JP2838822B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＬＣ直列共振を使用し
たハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ
ング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電源に第１及び第２のスイッチの直
列回路を接続し、第１及び第２のスイッチの相互接続中
点に出力トランスを接続し、第１及び第２のスイッチを
交互にオン・オフすることによってトランスの２次巻線
に交流を得、これを整流することによって直流出力を得
る形式のＤＣ−ＤＣコンバータはハーフブリッジ型又は
変形ハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして知ら
れている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流を単に
断続して電力変換する方式のインバータ又はコンバータ
においては、スイッチのターンオフ時及びターンオン時
に電力損失が生じる。この欠点を解決するために共振を
使用して電流を正弦波状に流す方式がある。しかし、共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護を簡単且つ迅速
に達成し且つ正常運転への移行を迅速に達成するための
回路はまだ提案されていない。

【０００４】そこで、本発明の目的は、過電流保護を簡
単な回路で迅速に行うことができ、且つ正常運転への移
行を迅速に行うことが可能な共振型スイッチング電源装
置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源の一端と他端との間に接続された
第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び第
２のスイッチの相互接続中点に接続された共振用コンデ
ンサと共振用インダクタンスとの直列回路と、前記共振
用コンデンサと前記共振用インダクタンスとによる両方
向の共振電流に基づいて負荷に電力を供給するための出
力回路とを備えたスイッチング電源装置において、前記
第１及び第２のスイッチの内のいずれか一方又は両方に
流れる電流を検出するための電流検出手段と、前記電流
検出手段で検出された信号に基づいて前記第１及び第２
のスイッチの内のいずれか一方の電流のみについて所定
の過電流レベル以上か否かを判定する過電流判定手段
と、前記出力回路の出力電圧の変化又はこれに対応した
変化を示す信号を検出する出力検出手段と、前記第１及
び第２のスイッチを交互にオン・オフするための制御信
号を形成する回路であって、前記出力検出手段で検出さ
れた信号に基づいて前記出力電圧を一定値にするように
前記制御信号の周期を制御し、且つ前記過電流判定手段
から発生した過電流を示す出力に応答して少なくとも前
記第１のスイッチのオン時間幅を短くすると共に前記制
御信号の周期を短くする制御回路とを備えたことを特徴
とするスイッチング電源装置に係わるものである。な
お、請求項２及び３に示すように、ソフトスタート手段
を設け、過電流検出時にこのソフトスタート手段を動作
させ、第１及び第２のスイッチのオン時間幅を狭めるこ
とができる。また、請求項４及び５に示すように複数段
階の過電流検出を行い、これによってソフトスタ−ト用
コンデンサの放電を制御することができる。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、共振
型であるにも拘らず、過電流保護を簡単且つ迅速に達成
することができる。また、過電流時に第１及び第２のス
イッチを完全にオフにしないでオン時間幅を狭めるのみ
であるから、負荷への電流供給を継続させることが可能
になり、且つ正常運転への移行を迅速に行うことができ
る。請求項２の発明によれば、過電流の判定が一方向の
電流のみで行われるにも拘らず、ソフトスタート手段の
働きで第１及び第２のスイッチのオン時間幅を狭めるこ
とが可能になる。また、請求項３の発明によれば、ソフ
トスタート手段を兼用して過電流保護を行うので、過電
流保護を簡単な回路で達成できる。請求項４及び５によ
れば、過電流のレベルの大小に応じて過電流保護の速さ
及び程度を変えることができる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、図１及び図２を参照して本発明
の第１の実施例の共振型スイッチング電源装置を説明す
る。図１に示すスイッチング電源装置においては、例え
ば商用交流電源に高周波成分除去用のラインフィルタを
介して接続された整流平滑回路又は整流器等から成る直
流電源１の一端と他端との間に絶縁ゲート型電界効果ト
ランジスタから成る第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の直列回路が接続されている。この実施例では第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 はソース・ドレイン間に並列
にダイオードを内蔵する形式の絶縁ゲート型電界効果ト
ランジスタから成るが、バイポーラトランジスタ等の他
の半導体スイッチにダイオードを逆並列接続したものと
することもできる。

【０００８】出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は小容量の
共振用コンデンサＣr と共振用の第１のインダクタンス
Ｌr と電流検出手段としての抵抗Ｒ1 とを介して第２の
スイッチＱ2 に対して並列に接続されている。また、第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に小容量（例え
ば２００ｐＦ）の電圧部分共振及びノイズ抑制用コンデ
ンサＣa 、Ｃb が接続され、更に、１次巻線Ｎ1 に並列
に第２のインダクタンスＬp が接続されている。第１の
インダクタンスＬr は例えば５μＨであり、第２のイン
ダクタンスＬp は第１のインダクタンスＬr よりも大き
い例えば１０μＨである。トランスＴの２次巻線Ｎ2 は
センタタップに形成され、両端は出力整流ダイオードＤ
a 、Ｄb を介して平滑用コンデンサＣo の一端に接続さ
れ、センタタップはコンデンサＣo の他端に接続されて
いる。直流電圧を負荷（図示せず）に供給するための出
力端子２、３はコンデンサＣo の両端に接続されてい
る。なお、出力コンデンサＣo の容量は共振コンデンサ
Ｃr の容量よりも大きい。

