JPH0545114Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本考案はテレビジヨン受像機等に使用されるス
イツチング制御型電源回路に関する。

(ロ) 従来の技術 スイツチング制御型電源回路の一つにブロツキ
ング発振型のものがあり、このものでは一般に直
流入力に対してスイツチングトランジスタと直列
接続されたコンバータトランスの帰還巻線に発生
する電圧を抵抗等の定インピーダンス路を介して
上記スイツチングトランジスタのベース・エミツ
タ間に正帰還させ、それによりスイツチングトラ
ンジスタをブロツキング発振動作させて直流入力
を断続させるようにしている。

第７図ａ，ｂはこのような電源回路に於けるス
イツチングトランジスタの一般的なベース電流波
形とコレクタ電圧、電流波形をそれぞれ示してい
る。

この第７図に於いて、ベース電流Ibはスイツチ
ングトランジスタのオン期間の初めから充分な大
きさになつているため、コンバータトランスの１
次巻線に接続されたダンピング回路のコンデンサ
や１次巻線自体の分布容量等に蓄積されたエネル
ギーによつて上記オン期間の初め（第７図ｂのＩ
部参照）に流れるインパルス状のコレクタ電流Ic
はかなり大きな値になる。また上記の大きなベー
ス電流Ibがオン期間内の比較的長い間持続するか
ら、スイツチングトランジスタのベース領域に多
量の余剰電荷が蓄積され、そのため第７図ｂの
部の如くスイツチングトランジスタのコレクタ電
流Icの立下りが緩やかになる。その結果、上記Ｉ
部の拡大図を第７図ｃに部の拡大図を第７図ｄ
にそれぞれ示すように、コレクタ電圧Vcとコレ
クタ電流Icの積で決まる上記各部での電力損失が
相当大きくなつていた。

このような事態は特に電源回路への入力電圧が
高い場合に特に問題になる。なぜなら、入力電圧
が高い場合にはそれに伴なつてコンバータトラン
スの帰還巻線に発生する電圧も高くなつており、
そのため正帰還電流即ちベース電流Ibが増大する
からである。即ち、第８図ａは入力電圧が高い場
合のベース電流波形を示し、同図ｂは入力電圧が
低い場合のそれを示している。

したがつて、このような欠点を解消するには、
例えば特開昭59−2570号公報に示されるように、
帰還巻線からスイツチングトランジスタのベース
に供給される正帰還電流を入力電圧の変化に抱わ
らず定電流化することである。しかし、この方法
は、入力電圧が高い場合には効果があるが第７図
ｂのコレクタ電流IcのＩ部及び部を直接制御で
きないから、入力電圧が低い場合に於いてもスイ
ツチングトランジスタの電力損失を低減できるも
のではなかつた。

(ハ) 考案が解決しようとする問題点 本考案は上記の点に鑑みなされたものであり、
入力電圧が高い場合だけでなく低い場合にもスイ
ツチングトランジスタでの電力損失を低減できる
と共に、スイツチングトランジスタのベース電流
路に挿入されたベース電流制限用の抵抗での電力
損失も大幅に低減にできるブロツキング発振型式
のスイツチング制御型電源回路を提供することを
目的とする。

(ニ) 問題点を解決するための手段 本考案では、前述の如きブロツキング発振型式
のスイツチング制御型電源回路に於いて、コンバ
ータトランスの帰還巻線の一端とスイツチングト
ランジスタのベースとの間に直列にインダクタン
スを接続するようにした。

(ホ) 作用 上記構成に依れば、帰還巻線の電圧が前記イン
ダクタンスによつて積分されてスイツチングトラ
ンジスタのベースに流れる正帰還電流は、小さな
値から時間の経過につれて変化して行き、スイツ
チングトランジスタのコレクタ電流の変化に追随
することになるので、ベース電流自体が適切な大
きさに制限されると共に、過大なコレクタ電流が
抑制される。

