベース電極127へ与えられる
。抵抗器117とキャパシタ129とに亘る電圧和が、
ベース・エミッタ間ターンーオン・スレッシホールド電
圧(一般的なトランジスタでは、はぼ0.6ボルト)に
達すると、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
125は導通状態にバイアスされ、MOSFETパワー
・スイッチング素子120のソース・ゲート間容量を放
電させることによりそれを非導通状態にバイアスする。
二次巻線112の導通が終了する時のリンギングの期間
が、MOSFETパワー・トランジスタ120及び整流
ダイオード106の導通期間に較べて短いと仮定した一
次近似によれば、そのデユーティ・サイクルは一定の入
力及び出力電圧に対して一定であり、負荷の調整は周波
数の変化により得られる。
が、MOSFETパワー・トランジスタ120及び整流
ダイオード106の導通期間に較べて短いと仮定した一
次近似によれば、そのデユーティ・サイクルは一定の入
力及び出力電圧に対して一定であり、負荷の調整は周波
数の変化により得られる。
電圧調整フィードバック回路は、出力電圧を監視し、抵
抗器128及びキャパシタ129の端子間に電圧を発生
して、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5のベース電極127に電流を印加する。この電圧は、
電流検知抵抗器117の端子間に検知された電圧に重畳
される。なお、電流検知抵抗器117の電圧は、MOS
FETパワー・スイッチング素子120を通じて流れる
電流に応じて発生される。DC出力電圧は、出力端子1
04.105間に接続された抵抗器131.132から
成る分圧器で検知される。この検知電圧は、リード13
3により、よく、プログラム可能な精密基準として広く
選定される精密電圧素子140の基準制御リード135
に接続される。
抗器128及びキャパシタ129の端子間に電圧を発生
して、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5のベース電極127に電流を印加する。この電圧は、
電流検知抵抗器117の端子間に検知された電圧に重畳
される。なお、電流検知抵抗器117の電圧は、MOS
FETパワー・スイッチング素子120を通じて流れる
電流に応じて発生される。DC出力電圧は、出力端子1
04.105間に接続された抵抗器131.132から
成る分圧器で検知される。この検知電圧は、リード13
3により、よく、プログラム可能な精密基準として広く
選定される精密電圧素子140の基準制御リード135
に接続される。
その動作においては、精密電圧素子140は、アノード
電極142に対する基準制御リード135の電圧がスレ
ッシホールド値を超えると直ぐに、そのカソード141
を電流シンクとして作用するようになる。これらの素子
は、市販されているので、それらの説明は省略する。基
準制御リード135とアノード電極142とは、出力端
子104.105間を分路している分圧器の一部である
抵抗器132により分路される。出力電圧がその調整さ
れた値を超えると、抵抗器132の端子間電圧は、精密
電圧素子140を作動させる。フィルター・キャパシタ
108から、電流が発光ダイオード144を通して引き
出される。発光ダイオード144から発光した光は、フ
ォト・トランジスタ145が入力端子101からの電流
をバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125の
ベース電極127に繋ぐのを可能にし、キャパシタ12
9と抵抗器128の回路の端子間に電圧を発生する。こ
の電圧は抵抗器117の端子間に検知された電圧に重畳
され、それにより出力電圧の調整のみならず電流抑制を
も可能にする。
電極142に対する基準制御リード135の電圧がスレ
ッシホールド値を超えると直ぐに、そのカソード141
を電流シンクとして作用するようになる。これらの素子
は、市販されているので、それらの説明は省略する。基
準制御リード135とアノード電極142とは、出力端
子104.105間を分路している分圧器の一部である
抵抗器132により分路される。出力電圧がその調整さ
れた値を超えると、抵抗器132の端子間電圧は、精密
電圧素子140を作動させる。フィルター・キャパシタ
108から、電流が発光ダイオード144を通して引き
出される。発光ダイオード144から発光した光は、フ
ォト・トランジスタ145が入力端子101からの電流
をバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125の
ベース電極127に繋ぐのを可能にし、キャパシタ12
9と抵抗器128の回路の端子間に電圧を発生する。こ
の電圧は抵抗器117の端子間に検知された電圧に重畳
され、それにより出力電圧の調整のみならず電流抑制を
も可能にする。
第1図に示されるタイプの自励発振DC−DCC−式−
タは、軽負荷(即ち、定格負荷のほぼ10%、またはそ
れ以下)で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サ
イクルの(即ち、通常バースト現象として認識されてい
る)バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチン
グ駆動を伴うMO8FETパワー・スイッチング素子は
、そのバイポーラ−ターンφオフ駆動トランジスタ12
5のコレクタ電流の増加率が制限されているせいで、不
規則な振動をする。この不規則な振動は、DC出力電圧
中に大きなリップルを生じさせる(即ち、このリップル
は、普通、特定のリップルを大きく超える)。
タは、軽負荷(即ち、定格負荷のほぼ10%、またはそ
れ以下)で低周波数の振動、あるいはスイッチング・サ
イクルの(即ち、通常バースト現象として認識されてい
る)バーストを引き起こす傾向がある。再生スイッチン
グ駆動を伴うMO8FETパワー・スイッチング素子は
、そのバイポーラ−ターンφオフ駆動トランジスタ12
5のコレクタ電流の増加率が制限されているせいで、不
規則な振動をする。この不規則な振動は、DC出力電圧
中に大きなリップルを生じさせる(即ち、このリップル
は、普通、特定のリップルを大きく超える)。