【０００９】出力端子２、３間に得られる出力電圧を一
定に制御するために、出力端子２、３間に電圧検出抵抗
４、５の直列回路が接続され、この電圧分割点が誤差増
幅器６の一方の入力端子に接続されている。誤差増幅器
６の他方の入力端子には基準電圧源７が接続されている
ので、この出力端子には基準電圧と検出電圧との差に対
応した電圧（誤差出力）が得られ、直流出力端子２と誤
差増幅器６の出力端子との間に抵抗８を介して接続され
た発光ダイオード９が誤差出力に制御されて発光する。
即ちこの実施例では出力電圧が所望値よりも高くなる
と、発光ダイオード９の発光の強さが基準値よりも大き
くなる。

【００１０】発光ダイオード９の出力光は第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン幅を制御するためにホトト
ランジスタ１０に光結合されている。ホトトランジスタ
１０は直流電源端子１１とグランドとの間に抵抗１２と
ミラー回路を形成するトランジスタ１３とを介して接続
されている。トランジスタ１３と共にミラー回路を形成
しているもう一方のトランジスタ１４のエミッタは抵抗
１５を介して電源端子１１に接続され、コレクタは抵抗
１６と三角波発生用コンデンサ１７とを介してグランド
に接続されている。なお、ホトトランジスタ１０には並
列に抵抗１８が接続されている。

【００１１】コンデンサ１７の上端のＡで示す点に図２
（Ａ）に示す三角波（のこぎり波）を発生させ、これを
波形整形して図２（Ｂ）の出力パルスを得るための制御
回路１９が設けられている。この制御回路１９は三菱電
気株式会社の半導体集積回路Ｍ５１８４１Ｐを使用して
構成することができ、２つの比較器２０、２１と、１つ
のＲＳフリップフロップ２２と、放電用トランジスタ２
３と、３つの基準電圧用抵抗２４、２５、２６と、出力
増幅器２７とを有する。第１の比較器２０の一方の入力
端子はコンデンサ１７の上端に接続され、他方の入力端
子は電源端子１１とグランドとの間に直列に接続された
抵抗２４、２５、２６の上側の分圧点に接続されてい
る。抵抗２４、２５間には図２（Ａ）に示す第１の基準
電圧Ｅ1 が得られるので、第１の比較器２０はコンデン
サ１７から得られた三角波が第１の基準電圧Ｅ1 を横切
る時点を検出し、この出力がこの時点で反転する。第１
の比較器２０の出力端子はフリップフロップ２２のセッ
ト入力端子Ｓに接続されているので、三角波が基準電圧
Ｅ1 を横切った時にフリップフロップ２２はセット状態
となってＱ出力端子から図２（Ｂ）に示す高レベル出力
を発生する。

【００１２】第２の比較器２１の一方の入力端子は三角
波用コンデンサ１７の上端に接続され、他方の入力端子
は抵抗２５、２６の間の第２の基準電圧Ｅ2 が得られる
点に接続されている。第１の基準電圧Ｅ1 よりも高く設
定された第２の基準電圧Ｅ2に三角波が達すると、第２
の比較器２１の出力が反転し、これがフリップフロップ
２２のリセット端子Ｒに与えられ、フリップフロップ２
２の出力は図２（Ｂ）に示すように低レベルになる。な
お、フリップフロップ２２は入力パルスの前縁を示すト
リガ信号を形成する回路を内蔵している。フリップフロ
ップ２２のＱ出力端子は増幅器２７を介してＴフリップ
フロップ２８とＡＮＤゲート２９、３０とに接続されて
いる。フリップフロップ２２の位相反転出力端子は放電
用トランジスタ２３のベースに接続されているので、例
えば図２のｔ2 〜ｔ3 で示すようなフリップフロップ２
２のリセット期間にトランジスタ２３がオンになり、抵
抗１６を介したコンデンサ１７の放電回路が形成され
る。この放電回路のＣＲ時定数は一定であるので、フリ
ップフロップ２２のリセット期間は一定である。一方、
フリップフロップ２２のセット期間（ｔ1 〜ｔ2 ）はコ
ンデンサ１７の充電電流の制御によって変化する。

【００１３】フリップフロップ２２の出力に基づいて第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフす
るために、ＲＳフリップフロップ２２のＱ出力端子はバ
ッファ増幅器２７を介してＴ（トリガ）型フリップフロ
ップ２８の入力端子に接続されている。このＴ型フリッ
プフロップ２８は図２（Ｂ）に示すＲＳフリップフロッ
プ２２の出力の低レベルから高レベルへの転換時点即ち
ｔ1 、ｔ3 等のパルスの前縁でトリガされて出力が交互
に反転する。ＡＮＤゲート２９の一方の入力端子２９は
ＲＳフリップフロップ２２の出力に結合され、他方の入
力端子はＴフリップフロップ２８のＱ出力に結合されて
いるので、このＡＮＤゲート２９は図２（Ｄ）の出力パ
ルスを第１のスイッチＱ1 のゲートに供給する。ＡＮＤ
ゲート３０の一方の入力端子はＲＳフリップフロップ２
２の出力に結合され、他方の入力端子はＴフリップフロ
ップ２８のＱ出力の位相反転端子に接続されているの
で、このＡＮＤゲート３０は図２（Ｃ）のパルスを第２
のスイッチＱ2 のゲートに供給する。