(ヘ) 実施例 第１図は本考案による電源回路の一実施例を示
している。この実施例では、交流電源入力が電源
スイツチSW及びラツシユ電流制限用抵抗Ｒ１を
介してブリツジ整流回路BDに入力され、その整
流出力をコンデンサＣ１によつて平滑して得た非
安定の直流電圧がコンバータトランスＴの入力巻
線Ｎ１とスイツチングトランジスタＱ１と電流検
出用抵抗Ｒ３の直列回路に印加される。スイツチ
ングトランジスタＱ１は上記トランスＴの帰還巻
線Ｎ２及び先の入力巻線Ｎ１とでブロツキング発
振回路を構成しており、そのため上記帰還巻線Ｎ
２が電流制限用の抵抗Ｒ５とインダクタンスＬ１
を介してスイツチングトランジスタＱ１のベー
ス・エミツタ間及び電流検出用抵抗Ｒ３と直列に
接続されており、ここでは比較的大きなインダク
タンス値（約70μH）の上記インダクタンスＬ１
を設けた点に留意すべきである。

また、前記トランスＴの出力巻線Ｎ４に密結合
された検出巻線Ｎ３からダイオードＤ３と平滑用
コンデンサＣ６によつて取り出される直流電圧に
対して、トランジスタＱ３、ツエナーダイオード
Ｄ４、及び抵抗Ｒ７〜Ｒ１２からなる誤差検出部
が設けられており、Ａ点に得る出力電圧が次の電
圧と合成されて制御トランジスタＱ２のベース・
エミツタ間に印加されるようになつている。即
ち、前記Ａ点の電圧は、スイツチングトランジス
タＱ１のコレクタ電流Icによつて抵抗Ｒ３に生じ
コンデンサＣ３と抵抗Ｒ６を介してＢ点に導かれ
る電圧と合成されて印加されるのである。なお、
上記コンデンサＣ４の充電は、帰還巻線Ｎ２のｄ
端側から制御トランジスタＱ２のベース・コレク
タ間を通る図示の経路で流れる電流Icによつて行
なわれるようになつている。

斯る実施例に於いて、スイツチング電源として
の基本的動作は既に公知であり、また、第２図に
示す各部の電圧、電流波形からも容易に理解でき
るので、その動作説明は省略するが、ここで注意
すべきはスイツチングトランジスタＱ１のオン時
のベース電流Ib（第２図ハ）が、第３図ａに拡大
して示すように、インダクタンスＬ１の作用によ
つて時間の経過につれて鋸歯波状に変化している
点である。

すなわち、第３図ａに示されるようにベース電
流Ibは、オン期間の初めに充分小さく、その後は
徐々に変化して行くので、スイツチングトランジ
スタＱ１のコレクタ電流Icは、第３図ｂに示すよ
うに、特にそのオン期間の初めの部分の急激な電
流の振幅が抑えられると共に、オン期間の終りの
部分ではベース領域の余剰電荷が少ないので比較
的速く立下る。従つてコレクタ電流Icとコレクタ
電圧Vcとの積で決まるスイツチングトランジス
タＱ１での電力損失は、第３図ｃ、ｄと第７図
ｃ，ｄとの比較から判るように従来例の場合より
も小さくなり、オーバドライブ状態が解消される
ことが分る。

また、スイツチングトランジスタＱ１のオン時
の前記ベース電流Ibは、本実施例の場合には交流
入力電圧の高、低に応じて第４図ａ，ｂの如く変
化するので、従来の場合の第８図ａ，ｂとの比較
から分るように、上記入力電圧の変化に対するベ
ース電流の変化は小さくなる。このことはインダ
クタンスＬ１と直列接続されたベース電流制限用
の抵抗Ｒ５の値を小さくできることを意味してお
り、従つて、この抵抗Ｒ５による電力損失も大幅
に低減される訳である。

次に、第５図は他の実施例を示しており、この
実施例で第１図と同一記号を付した部分は同一構
成であるが、次の点で異なつている。即ち、この
ものでは第１図の電流検出用抵抗Ｒ３を削除して
スイツチングトランジスタＱ１のエミツタを基準
ラインｌに直結すると共に、第１図のコンデンサ
Ｃ３及び抵抗Ｒ６を削除して、その代りに積分回
路ICを構成する抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ９を
帰還巻線Ｎ２の両端間に接続し、その接続中点Ｃ
を制御トランジスタＱ２のベースに接続してい
る。また、この実施例では、ベース電流制限用の
抵抗Ｒ５と帰還巻線Ｎ２との間に１〜2μF程度の
コンデンサＣ１０を直列に挿入すると共に、この
コンデンサＣ１０の放電用のダイオードＤ６と抵
抗Ｒ１５をラインｌとの間に接続している。