例えば、普通の負荷状態、あるいは高い負荷状態では、
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125は、
MOSFETパワー・スイッチング素子120のゲート
・ソース間寄生容量171を完全に放電するのに充分な
期間を持っている。
バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125は、
MOSFETパワー・スイッチング素子120のゲート
・ソース間寄生容量171を完全に放電するのに充分な
期間を持っている。
ゲート・ソース間寄生容量171を通じて放電電流が増
大し得る速度は、電流がMOSFETパワー・スイッチ
ング素子120を通じて流れる速度で制限され、それゆ
えに検知抵抗器117が増大する。
大し得る速度は、電流がMOSFETパワー・スイッチ
ング素子120を通じて流れる速度で制限され、それゆ
えに検知抵抗器117が増大する。
非常に低い電力負荷状悪では、出力を調整するために、
MOSFETパワー・スイッチング素子120のオン期
間を各サイクル毎に非常に小さい期間に縮小することが
必要である。この短い導通期間は、キャパシタ115及
びゲート・ソース間寄生容量171の急速放電を必要と
する。バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5中のコレクタ電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容
量171の急速放電を不可能にする。MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄生容
量171は、基本的にバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ125中のベース・コレクタ接合を横断して
分路され、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ125に対する大きなミラー8二として効果的に作
用する。
MOSFETパワー・スイッチング素子120のオン期
間を各サイクル毎に非常に小さい期間に縮小することが
必要である。この短い導通期間は、キャパシタ115及
びゲート・ソース間寄生容量171の急速放電を必要と
する。バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5中のコレクタ電流増加率は、ゲート・ソース間寄生容
量171の急速放電を不可能にする。MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120のゲート・ソース間寄生容
量171は、基本的にバイポーラ・ターン・オフ駆動ト
ランジスタ125中のベース・コレクタ接合を横断して
分路され、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ125に対する大きなミラー8二として効果的に作
用する。
それゆえ、抵抗器117.128及びキャパシタ129
を通してバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ1
25のターン・オン動作をバイアスする駆動電流は、そ
のターン・オンを減速するゲート・ソース間寄生容量1
71により分路される。
を通してバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ1
25のターン・オン動作をバイアスする駆動電流は、そ
のターン・オンを減速するゲート・ソース間寄生容量1
71により分路される。
この現象は、第3図乃至第5図に示される電流波形及び
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第3図は、理想的なN10SFETパワー・ス
イッチング素子120を通じて流れる、点線301で示
される電流(基本的には一次巻線の電流)、及び実線3
02で示される実際の供給源電流を示す。これら電流間
の差は、MOSFETパワー・スイッチング素子120
のゲート・ソース間寄生容量171中へ流れ込む電流分
である。電流波形301.302の軌跡は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミ
ッタ接合を明確な導通状聾にバイアスするスレッシホー
ルド・レベルに達するまで、はぼ一致している。電流増
加率のこの急激な低下は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ125のベース・エミッタ間電圧の任か
な増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ1
25のコレクタ電流を劇的に増加させるために起きる。
電圧波形を参照することにより、容易に理解することが
できる。第3図は、理想的なN10SFETパワー・ス
イッチング素子120を通じて流れる、点線301で示
される電流(基本的には一次巻線の電流)、及び実線3
02で示される実際の供給源電流を示す。これら電流間
の差は、MOSFETパワー・スイッチング素子120
のゲート・ソース間寄生容量171中へ流れ込む電流分
である。電流波形301.302の軌跡は、バイポーラ
・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エミ
ッタ接合を明確な導通状聾にバイアスするスレッシホー
ルド・レベルに達するまで、はぼ一致している。電流増
加率のこの急激な低下は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ125のベース・エミッタ間電圧の任か
な増加がバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ1
25のコレクタ電流を劇的に増加させるために起きる。
このコレクタ電流の多くは、ゲート・ラス間寄生容量1
71を放電することによりゲート電圧を放電させ、それ
によりMOSFETの内部電流301を分路する。線分
304て示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容量