【００１４】この電源装置の過電流保護を達成するため
の手段として、周知のヒステリシス作用を有する比較器
３１と基準電圧源３２と逆流阻止ダイオード３３と抵抗
３４とが設けられている。過電流保護用比較器３１の一
方の入力端子は電流検出抵抗Ｒ1 のグランドとは反対側
の端子に接続され、他方の入力端子は基準電圧源３２に
接続され、この出力端子はダイオード２３と抵抗３４を
介して三角波用コンデンサ１７の上端に接続されてい
る。従って、抵抗Ｒ1 の電圧が基準電圧源３２の基準電
圧よりも高くなると、比較器３１の出力が低レベルから
高レベルに転換し、比較器３１から三角波のコンデンサ
１７に充電電流が流れ込む。

【００１５】電源投入時に第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を狭いオン幅からソフトスタートさせるための
手段としてのコンデンサ３５が電源端子３６とグランド
との間に抵抗３７を介して接続されている。そして、こ
のコンデンサ３５は抵抗３８とダイオード３９を介して
ホトトランジスタ１０に並列に接続されている。従っ
て、電源投入によるスタート時には、トランジスタ１３
で定電流化された電流がホトトランジスタ１０と抵抗１
８の回路に全部流れないで、その一部がソフトスタート
用コンデンサ３５に流れる。

【００１６】電流検出に基づいてソフトスタート用コン
デンサ３５を制御するために、周知のヒステリシス作用
を有する比較器４０と基準電圧源４１とトランジスタ４
２と抵抗４３とが設けられている。比較器４０の一方の
入力端子は電流検出抵抗Ｒ1の右端に接続され、この他
方の入力端子は基準電圧源４１に接続され、この出力端
子はソフトスタート制御手段としてのトランジスタ４２
のベースに接続されている。トランジスタ４２はソフト
スタート用コンデンサ３５を放電させるために抵抗４３
を介してコンデンサ３５に並列に接続されている。

【００１７】

【動作】まず共振を使用したＤＣ−ＤＣ変換動作を図３
を参照して説明する。図３のｔ0 時点で第１のスイッチ
Ｑ1 をオンにするための制御信号が図３（Ａ）に示すよ
うに発生し、この直後のｔ1 で第１のスイッチＱ1 のド
レイン・ソース間電圧がゼロになると、第１のスイッチ
Ｑ1 とコンデンサＣr と第１のインダクタンスＬr と１
次巻線Ｎ1 との閉回路から成るＬr 、Ｃr の直列共振回
路が形成され、これによる共振電流Ｉr が図３（Ｄ）に
示すように正弦波形に流れる。共振電流Ｉr がゼロにな
った後に、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb によってコン
デンサＣoがトランスＴの２次巻線Ｎ2 から切り離され
た状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ1 が無限大のイ
ンピーダンスとなり、負の半波の共振電流が流れない。
一方、第２のインダクタンスＬp のエネルギーの蓄積及
び放出に基づく電流Ｉp が図３（Ｂ）に示すように流れ
る。ｔ0 時点において第２のインダクタンスＬp の蓄積
エネルギーが放出されており、図３のｔ0 〜ｔ1 期間で
は電流Ｉp が上向きに流れている。即ち、ｔ1 〜ｔ2 期
間では電流Ｉp が第２のインダクタンスＬp と第１のイ
ンダクタンスＬr とコンデンサＣr と第１のスイッチＱ
1 と電源１とから成る閉回路で電流が流れ、コンデンサ
Ｃr は図１で示すように右側がプラスに充電される。第
２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーの放出がｔ2
時点で終了すると、電源１と第１のスイッチＱ1 とコン
デンサＣr と第１及び第２のインダクタンスＬr 、Ｌp
とから成る閉回路に電流が流れ、第２のインダクタンス
Ｌp のエネルギーの蓄積が行われると共に、コンデンサ
Ｃr が逆充電され、Ｖc1は低下する。コンデンサＣr と
第１のインダクタンスＬr とによる電流Ｉr の振幅はコ
ンデンサＣr の電圧Ｖcrの振幅に応じて変化する。

【００１８】ｔ0 〜ｔ4 期間に第１のスイッチＱ1 に流
れる電流Ｉ1 は、第２のインダクタンスＬp のＩp とＬ
r Ｃr 共振電流Ｉr との和になり、図３（Ｆ）に示すよ
うに流れる。電圧部分共振のためのコンデンサＣa はｔ
0 以前に電源電圧Ｅに充電されている。もし、第１のス
イッチＱ1 のオンによってコンデンサＣa の蓄積エネル
ギーが第１のスイッチＱ1 に流れると電力損失を生じ
る。図１の回路では、ｔ0 〜ｔ1 期間に第２のインダク
タンスＬp と第１のインダクタンスＬr とコンデンサＣ
r とコンデンサＣa とから成る回路でコンデンサＣa を
逆充電する向きの電流が流れ、コンデンサＣa の蓄積エ
ネルギーが電源に帰還され、電力損失にならない。ま
た、第１のスイッチＱ1 の電流Ｉ1 は第１のスイッチＱ
1 の電圧Ｖds1 がゼロになってから流れ始めるので、ゼ
ロ電圧スイッチングが達成され、ターンオン時のスイッ
チング損失が小さい。第１のスイッチＱ1 のターンオフ
時においては、この電圧Ｖds1 がコンデンサＣa の働き
によって緩やかに立上るので、電流Ｉ1 と電圧Ｖds1 の
交差面積が小さくなり、スイッチング損失が低減され
る。また高周波ノイズが抑制される。