この実施例では、先ず、スイツチング電源の基
本的動作が第１図のものと次のように異なつてい
る。即ち、このものでは帰還巻線Ｎ２に発生する
矩形波電圧（第６図イ）を積分回路ICによつて
積分してＣ点に同図ロの三角波電圧を得、この三
角波電圧ロをＢ点に於いてＡ点に発生する直流電
圧と合成することによつて同図ハの電圧が得られ
る。従つて、この電圧ハが制御トランジスタＱ２
のベース・エミツタ間立上り電圧Vbeに達したと
きに、制御トランジスタＱ２がターンオフし、そ
れによつて第１図の場合と同様にスイツチングト
ランジスタＱ１がターンオフする訳である。

この実施例でベース電流路のインダクタンスＬ
１の作用は第１図の実施例の場合と同じであり、
このインダクタンスＬ１と直列関係のコンデンサ
Ｃ１０は定常状態に於いて上記インダクタンスＬ
１の作用に何等影響を与えない。このコンデンサ
Ｃ１０は電源スイツチSWの投入直後にその役割
がある。即ち、スイツチSWの投入直後では抵抗
Ｒ４を介して起動電流がスイツチングトランジス
タＱ１のベースに流れるが、この起動電流を充分
小さく抑える目的で、上記抵抗Ｒ４の値をベース
電流制限用の抵抗Ｒ５に比べて相当大きく選定し
た場合には、起動時にスイツチングトランジスタ
Ｑ１のベース・エミツタ間にV_BE異常の順バイア
スを与えることができないため、このトランジス
タをオンさせることができなくなる。このため、
起動時にコンデンサＣ１０を上記抵抗Ｒ４を流れ
る電流によつて一旦充電し、このコンデンサＣ１
０からスイツチングトランジスタＱ１のベースに
起動電流を供給しているのである。

なお、上記動作によつてスイツチングトランジ
スタＱ１が一旦起動されたのちは、コンデンサＣ
１０は帰還巻線Ｎ２の電圧によつて図示と逆の極
性に充電され、スイツチングトランジスタＱ１の
オフ時に上記コンデンサＣ１の放電が、帰還巻線
Ｎ２、抵抗Ｒ１５及びダイオードＤ６の経路で行
なわれる。

また、上記コンデンサＣ１０及びインダクタン
スＬ１の各値はそれらで決まる共振周波数がスイ
ツチングトランジスタＱ１のスイツチング周波数
よりも低くなるように選定され、異常発振が起ら
ないように配慮されている。

(ト) 考案の効果 本考案の電源回路に依れば、スイツチングトラ
ンジスタの過剰ベース電流によるオーバドライブ
状態を解消でき、従つて、このトランジスタでの
電力損失を低減させて安定な動作を行なわせるこ
とができると共に、ベース電流制限用抵抗に於け
る電力損失も大幅に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案電源回路の一実施例を示す回路
図、第２図はその各部の電圧・電流波形を示す波
形図、第３図及び第４図はその一部の電圧・電流
波形の詳細を示す波形図、第５図は他の実施例を
示す回路図、第６図はその要部の電圧波形を示す
波形図、第７図及び第８図は従来回路の欠点を説
明するための電圧・電流波形図である。 Ｑ１……スイツチングトランジスタ、Ｔ……コ
ンバータトランス、Ｎ２……帰還巻線、Ｌ１……
インダクタンス、Ｃ１０……コンデンサ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流入力に対してトランスの入力巻線とスイツ
   チングトランジスタのコレクタ・エミツタ間を直
   列に接続し、このスイツチングトランジスタのベ
   ース・エミツタ間に前記トランスの帰還巻線を接
   続ブロツキング発振回路を構成すると共に、前記
   帰還巻線からの正帰還電流をバイパスする制御素
   子と前記ベース・エミツタ間に接続し、この制御
   素子によつて前記スイツチングトランジスタのタ
   ーンオフタイミングを制御するようにした電源回
   路に於いて、前記スイツチングトランジスタのベ
   ース側と前記帰還巻線の一端との間にインダクタ
   ンスとコンデンサとからなる直列共振回路を設
   け、該直列共振回路の共振周波数が前記スイツチ
   ングトランジスタのスイツチ周波数よりも低くな
   るように選定されていることを特徴とするスイツ
   チング制御型電源回路。