171を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形302の傾斜は、トラン
ジスタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと
同じ傾斜(同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
(電流増幅率))を持つと考えられる。
71を放電することによりゲート電圧を放電させ、それ
によりMOSFETの内部電流301を分路する。線分
304て示される差電流は、ゲート・ソース間寄生容量
171を放電するために分路される電流である。この放
電期間における供給源電流波形302の傾斜は、トラン
ジスタのパラメータにより定まり、理想トランジスタと
同じ傾斜(同じベース・エミッタ間抵抗及び無限大のβ
(電流増幅率))を持つと考えられる。
極めて低い負荷状態では、電流がMOSFETパワー・
スイッチング素子120を通じて流れる電流の持続期間
が相当縮小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容
量171の電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は
、一定値に維持される。この低負荷状態は、第4因で示
される。理想的すMOS F E Tパワー・スイッチ
ング素子120を通じて流れる電流311、及び殆んど
が電流検知抵抗器117を通じて流れる実際の供給源電
流312は、より小さいスレッシホールド電流313が
得られるまでほぼ一致している。そのゲート・ソース間
寄生容量171は、これら二つの電流間の差により放電
される。ここで、このゲート・ソース間寄生容量171
を放電させるのに必要な充電量は、陰付けされた領域3
15で示され、−次近似においては負荷に依存していな
いことが注目される。即ち、第4図(低負荷状態の波形
)に陰付けされた領域で表された充?1ffiは、第3
図(重負荷状態の波形)のそれとほぼ同一である。
スイッチング素子120を通じて流れる電流の持続期間
が相当縮小される。その一方、ゲート・ソース間寄生容
量171の電極間電圧を変化させるのに必要な充電量は
、一定値に維持される。この低負荷状態は、第4因で示
される。理想的すMOS F E Tパワー・スイッチ
ング素子120を通じて流れる電流311、及び殆んど
が電流検知抵抗器117を通じて流れる実際の供給源電
流312は、より小さいスレッシホールド電流313が
得られるまでほぼ一致している。そのゲート・ソース間
寄生容量171は、これら二つの電流間の差により放電
される。ここで、このゲート・ソース間寄生容量171
を放電させるのに必要な充電量は、陰付けされた領域3
15で示され、−次近似においては負荷に依存していな
いことが注目される。即ち、第4図(低負荷状態の波形
)に陰付けされた領域で表された充?1ffiは、第3
図(重負荷状態の波形)のそれとほぼ同一である。
これは、第4図にt で示される最短のオンon−
Ilin 期間を与える。第4図の軽負荷状態に対応するバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エ
ミッタ間電圧の波形は、第5図に示される。MOSFE
Tパワー−スイッチング素子120がオフ状態のとき、
そのベース・エミッタ間電圧は、キャパシタ129の端
子間における制御電圧に等しく、このオフ期間中はほぼ
一定値322である。MOSFETパワー・スイッチン
グ素子120がターン・オンした後、このベース・エミ
ッタ間電圧は、コレクタ電流が大きくなり始めるレベル
323に漸増する。このベース・エミッタ間電圧は、M
OSFETパワー・スイッチング素子120が点320
でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこのレ
ベルに止まる。
Ilin 期間を与える。第4図の軽負荷状態に対応するバイポー
ラ・ターン・オフ駆動トランジスタ125のベース・エ
ミッタ間電圧の波形は、第5図に示される。MOSFE
Tパワー−スイッチング素子120がオフ状態のとき、
そのベース・エミッタ間電圧は、キャパシタ129の端
子間における制御電圧に等しく、このオフ期間中はほぼ
一定値322である。MOSFETパワー・スイッチン
グ素子120がターン・オンした後、このベース・エミ
ッタ間電圧は、コレクタ電流が大きくなり始めるレベル
323に漸増する。このベース・エミッタ間電圧は、M
OSFETパワー・スイッチング素子120が点320
でターン・オフするまで、ミラー効果によりほぼこのレ
ベルに止まる。
このコンバータは、再生動作により自励発振し、且つ負
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、M
OSFETパワー・スイッチング素子120の導通期間
は極めて短時間である。
荷により定まる周波数で動作する。軽負荷状態では、M
OSFETパワー・スイッチング素子120の導通期間
は極めて短時間である。
負荷が更に軽くなるとスレッシホールド・レベル313
は零に近付き且つそのオン期間はt。n−m1nより短
くされることが必要である。これに対応してレベル32
3に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トラン
ジスタ125は、MOSFETパワー・スイッチング素
子120のターン・オン期間の全体を超えて導通し続け
られ、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5の導通期間は、二次巻線112のリンギング期間中に
も継続する。この結果、二次巻線112のリンギング期
間中、MOSFETパワー・スイッチング素子120の
ターン・オンを妨げ、開始抵抗器116がゲート容量を
充電してMOSFETパワー・スイッチング素子120
を導通状態にバイアスするまで、このMOSFETパワ
ー・スイッチング素子120をオフ状態に止まらせる。
は零に近付き且つそのオン期間はt。n−m1nより短
くされることが必要である。これに対応してレベル32
3に近付き、且つバイポーラ・ターン・オフ駆動トラン