【００１９】図３のｔ4 〜ｔ5 区間においては、第２の
スイッチＱ2 においてｔ0 〜ｔ4 区間と同様な動作が生
じる。即ち、ｔ4 の直後に第２のスイッチＱ2 の電圧Ｖ
ds2がゼロになると、コンデンサＣr と第１のインダク
タンスＬr と１次巻線Ｎ1 と第２のスイッチＱ2 との閉
回路で図３（Ｄ）に示すような正弦波状の共振電流Ｉr
が流れる。また、ｔ4 〜ｔ5 期間には、第２のインダク
タンスＬp の蓄積エネルギーの放出に基づいて、第２の
インダクタンスＬp と第２のスイッチＱ2 とコンデンサ
Ｃr と第１のインダクタンスＣr との閉回路に電流Ｉp
が流れる。これにより、コンデンサＣr の電圧は図３
（Ｃ）のｔ4 〜ｔ5 区間に示すように変化する。第２の
スイッチＱ2 の電流Ｉ2 は、第２のインダクタンスＬp
の電流Ｉpと共振電流Ｉr との和になる。第２のスイッ
チＱ2 のターンオン時及びターンオフ時には、第１のス
イッチＱ1 と同様な動作が生じるので、電力損失が低減
される。

【００２０】ところで、図１の回路において、出力端子
２、３間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr の振幅が変化する。即ち、例えば負荷のインピ
ーダンスが大きくなる軽負荷時には１次巻線Ｎ1 から負
荷までの交流インピーダンスが大きくなり、共振電流Ｉ
r の最大振幅が低下する。共振電流Ｉr の最大振幅が低
下すれば、出力平滑用コンデンサＣo 及び負荷に対して
供給するエネルギーも低下し、負荷変動に基づく出力電
圧変動を自動的に補償することができる。しかし、電源
１の電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は上記共振電
流Ｉr の振幅変化によって達成できない。

【００２１】そこで、本実施例では第２のインダクタン
スＬp に対するエネルギーの蓄積量を第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅によって調整し、コンデ
ンサＣr の電圧振幅を変えることによって行う。誤差増
幅器６は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する
出力を発生し、発光ダイオード９は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード９の発光の強さが基準値より
も大きくなる。これにより、発光ダイオード９に光結合
されたホトトランジスタ１０の抵抗は低下し、トランジ
スタ１３を通ってホトトランジスタ１０に流れ込む電流
が大きくなる。これにより、ミラー回路を構成するトラ
ンジスタ１４の電流も増大し、三角波用コンデンサ１７
の充電速度が大きくなり、コンデンサ１７の電圧Ｖ17が
Ｅ1 からＥ2 までに至る時間が短くなり、結局、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が短くなり、
第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギー量も低下
し、共振電流によって出力コンデンサＣo に供給される
エネルギーも低下し、出力電圧が所定値に戻される。出
力電圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作
が生じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相
当する調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じ
ない。また、スイッチＱ1 、Ｑ2 の正常時のオン時間幅
は共振電流Ｉr の半波以上にに設定されている。従っ
て、無負荷から全負荷まで安定的に動作させることがで
きる。

【００２２】

【過電流保護動作】図２のｔ4 時点で出力端子２、３間
の負荷（図示せず）が短絡等の低インピーダンス状態に
なったとすれば、トランスＴの１次巻線側のコンデンサ
Ｃr と第１のインダクタンスＬr と１次巻線Ｎ1 と抵抗
Ｒ1 とから成る回路に流れる電流も増大する。この実施
例では第１のスイッチＱ1 のオン期間に流れる電流Ｉ1
の変化に基づいて過電流を検出している。図２のｔ4 時
点の直後に比較器３１の電流検出信号が基準電圧源３２
の電圧よりも高くなると、比較器３１の出力が高レベル
になり、コンデンサ１７に比較器３１から充電電流が供
給され、コンデンサ１７の電圧Ｖ17は図２（Ａ）に示す
ように急速に第２の基準電圧Ｅ2 に達し、比較器２１か
らリセット信号が発生し、ｔ4 時点にセットされていた
フリップフロップ２２がリセットされ、フリップフロッ
プ２２の出力は図２（Ｂ）に示すように低レベルにな
り、ＡＮＤゲート２９の出力も図２（Ｄ）に示すように
低レベルになり、第１のスイッチＱ1 がオフになる。こ
れと同時にトランジスタ２３がオンになってコンデンサ
１７は抵抗１６とトランジスタ２３を介して一定の時定
数で放電する。コンデンサ１７の放電が続くと、この電
圧Ｖ17が第１の基準電圧Ｅ1に達し、比較器２０の出力
が高レベルになり、フリップフロップ２２がセットさ
れ、同じ動作が繰返される。

【００２３】

【ソフトスタート制御動作】図１の回路では基準電圧源
３２とほぼ同一の基準電圧を与える基準電圧源４１が設
けられ、これと抵抗Ｒ1 の電圧が比較器４０で比較され
ている。従って、過電流検出と同時に第２の比較器４０
の出力が高レベルになり、トランジスタ４２がオンにな
る。この結果、ソフトスタート用コンデンサ３５が放電
されると共に、ミラー回路のトランジスタ１３、１４を
通って流れる電流が増大し、三角波用コンデンサ１７の
充電電流も増大する。ソフトスタート用コンデンサ３５
が放電された後に再び充電が完了するまでの時間幅は正
常動作時の第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周期よりも十分に大きいので、トランジスタ１３、
１４に比較的長い間大きな電流が流れ、三角波用コンデ
ンサ１７の急速充電が行われ、図２のｔ4 〜ｔ8 区間に
示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は短いオ
ン時間幅で動作する。なお、この期間において、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流Ｉ1 、Ｉ2 は低いレ
ベルに抑制される。ソフトスタート用コンデンサ３５の
充電が進むに従って三角波用コンデンサ１７の充電電流
は低下し、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時
間幅も徐々に広くなる。もし、負荷の過電流状態（例え
ば短絡）が維持されていれば、再び過電流が抵抗Ｒ1 の
電圧に基づいて検出され、同一の動作が繰返される。ま
た、もし、過電流状態が解消されれば、ソフトスタート
動作が正常動作に自動的に移行する。

【００２４】図１の実施例は次の効果を有する。 （１） 第２のインダクタンスＬp を設けることによっ
てＬr Ｃr 共振電流Ｉr の半波の全部を流すことがで
き、安定した共振状態が得られる。 （２） 第２のインダクタンスＬp のエネルギーの蓄積
及び放出の働きで共振用コンデンサＣr の電圧を変化さ
せ、これによる電圧調整効果を得ることができる。 （３） Ｌr Ｃr 共振電流Ｉr は負荷の大きさによって
変化するので、出力電圧を一定化するための第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間の調整範囲を狭くす
ることができ、電圧調整によるスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周期及び周波数の変化分が少なくなる。 （４） 第１のスイッチＱ1 のオン期間の電流レベルを
比較器３１で検出するのみで過電流制御ができるので、
過電流保護回路の構成が簡単になる。即ち、第２のスイ
ッチＱ2 のオン期間に流れる電流は、第１のスイッチＱ
1 のオン期間に流れた電流に対応した値になるので、第
１のスイッチＱ1 のオン期間の電流を検出して制御する
のみで、スイッチＱ1 、Ｑ2 、負荷等の過電流保護を十
分に達成することができる。 （５） ソフトスタート用コンデンサ３５を比較器４０
の出力によって放電させるので、第２のスイッチＱ2 の
オン時間幅を狭める作用が発生し、第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 のバランスを良くすることができ、異常
時であっても負荷が電流を要求する場合にはトランスＴ
を飽和させないで電力供給を継続することができる。

【００２５】

【第２の実施例】次に、図４を参照して本発明の第２の
実施例の電源装置を説明する。但し、図４及び後述する
図５〜図１１及び図１３において図１と共通する部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。また、図４
〜図８において第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をオ
ン・オフ制御するための制御回路５０は、図１の第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御回路から比較器３１
と基準電圧源３２とを除いた回路と同一に形成されてい
る。また、図４〜図７で省略されているトランスＴの２
次側回路は図１と同一に形成されている。図４の回路で
は、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2の直列回路が電源１の
一端と他端（グランド）との間に接続され、第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続中点と２つのコンデ
ンサＣr1、Ｃr2の相互接続中点との間に第１のインダク
タンスＬr を介して１次巻線Ｎ1 が接続されている。換
言すれば、図１の共振用コンデンサＣr を１次巻線Ｎ1
の下側の端子に接続し、電源１と１次巻線Ｎ1 の下端と
の間にコンデンサＣr1を付加した構成になっている。従
って、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2がハーフブリッジ型
インバータの電源分割用のコンデンサと共振用コンデン
サとで共用されている。また、電流検出抵抗Ｒ1 は第２
のスイッチＱ2 に直列接続されている。その他の点は図
１と同一であるので、図４の回路は図１と同一の作用効
果を有する。

【００２６】

【第３の実施例】図５に示す第３の実施例の回路は第２
のスイッチＱ2 として電流検出端子５１を有するものが
使用されている。この第２のスイッチＱ2 は電界効果ト
ランジスタの中に電流検出抵抗を組み込んだものに等価
であって端子５１から電流に対応した電圧を得ることが
できる。端子５１とグランドとの間には抵抗５２が接続
され、この抵抗５２の一端が過電流検出比較器３１に接
続されている。図５においてその他は図１と同一である
ので、図５の回路は図１と同一の作用効果を有する。

【００２７】

【第４の実施例】図６の第４の実施例は図５の回路に３
つの抵抗５３、５４、５５とツエナーダイオード５６と
を付加したものである。定電圧素子としてのツエナーダ
イオード５６は抵抗５４、５５を介して電源１と比較器
３１の一方の入力端子との間に接続されている。電流検
出端子５１は抵抗５３を介して比較器３１の一方の入力
端子に接続されている。従って、比較器３１の入力端子
には、電流検出電圧と電源電圧が所定以上に上昇した時
の分圧電圧との合成値が入力し、入力電圧補正を伴なっ
た過電流検出が行われる。その他は図１及び図５と同一
であるので、図６の回路はこれ等と同一の作用効果を有
する。

【００２８】

【第５の実施例】図７の実施例は第１の共振用コンデン
サＣr1に並列に第２の共振用コンデンサＣr2と電流検出
抵抗Ｒ1 の直列回路を接続したものである。第１の共振
用コンデンサＣr1に並列に好ましくはこれよりも小さい
容量の第２の共振用コンデンサＣr2を接続した場合には
共振電流が分割され、電流検出抵抗Ｒ1 に流れる電流が
小さくなり、ここでの電力損失が小さくなる。図７にお
いてその他は図１と同一であるので、図１と同一の作用
効果を得ることができる。