ジスタ125は、MOSFETパワー・スイッチング素
子120のターン・オン期間の全体を超えて導通し続け
られ、バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ12
5の導通期間は、二次巻線112のリンギング期間中に
も継続する。この結果、二次巻線112のリンギング期
間中、MOSFETパワー・スイッチング素子120の
ターン・オンを妨げ、開始抵抗器116がゲート容量を
充電してMOSFETパワー・スイッチング素子120
を導通状態にバイアスするまで、このMOSFETパワ
ー・スイッチング素子120をオフ状態に止まらせる。
開始プロセスを除き、周期的なこのターン・オンの仕損
じは、全負荷状態でのスイッチング・サイクルより相当
長い期間(即ち、最長導通期間)続き、この期間は通常
多くのサイクルに亘って連続する。この状態は、普通の
スイッチング・プロセスか再び現れるまで続く。幾つか
の再生スイッチング・サイクルの後、MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120は、再び幾つかの連続する
スイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。この
現象は、よくバーストと呼ばれる。
じは、全負荷状態でのスイッチング・サイクルより相当
長い期間(即ち、最長導通期間)続き、この期間は通常
多くのサイクルに亘って連続する。この状態は、普通の
スイッチング・プロセスか再び現れるまで続く。幾つか
の再生スイッチング・サイクルの後、MOSFETパワ
ー・スイッチング素子120は、再び幾つかの連続する
スイッチング・サイクルの間、ターン・オフする。この
現象は、よくバーストと呼ばれる。
(発明の概要)
本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
MOSFETパワー・スイッチング素子のゲート・ソー
ス間寄生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに
与える影響を減少サセ、そのMOSFETパワー・スイ
ッチング素子のターン・オフを高める回路を有する。本
発明の実施例では、補助駆動トランジスタが前記MOS
FETパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生8塁を放電するように接続され、このゲート・ソース
間寄生容量が前記ターン・オフ駆動トランジスタに与え
るミラー効果を減らしている。i記Mo S F E
Tパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄生容
量の放電を高める補助駆動トランジスタを使用すること
により、前記〜10SFETのターン・オフが強められ
、非常に低負荷状憇時に低いリップル出力を与えるのに
必要な短い導通期間で動作することを可能にする。
ング作用を伴い、低負荷でのバーストを無くすために、
MOSFETパワー・スイッチング素子のゲート・ソー
ス間寄生容量がその主ターン・オフ駆動トランジスタに
与える影響を減少サセ、そのMOSFETパワー・スイ
ッチング素子のターン・オフを高める回路を有する。本
発明の実施例では、補助駆動トランジスタが前記MOS
FETパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄
生8塁を放電するように接続され、このゲート・ソース
間寄生容量が前記ターン・オフ駆動トランジスタに与え
るミラー効果を減らしている。i記Mo S F E
Tパワー・スイッチング素子のゲート・ソース間寄生容
量の放電を高める補助駆動トランジスタを使用すること
により、前記〜10SFETのターン・オフが強められ
、非常に低負荷状憇時に低いリップル出力を与えるのに
必要な短い導通期間で動作することを可能にする。
(実施例の説明)
低負荷での上記不動作状態は、第2図に示すように、M
OSFETパワー・スイッチング素子220をターン・
オフするターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲー
ト・ソース間寄生8二271によりバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタに誘起されるミラー効果を減少
させる回路を付加することにより解決される。付加され
た放電電流は、低負荷でのバースI・を無くするために
、バイポーラ・ターン・オフ鳥区動トランジスタ225
のターン・オンを高めるゲート・ソース間寄生容量27
1に印加される。この回路の具体例が、第2図のコンバ
ータ回路中に示される。第2図に示されるこのコンバー
タは、一般的には第1図のものと同様に動作するので、
ここではその動作の説明は省略する。
OSFETパワー・スイッチング素子220をターン・
オフするターン・オフ駆動回路の利得を高め、且つゲー
ト・ソース間寄生8二271によりバイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタに誘起されるミラー効果を減少
させる回路を付加することにより解決される。付加され
た放電電流は、低負荷でのバースI・を無くするために
、バイポーラ・ターン・オフ鳥区動トランジスタ225
のターン・オンを高めるゲート・ソース間寄生容量27
1に印加される。この回路の具体例が、第2図のコンバ
ータ回路中に示される。第2図に示されるこのコンバー
タは、一般的には第1図のものと同様に動作するので、
ここではその動作の説明は省略する。
補助駆動トランジスタ270が、MOSFETパワー・
スイッチング素子220のゲート電極221とそのソー
ス電極222に繋ぐように接続される。補助駆動トラン
ジスタ270の制御電極272は、バイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ225からのコレクタ電流に応
答するように接続される。キャパシタ274と抵抗器2
76が、補助駆動トランジスタ270のベース・エミッ
タ接合と並列に接続される。この補助駆動トランジスタ
270は、特にバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ225の利得を増大し、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子220のソース・ゲート間寄生容ff12
71及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放電し
、更にある程度まで駆動結合キャパシタ215を放電す
る。−旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器217を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ225のターン・オンを促進するように印
加される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ225のゲート・ソース間寄
生容量271の放電を更に促進する。再生電流の大部分
は、ゲート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャ
パシタ215からの電流である。
スイッチング素子220のゲート電極221とそのソー
ス電極222に繋ぐように接続される。補助駆動トラン
ジスタ270の制御電極272は、バイポーラ・ターン
・オフ駆動トランジスタ225からのコレクタ電流に応
答するように接続される。キャパシタ274と抵抗器2
76が、補助駆動トランジスタ270のベース・エミッ
タ接合と並列に接続される。この補助駆動トランジスタ
270は、特にバイポーラ・ターン・オフ駆動トランジ
スタ225の利得を増大し、MOSFETパワー・スイ
ッチング素子220のソース・ゲート間寄生容ff12
71及びゲート・ドレイン間寄生容量を再生的に放電し
、更にある程度まで駆動結合キャパシタ215を放電す
る。−旦ゲートの放電が開始すると、抵抗器217を通
じて加えられた電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆動
トランジスタ225のターン・オンを促進するように印
加される付加電圧を発生し、そのためバイポーラ・ター
ン・オフ駆動トランジスタ225のゲート・ソース間寄
生容量271の放電を更に促進する。再生電流の大部分
は、ゲート・ソース間寄生容量271及び駆動結合キャ
パシタ215からの電流である。
この動作は、第6図を参照することにより、容易に理解
できる。即ち、第6図には、理想的なMOSFETパワ
ー・スイッチング素子220を流れる電流401及び分
路抵抗器217と(抵抗器228及びキャパシタ229
を通じて)バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
225のベースとを駆動する電流402の電流波形が示
されている。電流波形401(点線)及び402(実線
)は、スレッシホールド・レベル403まではほぼ一致
している。補助駆動トランジスタ270は、ゲート・ソ
ース間寄生容量271及び駆動結合キャパシタ215を
放電する通路を与える。
できる。即ち、第6図には、理想的なMOSFETパワ
ー・スイッチング素子220を流れる電流401及び分
路抵抗器217と(抵抗器228及びキャパシタ229
を通じて)バイポーラ・ターン・オフ駆動トランジスタ
225のベースとを駆動する電流402の電流波形が示
されている。電流波形401(点線)及び402(実線
)は、スレッシホールド・レベル403まではほぼ一致
している。補助駆動トランジスタ270は、ゲート・ソ
ース間寄生容量271及び駆動結合キャパシタ215を
放電する通路を与える。
(他の寄生容量と同様に)駆動結合キャパシタ215の
放電から得られる電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ225の駆動を高めるピーク・パルス波
形407を与える。このようにして、MOSFETパワ
ー・スイッチング素子220の急速なターン・オフを確
実にすることにより低負荷でのバーストを防止する。
放電から得られる電流は、バイポーラ・ターン・オフ駆
動トランジスタ225の駆動を高めるピーク・パルス波
形407を与える。このようにして、MOSFETパワ
ー・スイッチング素子220の急速なターン・オフを確
実にすることにより低負荷でのバーストを防止する。
(発明の効果)
本発明の自励発振パワー・コンバータは、再生スイッチ
ング素子い、MOSFETパワー・スイッチング素子の
寄生容量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与
える影響を減少させ、低負荷でのバーストを無くするこ
とができる。
ング素子い、MOSFETパワー・スイッチング素子の
寄生容量が、その主ターン・オフ駆動トランジスタに与
える影響を減少させ、低負荷でのバーストを無くするこ
とができる。
第1図は、低負荷でバーストを起こす従来の自励発振パ
ワー・コンバータを示す回路図;第2図は、低負荷でバ
ーストを減少させる本発明の自励発振パワー・コンバー
タを示す回路図;第3図乃至第5図は、第1図のコンバ
ータの種々の部分を流れる電流を表す電流及び電圧波形
図; 第6図は、第2図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
ワー・コンバータを示す回路図;第2図は、低負荷でバ
ーストを減少させる本発明の自励発振パワー・コンバー
タを示す回路図;第3図乃至第5図は、第1図のコンバ
ータの種々の部分を流れる電流を表す電流及び電圧波形
図; 第6図は、第2図のコンバータの種々の部分を流れる電
流を表す波形図である。
Claims (4)
- (1)DC電源に接続された入力手段と; 駆動されるべき負荷に接続された出力手段と;ゲート電
極とソース電極間に十分な電極間容量を有し、前記入力
手段から前記出力手段へエネルギが流れるように接続さ
れた主電力導通路を有するMOSFETパワー・スイッ
チング素子と;前記MOSFETパワー・スイッチング
素子の導通状態を制御するためにゲート電極に接続され
、前記MOSFETパワー・スイッチング素子の前記十
分な電極間容量にまたがってそのベース・コレクタ接合
が接続されたバイポーラ・トランジスタを有し、ゲート