【００２９】

【第６の実施例】図８の第６の実施例の回路は、図１の
トランスＴから出力側を倍電圧整流回路６０としたもの
である。倍電圧整流回路６０は２つのコンデンサ６１、
６２と２つのダイオード６３、６４とから成る。第２の
インダクタンスＬp の上端はコンデンサ６１とダイオー
ド６４を介して直流出力端子２に接続され、その下端は
グランド端子３に接続されている。ダイオード６３は第
２のインダクタンスＬp の下端とコンデンサ６１の出力
側端子との間に接続されている。コンデンサ６２は２つ
のダイオード６３、６４に並列接続されている。その他
は図４と同一であるので、図８の回路は図１の回路と同
一の作用効果を有する。

【００３０】

【第７の実施例】図９に示す第７の実施例は、図１から
比較器３１、基準電圧源３２、ダイオード３３、抵抗３
４を省いた構成になっている。この場合には比較器４０
による過電流検出によってソフトスタート用コンデンサ
３５が放電され、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の
オン時間幅が狭められ、過電流保護が達成される。従っ
て、第７の実施例によっても第１の実施例と同様の作用
効果が得られる。なお、図４〜図８の回路にも図９の過
電流保護方式を適用することができる。

【００３１】

【第８の実施例】図１０の第８の実施例の回路は図１の
回路から比較器４０と基準電圧源４１を省き、比較器３
１の出力でトランジスタ４２のベースを制御するように
したものである。このようにしても第１の実施例と同一
の作用効果を得ることができる。この図１０の保護方式
は図４〜図８の回路にも適用可能である。

【００３２】

【第９の実施例】図１１の第９の実施例の回路は、図９
の回路の一部を変形したものである。即ち、図９では１
つの比較器４０と１つのトランジスタ４２とによってソ
フトスタート用コンデンサ３５を放電させ、これによっ
て過電流保護を達成したが、図１０では２つの比較器４
０ａ、４０ｂと、２つの基準電圧源４１ａ、４１ｂと、
２つのトランジスタ４２ａ、４２ｂとによってコンデン
サ３５の放電を制御している。第１及び第２の比較器４
０ａ、４０ｂの一方の入力端子はそれぞれ電流検出抵抗
Ｒ1 に接続され、電流検出電圧Ｖs を入力としている。
第１及び第２の比較器４０ａ、４０ｂの他方の入力端子
は第１及び第２の基準電圧源４１ａ、４１ｂに接続され
ている。第１の基準電圧源４１ａは第１の基準電圧Ｖre
f1を与え、第２の基準電圧源４１ｂは第１の基準電圧Ｖ
ref1よりも高い第２の基準電圧Ｖref2を与える。第１及
び第２の比較器４０ａ、４０ｂの出力端子はそれぞれの
抵抗７０、７１を介して第１及び第２のトランジスタ４
２ａ、４２ｂのベースに接続されている。放電電流制御
素子としての第１及び第２のトランジスタ４２ａ、４２
ｂはコンデンサ３５に対して抵抗４３ａ、４３ｂを介し
て並列に接続されている。

【００３３】図１１の回路では過電流保護が図１２に示
すように２段階に行われる。まず、過電流検出電圧Ｖs
が第１の基準電圧Ｖref1よりも高くなると、第１の比較
器４０ａの出力で第１のトランジスタ４２ａがオンにな
り、第１の抵抗４３ａに基づく放電電流Ｉb が流れる。
一方、負荷短絡等によって電流検出電圧Ｖs が第２の基
準電圧Ｖref2よりも高い場合には第１及び第２の比較器
４０ａ、４０ｂによって第１及び第２のトランジスタ４
２ａ、４２ｂの両方がオンになり、第１及び第２の抵抗
４３ａ、４３ｂの両方に放電電流が流れ、この合計の電
流Ｉb は１つの場合よりも大きくなる。これにより、コ
ンデンサ３５の放電が急速に行われ、負荷短絡等の過電
流保護を迅速に達成することができる。なお、図１１の
回路は図９の回路と同一の作用効果も有している。

【００３４】

【第１０の実施例】図１３の回路は図１１の回路の一部
を変形したものである。即ち、図１３の回路では、図１
１の回路の電流検出抵抗Ｒ1 の代りに電流検出トランス
８０が接続され、この２次巻線に全波整流器８１を介し
て電流検出抵抗８２が接続され、比較器４０ａ及びオペ
アンプ４０ｂの一方の入力端子は抵抗８２の一端に接続
されている。なお、オペアンプ４０ｂの他方の入力端子
は入力抵抗４３を介して第２の基準電圧源４１ｂに接続
され、この出力端子と他方の入力端子との間に帰還抵抗
８４が接続されている。図１３においてその他は図１１
と同様に構成されている。

【００３５】図１３の回路において電流検出電圧Ｖs が
第１の基準電圧Ｖref1よりも高くなると、比較器４０ａ
の出力によってトランジスタ４２ａがオンになり、コン
デンサ３５の放電電流Ｉb が図１４に示すように流れ
る。電流検出電圧Ｖs が第２の基準電圧Ｖref2よりも高
い場合には、これよりも高い領域の電流検出電圧の波形
がオペアンプ４０ｂによってＡ級増幅され、第２のトラ
ンジスタ４２ｂは非飽和領域で動作し、非直線性を有し
てここを流れる電流が変化する。電圧検出電圧Ｖs が第
２の基準電圧Ｖref2よりも高い時には第１及び第２のト
ランジスタ４２ａ、４２ｂの電流の合計が放電電流Ｉb
となる。この実施例によっても図１１の回路と同様に負
荷短絡等の過電流を迅速に低減することができる。な
お、図１１及び図１３の過電流保護方式を、図４〜図８
の回路等に適用することができる。

【００３６】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図４、図８の共振回路においても図５、図６、
及び図７に示す電流検出方式を採用することができる。 （２） 各実施例において第１のインダクタンスＬr を
第２のインダクタンスＬp の出力側に移して１次巻線Ｎ
1 又はコンデンサ６１に直列に接続することができる。 （３） 第１のインダクタンスＬr に中間タップを設
け、ここに第２のインダクタンスＬp の上端を接続する
ことができる。また、第１及び第２のインダクタンスＬ
r 、Ｌp を同一のコアに巻回すことができる。 （４） 第２のインダクタンスＬp を２次巻線Ｎ2 に並
列に接続することができる。また、トランスＴに３次巻
線を設け、ここに並列に第２のインダクタンスＬp を接
続することができる。 （５） 第１のインダクタンスＬr とトランスＴの１次
巻線Ｎ1 とを同一のコアに巻回すこと、また第２のイン
ダクタンスＬp とトランスＴの１次巻線Ｎ1 とを同一の
コアに巻回すことができる。また、１次巻線Ｎ1 が漏洩
インダクタンスを有するように構成し、これを第１のイ
ンダクタンスＬr として使用し、個別の第１のインダク
タンスＬr を省くか、又は第１のインダクタンスＬr と
１次巻線Ｎ1 のインダクタンスの合計を共振用インダク
タンスとすることができる。 （６） 出力電圧を検出する代りにこれに対応して変化
する電圧、例えば図４のコンデンサＣr1、Ｃr2の電圧等
を検出することができる。 （７） 図１、図４〜図８の回路のソフトスタート制御
用比較器４０と基準電圧源４１とトランジスタ４２と抵
抗４３から成るソフトスタート制御回路を省くこと、及
びこの回路と共にコンデンサ３５と抵抗３７、３８とダ
イオード３９から成るソフトスタート回路を省くことが
できる。図２のｔ8 時点よりも後はソフトスタート制御
回路を省いた場合の動作を示す。この場合には過電流検
出によって第１のスイッチＱ1 のオン時間幅がｔ9 〜ｔ
10に示すように狭められた後の第２のスイッチＱ2 のオ
ン期間ｔ11〜ｔ12では電流が逆方向に流れるので、比較
器３１で過電流を検出することができない。このため、
第２のスイッチＱ2 のオン時間幅は狭められない。しか
し、この前の第１のスイッチＱ1 のオン時間が短いため
にコンデンサＣr の充電量が少なく、第２のスイッチＱ
2 に過大電流は流れない。ｔ13で再び第１のスイッチＱ
1 がオンになると、過電流が検出されるが、ｔ9 〜ｔ10
と同様に抑制される。従って、一方向の過電流を検出す
るのみで、両方向の保護が達成される。 （８） 第２のインダクタンスＬp を設けないで、第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間を共振電流Ｉ
r の半波に対応させて固定し、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間のデッド・タイム（休止
期間）を出力電圧の変化に応じて調整する方式、又は第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅を変えて
出力電圧を調整する方式にも本発明を適用することがで
きる。 （９） 電源１の部分に、商用交流電源１とラインフィ
ルタと整流器とを接続し、正弦波交流脈流を出力し、正
弦波交流の周波数よりも大幅に高い周波数（例えば１０
kHz ）で第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をオン・オ
フして力率改善を行ってもよい。 （１０） ミラー回路を使用しないでコンデンサ１７の
充放電を制御し、のこぎり波（三角波）を発生させるよ
うに制御回路を構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。

【図２】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図３】図１の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図４】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図５】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図６】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図７】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図８】第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図９】第７の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図１０】第８の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１１】第９の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１２】図１１のソフトスタ−ト用コンデンサの過電
流時の放電特性を示す図である。

【図１３】第１０の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示
す回路図である。

【図１４】図１３のソフトスタ−ト用コンデンサの過電
流時の放電特性を示す図である。

【符号の説明】

Ｌr 第１のインダクタンス Ｌp 第２のインダクタンス Ｒ1 電流検出抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−58777（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−84186（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭64−25883（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び
   第２のスイッチの相互接続中点に接続された共振用コン
   デンサと共振用インダクタンスとの直列回路と、前記共
   振用コンデンサと前記共振用インダクタンスとによる両
   方向の共振電流に基づいて負荷に電力を供給するための
   出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記第１及び第２のスイッチの内のいずれか一方又は両
   方に流れる電流を検出するための電流検出手段と、 前記電流検出手段で検出された信号に基づいて前記第１
   及び第２のスイッチの内のいずれか一方の電流のみにつ
   いて所定の過電流レベル以上か否かを判定する過電流判
   定手段と、 前記出力回路の出力電圧の変化又はこれに対応した変化
   を示す信号を検出する出力検出手段と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
   めの制御信号を形成する回路であって、前記出力検出手
   段で検出された信号に基づいて前記出力電圧を一定値に
   するように前記制御信号の周期を制御し、且つ前記過電
   流判定手段から発生した過電流を示す出力に応答して少
   なくとも前記第１のスイッチのオン時間幅を短くすると
   共に前記制御信号の周期を短くする制御回路とを備えて
   いることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び
   第２のスイッチの相互接続中点に接続された共振用コン
   デンサと共振用インダクタンスとの直列回路と、前記共
   振用コンデンサと前記共振用インダクタンスとによる両
   方向の共振電流に基づいて負荷に電力を供給するための
   出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記第１及び第２のスイッチの内のいずれか一方又は両
   方に流れる電流を検出するための電流検出手段と、 前記電流検出手段で検出された信号に基づいて前記第１
   及び第２のスイッチの一方又は両方の電流が所定の過電
   流レベル以上か否かを判定する過電流判定手段と、 前記出力回路の出力電圧の変化又はこれに対応した変化
   を示す信号を検出する出力検出手段と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
   めの制御信号を形成する回路であって、前記出力検出手
   段で検出された信号に基づいて前記出力電圧を一定値に
   するように前記制御信号の周期を制御し、且つ前記過電
   流判定手段から発生した過電流を示す出力に応答して少
   なくとも前記第１のスイッチのオン時間幅を短くすると
   共に前記制御信号の周期を短くする制御回路と、 起動時に前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅を狭
   い時間幅から広い時間幅に向って徐々に増大させるため
   のソフトスタート手段と、 前記過電流判定手段から発生した過電流状態を示す信号
   に応答して前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅が
   狭くなるように前記ソフトスタート手段を制御する手段
   とを備えていることを特徴とするスイッチング電源装
   置。
3. 【請求項３】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び
   第２のスイッチの相互接続中点に接続された共振用コン
   デンサと共振用インダクタンスとの直列回路と、前記共
   振用コンデンサと前記共振用インダクタンスとによる両
   方向の共振電流に基づいて負荷に電力を供給するための
   出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記第１及び第２のスイッチの内のいずれか一方又は両
   方に流れる電流を検出するための電流検出手段と、 前記電流検出手段で検出された信号に基づいて前記第１
   及び第２のスイッチの一方又は両方の電流が所定の過電
   流レベル以上か否かを判定する過電流判定手段と、 前記出力回路の出力電圧の変化又はこれに対応した変化
   を示す信号を検出する出力検出手段と、 起動時に前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅を狭
   い時間幅から広い時間幅に向って徐々に増大させるため
   のソフトスタート手段と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
   めの制御信号を形成するための回路であって、起動時に
   は前記ソフトスタート手段に基づく制御に従って第１及
   び第２のスイッチのオン時間幅を狭い時間幅から広い時
   間幅に向って徐々に増大させ、正常時には前記出力検出
   手段で検出された信号基づいて前記出力電圧を一定値に
   するように前記制御信号の周期を制御し、前記過電流判
   定手段から過電流状態を示す信号が発生した時にはこの
   過電流状態を示す信号に応答して前記第１及び第２のス
   イッチのオン時間幅が狭くなるように前記ソフトスター
   ト手段を制御する制御回路とを備えていることを特徴と
   するスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び
   第２のスイッチの相互接続中点に接続された共振用コン
   デンサと共振用インダクタンスとの直列回路と、前記共
   振用コンデンサと前記共振用インダクタンスとによる両
   方向の共振電流に基づいて負荷に電力を供給するための
   出力回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記第１及び第２のスイッチの内のいずれか一方又は両
   方に流れる電流を検出するための電流検出手段と、 前記電流検出手段で検出された電流検出信号に基づいて
   前記第１及び第２のスイッチの一方又は両方の電流が第
   １の過電流レベル以上か否かを判定する第１の過電流判
   定手段と、 前記電流検出手段で検出された電流検出信号に基づいて
   前記第１及び第２のスイッチの一方又は両方の電流が前
   記第１の過電流レベルよりも高い第２の過電流レベル以
   上か否かを判定する第２の過電流判定手段と、 前記出力回路の出力電圧の変化又はこれに対応した変化
   を示す信号を検出する出力検出手段と、 起動時に前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅を狭
   い時間幅から広い時間幅に向って徐々に増大させるため
   のソフトスタ−ト用コンデンサを含み、このソフトスタ
   −ト用コンデンサを徐々に充電することによって前記第
   １及び第２のスイッチのオン時間幅を徐々に広げるよう
   に形成されたソフトスタート手段と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフするた
   めの制御信号を形成するための回路であって、起動時に
   は前記ソフトスタート手段に基づく制御に従って前記第
   １及び第２のスイッチのオン時間幅を狭い時間幅から広
   い時間幅に向って徐々に増大させ、正常時には前記出力
   検出手段で検出された信号基づいて前記出力電圧を一定
   値にするように前記制御信号の周期を制御し、前記第１
   の過電流判定手段から過電流状態を示す信号が発生した
   時にはこの過電流状態を示す信号に応答して前記ソフト
   スタート用コンデンサを第１の放電電流レベルで放電さ
   せ、前記第１及び第２の過電流判定手段から過電流状態
   を示す信号が発生した時にはこの過電流状態を示す信号
   に応答して前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅が
   狭くなるように前記ソフトスタ−ト用コンデンサを前記
   第１の放電電流レベルよりも大きい第２の放電電流レベ
   ルで放電させる制御回路とを備えていることを特徴とす
   るスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 前記第２の過電流判定手段は前記電流検
   出信号が前記第２の過電流レベルよりも高い時に前記電
   流検出信号のレベルに対応して前記ソフトスタ−ト用コ
   ンデンサの放電電流レベルを変えることができる信号を
   出力するものである請求項４記載のスイッチング電源装
   置。