電極とソース電極間の容量が前記バイポーラ・トランジ
スタ・スイッチのコレクタ・ベース接合に対してミラー
容量として作用する駆動回路と; 前記コンバータの自励発振を維持し、且つ前記駆動回路
を介して前記MOSFETパワー・スィッチング素子を
再生的に駆動するように動作する再生フィードバック回
路と; 低い出力負荷状態でゲート電極及びソース電極間容量の
電荷が前記バイポーラ・トランジスタの急速なターン・
オフを妨げるのを防止するために、ゲート電極とソース
電極間の容量にのみ並列する主導通路を持つ第二バイポ
ーラ・トランジスタを有し、充電された電荷を前記ゲー
ト電極のソース・ゲート電極間容量から放電させる手段
を有し、前記駆動回路の利得を高める手段と; からなることを特徴とする自励発振コンバータ。 - (2)、前記MOSFETパワー・スイッチング素子の
電流を検知する前記バイポーラ・トランジスタのベース
・エミッタ接合がフィードバック制御電圧に接続され;
更に 前記第二バイポーラ・トランジスタが前記バイポーラ・
トランジスタのコレクタ電流に応答することを特徴とす
る請求項1記載の自励発振コンバータ。 - (3)、前記MOSFETパワー・スイッチング素子と
直列に接続され、前記バイポーラ・トランジスタを導通
状態にバイアスする電流検知抵抗器を有し;且つ 前記第二バイポーラ・トランジスタが前記バイポーラ・
トランジスタに応答し、前記バイポーラ・トランジスタ
が前記電流検知抵抗器へ再生ベース電流を与えるように
動作することを特徴とする請求項2記載の自励発振コン
バータ。 - (4)、出力電圧のその調節された値からのずれに応じ
たエラー信号を発生するフィードバック回路;と、 前記電流検知抵抗器によって発生された電圧を前記エラ
ー信号の電圧と加算し、その加算電圧を前記バイポーラ
・トランジスタに印加する加算回路と、 からなる電圧調節回路; を有することを特徴とする請求項3記載の自励発振コン
バータ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US325751 | 1989-03-20 | ||
US07/325,751 US4903182A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-oscillating converter with light load stabilizer |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02280667A true JPH02280667A (ja) | 1990-11-16 |
JPH06103991B2 JPH06103991B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=23269283
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2035064A Expired - Fee Related JPH06103991B2 (ja) | 1989-03-20 | 1990-02-15 | 自励発振コンバータ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4903182A (ja) |
EP (1) | EP0389154B2 (ja) |
JP (1) | JPH06103991B2 (ja) |
KR (1) | KR900015426A (ja) |
DE (1) | DE69014688T2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6788556B2 (en) | 2002-01-25 | 2004-09-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power source device |
Families Citing this family (29)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2664735B2 (ja) * | 1988-08-26 | 1997-10-22 | 株式会社東芝 | 高周波加熱装置 |
JPH0832175B2 (ja) * | 1990-05-31 | 1996-03-27 | 三洋電機株式会社 | Dc―dcコンバータ |
JP2682202B2 (ja) * | 1990-06-08 | 1997-11-26 | 日本電気株式会社 | 電界効果トランジスタを用いた整流回路 |
JP2956319B2 (ja) * | 1991-11-07 | 1999-10-04 | 富士電機株式会社 | 電圧駆動形スイッチング素子の逆バイアス制御回路 |
US5285367A (en) * | 1992-02-07 | 1994-02-08 | Power Integrations, Inc. | Linear load circuit to control switching power supplies under minimum load conditions |
US5313109A (en) * | 1992-04-28 | 1994-05-17 | Astec International, Ltd. | Circuit for the fast turn off of a field effect transistor |
JP2582749Y2 (ja) * | 1992-10-01 | 1998-10-08 | アスコ株式会社 | スイッチング昇圧回路 |
US5444590A (en) * | 1992-12-04 | 1995-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Solid state power controller with power switch protection apparatus |
US5543704A (en) * | 1994-06-08 | 1996-08-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Pulse width modulated DC-to-DC boost converter |
DE4438388A1 (de) * | 1994-10-27 | 1996-05-02 | Ant Nachrichtentech | Selbstschwingender Gleichspannungswandler |
JP2835299B2 (ja) * | 1995-07-25 | 1998-12-14 | 東光株式会社 | 自励式dc−dcコンバータ |
SG63667A1 (en) * | 1995-10-02 | 1999-03-30 | Thomson Consumer Electronics | Tuned switch-mode power supply with current mode control |
DE19619751A1 (de) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
JP3492882B2 (ja) * | 1997-04-07 | 2004-02-03 | パイオニア株式会社 | スイッチング電源装置 |
DE19933161A1 (de) * | 1999-07-20 | 2001-01-25 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung |
US6529354B1 (en) * | 2000-03-03 | 2003-03-04 | Switch Power, Inc. | Power-up and no-load/light load protective mechanisms for DC:DC converters |
JP3578113B2 (ja) * | 2001-05-29 | 2004-10-20 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
US20030016545A1 (en) * | 2001-06-05 | 2003-01-23 | Bel-Fuse, Inc. | Buck regulator with adaptive auxiliary voltage flyback regulator |
US7065152B2 (en) * | 2001-12-27 | 2006-06-20 | Caterpillar Inc. | Controller area network using transformers |
ATE408926T1 (de) * | 2003-07-15 | 2008-10-15 | Friwo Mobile Power Gmbh | Freischwingender sperrwandler mit strom- und spannungsbegrenzung |
US7106602B2 (en) * | 2003-07-29 | 2006-09-12 | Astec International Limited | Switching-bursting method and apparatus for reducing standby power and improving load regulation in a DC—DC converter |
CN100461603C (zh) * | 2006-09-05 | 2009-02-11 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种隔离式自振荡反激变换器 |
EP2156540A1 (en) | 2007-05-25 | 2010-02-24 | Thomson Licensing | Power supply |
DK177105B1 (en) * | 2009-08-14 | 2011-09-05 | Zzzero Aps | Low power switch mode power supply and use of the power supply |
US8289734B2 (en) * | 2009-10-15 | 2012-10-16 | Ansaldo Sts Usa, Inc. | Output apparatus to output a vital output from two sources |
JP5246285B2 (ja) * | 2011-03-11 | 2013-07-24 | Smk株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
CA2867984A1 (en) * | 2013-10-17 | 2015-04-17 | The Governors Of The University Of Alberta | Frequency dependent analog boost converter for low voltage applications |
US10250058B2 (en) | 2016-09-15 | 2019-04-02 | Raytheon Company | Charge management system |
CN114323089A (zh) * | 2020-10-12 | 2022-04-12 | 群创光电股份有限公司 | 光检测元件 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3018501A1 (de) * | 1980-05-14 | 1981-11-19 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schalter mit einem als source-folger betriebenen mis-pet |
DE3108385C2 (de) * | 1981-03-05 | 1982-12-02 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Feldeffekt-Schalttransistors und Schaltungsanordnungen zur Durchführung des Verfahrens |
US4481434A (en) * | 1982-06-21 | 1984-11-06 | Eaton Corporation | Self regenerative fast gate turn-off FET |
JPS59161391U (ja) * | 1983-04-14 | 1984-10-29 | 株式会社東芝 | スイツチング制御回路 |
GB2168865B (en) * | 1984-12-20 | 1988-11-02 | Stanley Electric Co Ltd | Power source circuit |
US4605999A (en) * | 1985-03-11 | 1986-08-12 | At&T Bell Laboratories | Self-oscillating high frequency power converter |
-
1989
- 1989-03-20 US US07/325,751 patent/US4903182A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-02-15 JP JP2035064A patent/JPH06103991B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-09 DE DE69014688T patent/DE69014688T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-09 EP EP90302549A patent/EP0389154B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-16 KR KR1019900003524A patent/KR900015426A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6788556B2 (en) | 2002-01-25 | 2004-09-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power source device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0389154B1 (en) | 1994-12-07 |
JPH06103991B2 (ja) | 1994-12-14 |
EP0389154B2 (en) | 2000-07-19 |
US4903182A (en) | 1990-02-20 |
KR900015426A (ko) | 1990-10-26 |
EP0389154A2 (en) | 1990-09-26 |
DE69014688T2 (de) | 1995-06-14 |
EP0389154A3 (en) | 1991-01-09 |
DE69014688D1 (de) | 1995-01-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH02280667A (ja) | 自励発振コンバータ | |
US6788556B2 (en) | Switching power source device | |
EP0748034B1 (en) | Self-oscillating switching power supply with output voltage regulated from the primary side | |
WO1985005742A1 (en) | Transformerless drive circuit for field-effect transistors | |
JPH0832162B2 (ja) | 直流−直流変換器及び直流−直流変換方法 | |
JPH0697838B2 (ja) | インダクタ電流制御回路 | |
JP3358588B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
US5392206A (en) | Control circuit for a switching DC-DC power converter including a controlled magnetic core flux resetting technique for output regulation | |
US5831838A (en) | Resonant fly-forward converter circuit | |
US5313109A (en) | Circuit for the fast turn off of a field effect transistor | |
JP3691498B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
JP3273598B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2721925B2 (ja) | スイッチモード電源 | |
JP3826804B2 (ja) | 2重化電源システム | |
JP2000032747A (ja) | スイッチング電源装置 | |
EP0824781B1 (en) | Power-supply circuit | |
JPH11220877A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2563188B2 (ja) | 過電流保護機能付自励形コンバータ | |
JP4109505B2 (ja) | 降圧型チョッパーレギュレータ回路 | |
KR950009320Y1 (ko) | 과부하 보호기능과 경부하기능을 갖는 rcc형 스위칭전원의 구동회로 | |
JPH05344721A (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
JP2000209857A (ja) | タ―ンオンロスを改善したリンギングチョ―クコンバ―タ | |
JPS6117174B2 (ja) | ||
JPH11150948A (ja) | 電源装置 | |
JPH11289762A (ja) | Dc−dcコンバータ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |