JP2002300777A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング電源装置の過電流動作時での出
力電流の増加を抑制して出力垂下特性を改善する。 【解決手段】 本発明によるスイッチング電源装置は、
出力電圧検出回路(9)から制御回路(10)に入力される帰
還信号が飽和して高い電圧(H)レベルとなったときに過
電流状態検出信号を出力する過電流状態検出回路(51)
と、過電流状態検出回路(51)が過電流状態検出信号を出
力したときに制御回路(10)からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲー
ト端子に付与されるオン・オフ信号のパルス幅に比例す
る出力を発生するパルス幅検知回路(52)と、パルス幅検
知回路(52)の出力に比例する出力を発生する周波数可変
回路(53)と、周波数可変回路(53)の出力により制御回路
(10)の発振手段の発振周波数を決定する周波数設定回路
(54)とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置、特に過電流動作時での出力電流の増加を抑制して出
力垂下特性を改善できるスイッチング電源装置に属す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来から一般的に広く使用されているフ
ォワード型のスイッチング電源装置を図６に示す。図６
に示すスイッチング電源装置は、交流電圧Ｖ_ACを発生す
る交流電源に接続され且つ整流ブリッジ回路(1a)及び平
滑コンデンサ(1b)で構成された直流電源(1)と、１次巻
線(2a)及び２次巻線(2b)を有するトランス(2)と、スイ
ッチング素子としてのＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効
果トランジスタ）(3)と、トランス(2)の２次巻線(2b)に
接続された整流平滑回路(4)と、整流平滑回路(4)の出力
側に接続された出力電圧検出回路(9)と、出力電圧検出
回路(9)の出力信号を受信して整流平滑回路(4)の出力電
圧Ｖ_Oが一定レベルとなるようにＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲ
ート端子にオン・オフ信号を付与する制御回路(10)と、
ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れる電流Ｉ_Aを検出する電流検出
手段としての電流検出用抵抗(11)とを備えている。トラ
ンス(2)の１次巻線(2a)及びＭＯＳ-ＦＥＴ(3)は直流電
源(1)に対して直列に接続される。整流平滑回路(4)は、
整流ダイオード(5)、還流ダイオード(6)、リアクトル
(7)及び平滑コンデンサ(8)から構成され、トランス(2)
の２次巻線(2b)に誘起された電圧を整流平滑して直流出
力電圧Ｖ_Oを発生する。制御回路(10)は、外付けされた
発振周波数設定用抵抗(12)及び発振周波数設定用コンデ
ンサ(13)の定数により決定される周波数の三角波信号を
発生する発振回路(10a)と、電流検出用抵抗(11)から低
域通過型フィルタ回路(14)を介して入力されるトランス
(2)の１次側に流れる電流Ｉ_Aの検出信号と出力電圧検出
回路(9)からフォトカプラ(15)の発光部(15a)及び受光部
(15b)を介して入力される出力電圧Ｖ_Oの検出信号とを発
振回路(10a)の三角波信号と比較することによりデュー
ティ比が変化するＰＷＭ（パルス幅変調）信号を形成し
てＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に付与するオン・オフ
信号を発生するＰＷＭ回路(10b)とを備えている。ま
た、ＰＷＭ回路(10b)は、電流検出用抵抗(11)により検
出されたトランス(2)の１次側に流れる電流Ｉ_Aの検出電
圧レベルが過電流状態検出の電圧レベル以上になったと
き、低い電圧(Ｌ)レベルのオン・オフ信号を出力してＭ
ＯＳ-ＦＥＴ(3)をオフ状態にし、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流
れる電流Ｉ_Aを制限する。

【０００３】図６に示すスイッチング電源装置の動作は
以下の通りである。制御回路(10)内のＰＷＭ回路(10b)
からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に高い電圧(Ｈ)レベ
ルのオン・オフ信号が付与されると、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)
がオフ状態からオン状態となり、直流電源(1)からトラ
ンス(2)の１次巻線(2a)及びＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に電流Ｉ _A
が流れ、２次巻線(2b)にトランス(2)の巻線比に比例す
る電圧が誘起される。このとき、トランス(2)の２次巻
線(2b)に発生する電圧により整流ダイオード(5)が順方
向にバイアスされて導通状態となるので、２次巻線(2
b)、整流ダイオード(5)、リアクトル(7)及び平滑コンデ
ンサ(8)の経路で電流が流れ、リアクトル(7)にエネルギ
が蓄積される。次に、制御回路(10)内のＰＷＭ回路(10
b)からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に低い電圧(Ｌ)レ
ベルのオン・オフ信号が付与され、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)が
オン状態からオフ状態になると、トランス(2)の１次側
に電流Ｉ_Aが流れなくなり、トランス(2)の１次側から２
次側への電力の伝達が停止する。このとき、トランス
(2)の２次巻線(2b)に逆起電力が発生し、整流ダイオー
ド(5)が逆方向にバイアスされて非導通状態になると共
に、還流ダイオード(6)が順方向にバイアスされて導通
状態となる。これと同時に、リアクトル(7)に逆起電力
が発生し、リアクトル(7)から平滑コンデンサ(8)及び還
流ダイオード(6)の経路でトランス(2)の２次側に電流Ｉ
_Bが流れる。以上の動作が交互に繰り返されることによ
り、トランス(2)の１次側の電流Ｉ_A及び２次側の電流Ｉ
_Bがそれぞれ図７(Ａ)及び(Ｂ)に示すように流れ、整流
平滑回路(4)の平滑コンデンサ(8)の両端から一定値の直
流出力電圧Ｖ_Oが発生する。

【０００４】整流平滑回路(4)の平滑コンデンサ(8)の両
端に発生する直流出力電圧Ｖ_Oは、出力電圧検出回路(9)
により検出され、フォトカプラ(15)の発光部(15a)及び
受光部(15b)を介して制御回路(10)内のＰＷＭ回路(10b)
に入力される。これと同時に、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れ
る電流Ｉ_Aは、電流検出用抵抗(11)により電圧信号に変
換され、更に低域通過型フィルタ回路(14)により突入電
流やノイズによるスパイク状の電圧成分が除去されて制
御回路(10)内のＰＷＭ回路(10b)に入力される。一方、
制御回路(10)内の発振回路(10a)は、外付けの発振周波
数設定用抵抗(12)及び発振周波数設定用コンデンサ(13)
の定数を適宜選択することにより予め設定された発振周
波数の三角波信号を発生し、ＰＷＭ回路(10b)に付与す
る。これにより、ＰＷＭ回路(10b)は、電流検出用抵抗
(11)から低域通過型フィルタ回路(14)を介して入力され
た１次側電流Ｉ_Aの検出信号と出力電圧検出回路(9)から
フォトカプラ(15)を介して入力された直流出力電圧Ｖ_O
の検出信号とを発振回路(10a)の三角波信号と比較し、
デューティ比が変化するＰＷＭ信号を形成する。このＰ
ＷＭ信号は、スイッチング周波数が一定でオン幅が変化
するオン・オフ信号としてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端
子に付与される。以上の動作によって、整流平滑回路
(4)から出力される直流出力電圧Ｖ_Oが一定に保持され
る。

【０００５】過負荷又は出力端子の短絡等により、ＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ(3)に流れる電流Ｉ_Aが増加し、電流検出用抵
抗(11)の検出電圧のレベルが過電流状態検出の電圧レベ
ル以上になると、制御回路(10)内のＰＷＭ回路(10b)か
らＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に低い電圧(Ｌ)レベル
のオン・オフ信号が付与され、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフ
状態となる。これにより、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れる電
流Ｉ_Aが制限されるので、過電流によるＭＯＳ-ＦＥＴ
(3)の破壊を防止することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】図６に示す従来のスイ
ッチング電源装置では、図７(Ａ)に示すようにトランス
(2)の１次側に流れる電流Ｉ_Aの最大値が過電流状態検出
レベルに達すると、制御回路(10)によりＭＯＳ-ＦＥＴ
(3)が強制的にオフ状態となり、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオ
ン期間が絞られるため、整流平滑回路(4)から出力され
る直流出力電圧Ｖ_Oが制限される。しかしながら、過電
流動作時では出力電圧検出回路(9)から制御回路(10)に
入力される帰還信号が飽和して高い電圧(Ｈ)レベルの信
号となるので、電流Ｉ_Aの最大値が過電流状態検出レベ
ルに達するまでの間、制御回路(10)からＭＯＳ-ＦＥＴ
(3)のゲート端子にオン・オフ信号が付与され続ける。
また、制御回路(10)の応答時間以下にオン・オフ信号の
パルス幅を絞ることができないため、１次側の電流Ｉ_A
の最大値が図７(Ａ)に示すように増加すると共に２次側
の電流Ｉ_Bも図７(Ｂ)に示すように増加するので、出力
電流Ｉ_Oの平均値が増加する。一方、制御回路(10)によ
り制限されるのはトランス(2)の２次側の出力電力のみ
であるから、出力垂下特性が図８に示すように出力電圧
Ｖ_Oの低下に伴って出力電流Ｉ_Oが増加するヘの字形状の
定電力特性となる。したがって、過電流動作時に出力電
圧Ｖ_Oの低下に反比例して出力電流Ｉ_Oが増加し、出力端
子に接続された電子機器等の負荷が破壊されることがあ
った。

【０００７】そこで、本発明は過電流動作時での出力電
流の増加を抑制して出力垂下特性を改善できるスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明によるスイッチン
グ電源装置は、直流電源(1)に直列に接続されたトラン
ス(2)の１次巻線(2a)及びスイッチング素子(3)と、トラ
ンス(2)の２次巻線(2b)に接続された整流平滑回路(4)
と、整流平滑回路(4)の出力側に接続された出力電圧検
出回路(9)と、出力電圧検出回路(9)の出力を受信して整
流平滑回路(4)の出力電圧が一定レベルとなるようにス
イッチング素子(3)の制御端子にオン・オフ信号を付与
する発振手段を有する制御回路(10)とを備え、出力電圧
検出回路(9)から制御回路(10)に入力される帰還信号が
飽和して所定の電圧レベルとなったときに過電流状態検
出信号を出力する過電流状態検出回路(51)と、過電流状
態検出回路(51)が過電流状態検出信号を出力したときに
制御回路(10)からスイッチング素子(3)の制御端子に付
与されるオン・オフ信号のパルス幅に比例する出力を発
生するパルス幅検知回路(52)と、パルス幅検知回路(52)
の出力に比例する出力を発生する周波数可変回路(53)
と、周波数可変回路(53)の出力により制御回路(10)の発
振手段の発振周波数を決定する周波数設定回路(54)とを
備えている。

【０００９】過電流状態検出回路(51)が過電流状態検出
信号を発生したとき、パルス幅検知回路(52)はオン・オ
フ信号のパルス幅に比例する出力を発生し、周波数可変
回路(53)はパルス幅検知回路(52)の出力に比例する出力
を発生するので、周波数設定回路(54)は発振周波数を連
続して減少させ、制御回路(10)の発振手段からスイッチ
ング素子(3)の制御端子に付与するオン・オフ信号のパ
ルスの発生間隔を連続的に長くする。これにより、スイ
ッチング素子(3)のオフ期間が長くなり、スイッチング
素子(3)のオンデューティ、即ちスイッチング素子(3)の
オン・オフ１周期間に対するオン期間の割合が小さくな
るので、過電流動作時の整流平滑回路(4)の出力電圧の
減少に伴う出力電流の増加が抑制され、過電流動作時の
出力垂下特性を定電流又はフの字形状の垂下特性に近づ
けて改善することができる。

【００１０】本発明の一実施の形態では、周波数可変回
路(53)は過電流状態検出回路(51)が過電流状態を検出し
ないときに一定レベルの出力を発生し、周波数設定回路
(54)は周波数可変回路(53)の一定レベルの出力により制
御回路(10)の発振手段の発振周波数を一定値に固定する
ので、定常動作時においてスイッチング素子(3)を一定
の周波数でオン・オフ動作させることができる。また、
パルス幅検知回路(52)は、スイッチング素子(3)の制御
端子と制御回路(10)の出力端子との接続点に接続された
整流素子(57)と、整流素子(57)と周波数可変回路(53)の
入力端子との間に接続された平滑回路(61)とを備えてい
るので、スイッチング素子(3)の制御端子に付与するオ
ン・オフ信号を整流素子(57)を介して平滑回路(61)に送
出し、平滑回路(61)はオンパルス幅が広いときは高い
値、狭いときは低い値として線形的（リニア）に検出
し、パルス幅の平均値を出力することができる。更に、
周波数設定回路(54)は、周波数可変回路(53)と制御回路
(10)の発振手段との間に接続された抵抗素子(64)及び容
量素子(65)の直列回路を有し、周波数可変回路(53)の出
力により抵抗素子(64)の抵抗値及び容量素子(65)の静電
容量の何れか一方又は双方が変化するので、制御回路(1
0)の発振周波数を任意に可変することができる。

【００１１】また、本発明の他の実施の形態では、スイ
ッチング素子(3)に流れる電流(I_A)を検出する電流検出
手段(11)と、直流電源(1)と電流検出手段(11)との間に
接続され且つ直流電源(1)の電圧に比例した出力信号を
電流検出手段(11)に付与する補正回路(67)とを備え、制
御回路(10)は電流検出手段(11)の検出電流(I_A)が制限電
流値を超えたときにオン・オフ信号の出力を停止する。
補正回路(67)により直流電源(1)の電圧に比例した出力
信号が電流検出手段(11)に付与され、入力電圧の変動に
よる制御回路(10)の発振周波数の制御量の変動が補正さ
れるので、入力電圧の変動による過電流時での出力垂下
特性の垂下点の変動を抑制できる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるスイッチング
電源装置の一実施の形態を図１〜図３に基づいて説明す
る。但し、これらの図面では図６〜図８と実質的に同一
の箇所には同一の符号を付し、その説明を省略する。本
実施の形態のスイッチング電源装置は、図１に示すよう
に、出力電圧検出回路(9)からフォトカプラ(15)を介し
て制御回路(10)の帰還入力端子(FB)に入力される帰還信
号が飽和して高い電圧(Ｈ)レベルとなったときに過電流
状態検出信号を出力する過電流状態検出回路(51)と、過
電流状態検出回路(51)が過電流状態検出信号を出力した
ときに制御回路(10)からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子
に付与されるオン・オフ信号のパルス幅に比例する出力
を発生するパルス幅検知回路(52)と、パルス幅検知回路
(52)の出力がオン・オフ信号の最小パルス幅Ｔ_MINを規
定する基準電圧Ｖ_TMIN以下となったときにパルス幅検知
回路(52)の出力に比例する出力を発生する周波数可変回
路(53)と、周波数可変回路(53)の出力により制御回路(1
0)の発振回路の発振周波数を決定する周波数設定回路(5
4)とを備えている。その他の構成は、図６に示す従来の
スイッチング電源装置と略同様である。また、図１に示
す制御回路(10)の内部構成は図６に示すものと略同様で
あるため、図示は省略する。

【００１３】過電流状態検出回路(51)は、過電流状態を
規定する基準電圧Ｖ_OCを発生する基準電源(55)と、制御
回路(10)の帰還入力端子(FB)に入力される帰還信号の電
圧レベルと基準電源(55)の基準電圧Ｖ_OCのレベルとを比
較して帰還信号の電圧レベルが基準電圧Ｖ_OCより高くな
ったときに低い電圧(Ｌ)レベルの出力信号を発生する比
較器(56)とを備えている。即ち、過電流動作時は出力電
圧検出回路(9)からフォトカプラ(15)を介して制御回路
(10)の帰還入力端子(FB)に入力される帰還信号が飽和し
て高い電圧(Ｈ)レベルとなり、基準電源(55)の基準電圧
Ｖ_OCより高くなるので、過電流状態検出回路(51)は低い
電圧(Ｌ)レベルの過電流状態検出信号を出力する。ま
た、定常動作時は出力電圧検出回路(9)からフォトカプ
ラ(15)を介して制御回路(10)の帰還入力端子(FB)に入力
される帰還信号の電圧レベルが基準電源(55)の基準電圧
Ｖ_OCより低くなるので、過電流状態検出回路(51)は高い
電圧(Ｈ)レベルの信号を出力する。

【００１４】パルス幅検知回路(52)は、ＭＯＳ-ＦＥＴ
(3)のゲート端子と制御回路(10)の出力端子との接続点
に接続された整流素子としてのダイオード(57)と、ダイ
オード(57)と周波数可変回路(53)の入力端子との間に直
列抵抗(58)を介して接続されたコンデンサ(59)と抵抗(6
0)との並列回路から成る平滑回路(61)とを備えている。
これにより、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に付与され
るオン・オフ信号のオンパルス幅が広いときは、ダイオ
ード(57)及び直列抵抗(58)を介して平滑回路(61)のコン
デンサ(59)が長時間に亘り充電されるので、コンデンサ
(59)の電圧が高くなる。逆に、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲー
ト端子に付与されるオン・オフ信号のオンパルス幅が狭
いときは、ダイオード(57)及び直列抵抗(58)を介して平
滑回路(61)のコンデンサ(59)が比較的短時間で充電され
るので、コンデンサ(59)の電圧が低くなる。したがっ
て、過電流動作時にＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に付
与されるオン・オフ信号をダイオード(57)及び直列抵抗
(58)を介して平滑回路(61)に送出し、平滑回路(61)はオ
ンパルス幅が広いときは高い値、狭いときは低い値とし
て線形的（リニア）に検出し、オン・オフ信号のパルス
幅の平均値を出力することができる。また、定常動作時
には過電流状態検出回路(51)から出力される高い電圧
(Ｈ)レベルの信号により、ダイオード(66)を介して平滑
回路(61)のコンデンサ(59)が高い電圧(Ｈ)レベルまで充
電されるので、高(Ｈ)レベル一定の電圧信号を出力する
ことができる。

【００１５】周波数可変回路(53)は、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)
のゲート端子に付与するオン・オフ信号の最小パルス幅
Ｔ_MINを規定する基準電圧Ｖ_TMINを発生する基準電源(6
2)と、パルス幅検知回路(52)の出力信号の電圧レベルと
基準電源(62)の基準電圧Ｖ_{TM IN}との差電圧に比例した信
号を出力する演算増幅器(63)とを備えている。これによ
り、過電流動作時でパルス幅検知回路(52)の出力信号の
電圧レベルが基準電圧Ｖ_TMIN以下になると、周波数可変
回路(53)からパルス幅検知回路(52)の出力に比例する出
力信号が発生する。また、定常動作時はパルス幅検知回
路(52)の出力信号の電圧レベルが高(Ｈ)レベル一定であ
るから、周波数可変回路(53)は一定の電圧レベルの出力
信号を発生する。

【００１６】周波数設定回路(54)は、周波数可変回路(5
3)と図示しない制御回路(10)の発振回路との間に接続さ
れ且つ周波数可変回路(53)の出力により抵抗値が変化す
る抵抗素子としての発振周波数設定用トランジスタ(64)
と容量素子としての発振周波数設定用コンデンサ(65)と
の直列回路を備えている。これにより、発振周波数設定
用トランジスタ(64)は、ベース端子に付与される周波数
可変回路(53)の出力信号の電圧レベルが高いときはコレ
クタ−エミッタ端子間の抵抗値が低くなり、逆に低いと
きはコレクタ−エミッタ端子間の抵抗値が高くなる。し
たがって、周波数可変回路(53)の出力信号により発振周
波数設定用トランジスタ(64)のコレクタ−エミッタ端子
間の抵抗値を変化させることにより、制御回路(10)の発
振回路から出力される三角波信号の周波数が連続的に変
化するので、過電流動作時に制御回路(10)の発振周波数
を任意に可変することができる。また、定常動作時は周
波数可変回路(53)から一定の電圧レベルの信号が入力さ
れ、発振周波数設定用トランジスタ(64)のコレクタ−エ
ミッタ端子間が短絡状態となるので、制御回路(10)の発
振回路から出力される三角波信号の周波数が一定とな
り、制御回路(10)の発振周波数を固定することができ
る。

【００１７】図１に示す構成において、過負荷又は出力
端子の短絡等により負荷インピーダンスが著しく低下す
ると、出力電圧検出回路(9)を構成するフォトカプラ(1
5)の発光部(15a)の光出力が低下すると共に、受光部(15
b)に流れる電流も小さくなる。このとき、過電流状態検
出回路(51)内の比較器(56)の反転入力端子(-)に入力さ
れる帰還信号が飽和して高い電圧(Ｈ)レベルとなり、非
反転入力端子(+)に入力される基準電源(55)の基準電圧
Ｖ_OCより高くなるため、比較器(56)から低い電圧(Ｌ)レ
ベルの過電流状態検出信号が出力され、ダイオード(66)
を介してパルス幅検知回路(52)内の平滑回路(61)に付与
される。一方、図２(Ａ)に示すように、電流検出用抵抗
(11)により検出されるトランス(2)の１次側に流れる電
流Ｉ_Aが増加し、電流Ｉ_Aの最大値が過電流状態検出レベ
ルに達すると、図示しない制御回路(10)内のＰＷＭ回路
からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に低い電圧(Ｌ)レベ
ルのオン・オフ信号が付与され、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオ
ン状態からオフ状態となる。

【００１８】制御回路(10)から出力されるオン・オフ信
号は、パルス幅検知回路(52)内のダイオード(57)に付与
され、直列抵抗(58)を介して平滑回路(61)を構成するコ
ンデンサ(59)を充電する。このとき、パルス幅検知回路
(52)の平滑回路(61)には過電流状態検出回路(51)からダ
イオード(66)を介して低い電圧(Ｌ)レベルの過電流状態
検出信号が入力されるので、平滑回路(61)のコンデンサ
(59)は制御回路(10)のオン・オフ信号のオンパルス幅に
比例する電圧まで充電される。これにより、制御回路(1
0)のオン・オフ信号のパルス幅の平均値がパルス幅検知
回路(52)から出力される。

【００１９】パルス幅検知回路(52)の出力信号は、周波
数可変回路(53)を構成する演算増幅器(63)の反転入力端
子(-)に入力され、非反転入力端子(+)に入力される基準
電源(62)の基準電圧Ｖ_TMINとの差電圧に比例した信号が
出力される。これにより、パルス幅検知回路(52)の出力
信号の電圧レベルが基準電圧Ｖ_TMIN以下になると、周波
数可変回路(53)からパルス幅検知回路(52)の出力電圧に
比例する信号が出力される。ここで、基準電源(62)の基
準電圧Ｖ_TMINは、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲート端子に付与
されるオン・オフ信号のオンパルス幅が図２(Ａ)に示す
最小値Ｔ_MINであるときのパルス幅検知回路(52)の出力
電圧に略等しくなるように設定される。

【００２０】周波数可変回路(53)の出力信号は、周波数
設定回路(54)を構成する発振周波数設定用トランジスタ
(64)のベース端子に付与され、この信号の電圧レベルの
変化に従って発振周波数設定用トランジスタ(64)のコレ
クタ−エミッタ端子間の抵抗値が変化する。これによ
り、制御回路(10)内の図示しない発振回路から出力され
る三角波信号の周波数が連続的に減少し、ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ(3)のゲート端子に付与するオン・オフ信号のオンパ
ルスの発生間隔が連続的に長くなるので、ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ(3)のオフ期間が逐次長くなって行く。これに伴っ
て、トランス(2)の１次側に流れる電流Ｉ_Aがゼロとなる
期間が図２(Ａ)に示すように逐次長くなるので、トラン
ス(2)の２次側の還流ダイオード(6)に電流Ｉ_Bが流れる
期間が図２(Ｂ)に示すように逐次長くなる。よって、整
流平滑回路(4)の出力電圧Ｖ_Oの減少に伴って出力電流Ｉ
_Oの増加が抑制されるので、過電流動作時の出力垂下特
性が図３に示すように垂直に出力が垂下する定電流特性
に近づいて行く。

【００２１】また、定常動作時は、過電流状態検出回路
(51)内の比較器(56)の反転入力端子(-)に入力される信
号の電圧レベルが非反転入力端子(+)に入力される基準
電源(55)の基準電圧Ｖ_OCより低いため、比較器(56)から
高い電圧(Ｈ)レベルの信号が出力され、ダイオード(66)
を介してパルス幅検知回路(52)内の平滑回路(61)に付与
される。これにより、平滑回路(61)のコンデンサ(59)が
高い電圧(Ｈ)レベルまで充電され、高(Ｈ)レベル一定の
電圧信号がパルス幅検知回路(52)から出力される。した
がって、周波数可変回路(53)から一定の電圧レベルの信
号が出力され、周波数設定回路(54)内の発振周波数設定
用トランジスタ(64)のコレクタ−エミッタ端子間が短絡
状態となるので、制御回路(10)の図示しない発振回路か
ら出力される三角波信号の周波数が一定となり、制御回
路(10)の発振周波数が固定される。なお、図１に示すス
イッチング電源装置の基本的な動作は、図６に示す従来
の場合と略同様であるので、説明は省略する。

【００２２】本実施の形態では、過電流状態検出時にＭ
ＯＳ-ＦＥＴ(3)のオフ期間が連続的に長くなり、ＭＯＳ
-ＦＥＴ(3)のオンデューティ、即ちＭＯＳ-ＦＥＴ(3)の
オン・オフ１周期間に対するオン期間の割合が小さくな
るので、過電流動作時の整流平滑回路(4)の出力電圧Ｖ_O
の減少に伴う出力電流Ｉ_Oの増加が抑制される。したが
って、過電流動作時の出力垂下特性が定電流に近い特性
に改善され、出力端子に接続される電子機器等の負荷の
過電流による破壊を防止することができる。また、周波
数可変回路(53)は過電流状態検出回路(51)が過電流を検
出しないときに一定の電圧レベルの信号を出力し、周波
数設定回路(54)は周波数可変回路(53)の出力信号により
発振周波数設定用トランジスタ(64)のコレクタ-エミッ
タ端子間を短絡状態にして制御回路(10)の発振回路の発
振周波数を一定値に固定するので、定常動作時にＭＯＳ
-ＦＥＴ(3)を一定の周波数でオン・オフ動作させること
ができる。

【００２３】図１に示す実施の形態は変更が可能であ
る。例えば図４に示す実施の形態のスイッチング電源装
置は、直流電源(1)の電圧に比例した出力信号を電流検
出用抵抗(11)に付与する補正回路(67)を直流電源(1)と
電流検出用抵抗(11)との間に接続したものである。その
他の構成は、図１に示す実施の形態と略同様である。

【００２４】図１に示すスイッチング電源装置では、直
流電源(1)に入力される交流電源の電圧Ｖ_ACが例えば定
格１００[Ｖ]に対して最小９０[Ｖ]から最大１１０[Ｖ]
まで変動する場合、電流検出用抵抗(11)の抵抗値が一定
であるのに対してトランス(2)の１次側に流れる電流Ｉ_A
は直流電源(1)の出力電圧に反比例して変化するため、
負荷状態が一定であるときに電流検出用抵抗(11)の検出
電圧が直流電源(1)の出力電圧によって変化する。ま
た、制御回路(10)から出力されるオン・オフ信号のオン
パルス幅は負荷電力及び直流電源(1)の出力電圧によっ
て変化するため、直流電源(1)の出力電圧の変化によっ
て制御回路(10)内の発振回路の発振周波数の制御量が変
動する。このため、図１に示すスイッチング電源装置の
出力垂下特性の垂下点が図５に示すように変動する。

【００２５】そこで、図４に示すスイッチング電源装置
では、補正回路(67)により直流電源(1)の電圧に比例し
た出力信号を電流検出用抵抗(11)に付与することによ
り、直流電源(1)の出力電圧の変動による制御回路(10)
内の発振周波数の制御量の変動が補正されるので、入力
電圧の変動による過電流時での出力垂下特性の垂下点の
変動を抑制することができる。

【００２６】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態では周波数可変回路(53)の出力により
コレクタ−エミッタ端子間の抵抗値が変化する発振周波
数設定用トランジスタ(64)と発振周波数設定用コンデン
サ(65)との直列回路を備えた周波数設定回路(54)を使用
した形態を示したが、周波数可変回路(53)の出力により
静電容量が変化する可変容量ダイオード（バリキャッ
プ）等の可変容量素子と抵抗値が固定された固定抵抗と
の直列回路を備えた周波数設定回路(54)を使用しても同
様の作用効果が得られる。また、周波数設定回路(54)を
構成する抵抗素子(64)の抵抗値及び容量素子(65)の静電
容量の双方を周波数可変回路(53)の出力により変化させ
てもよい。また、上記の各実施の形態ではスイッチング
素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用した形態を示したが、
バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイ
ポーラトランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果ト
ランジスタ）又はサイリスタ等もスイッチング素子とし
て使用することが可能である。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、過電流動作時にスイッ
チング素子のスイッチング周波数を連続的に低下させ、
オフ期間を延長してオンデューティを減少させることに
より、出力電流の増加を抑制して出力垂下特性を改善で
きるので、出力端子に接続される電子機器等の負荷の過
電流による破壊を防止することが可能となる。また、定
常動作時ではスイッチング素子を一定の周波数でオン・
オフ動作させることができるので、安定した出力を得る
ことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明によるスイッチング電源装置の一実施
の形態を示す電気回路図

【図２】 過電流動作時に図１の各部に流れる電流を示
す波形図

【図３】 図１の出力垂下特性を示すグラフ

【図４】 図１の変更実施の形態を示す電気回路図

【図５】 入力電圧が変動する場合の図１の出力垂下特
性を示すグラフ

【図６】 従来のスイッチング電源装置を示す電気回路
図

【図７】 過電流動作時に図６の各部に流れる電流を示
す波形図

【図８】 図６の出力垂下特性を示すグラフ

【符号の説明】

(1)・・直流電源、 (1a)・・整流ブリッジ回路、 (1
b)・・平滑コンデンサ、 (2)・・トランス、 (2a)・
・１次巻線、 (2b)・・２次巻線、 (3)・・ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ（スイッチング素子）、 (4)・・整流平滑回路、
(5)・・整流ダイオード、 (6)・・還流ダイオード、
(7)・・リアクトル、 (8)・・平滑コンデンサ、
(9)・・出力電圧検出回路、 (10)・・制御回路、 (10
a)・・発振回路（発振手段）、 (10b)・・ＰＷＭ回
路、 (11)・・電流検出用抵抗（電流検出手段）、 (1
2)・・発振周波数設定用抵抗、 (13)・・発振周波数設
定用コンデンサ、 (14)・・低域通過型フィルタ回路、
(15)・・フォトカプラ、 (15a)・・発光部、 (15b)
・・受光部、 (51)・・過電流状態検出回路、 (52)・
・パルス幅検知回路、 (53)・・周波数可変回路、 (5
4)・・周波数設定回路、(55)・・基準電源、 (56)・・
比較器、 (57)・・ダイオード、 (58)・・直列抵抗、
(59)・・コンデンサ、 (60)・・抵抗、 (61)・・平
滑回路、 (62)・・基準電源、 (63)・・演算増幅器、
(64)・・発振周波数設定用トランジスタ（抵抗素
子）、 (65)・・発振周波数設定用コンデンサ（容量素
子）、 (66)・・ダイオード、 (67)・・補正回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１３年３月３０日（２００１．３．３
０）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項５

【補正方法】変更

【補正内容】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS01 BB23 BB57 CC01 DD02 DD03 DD04 DD41 EE02 EE08 EE10 FD01 FD41 FF19 FG05 FG07 FG22 FG25 FG26 XX03 XX15 XX35 XX47

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に直列に接続されたトランスの
   １次巻線及びスイッチング素子と、前記トランスの２次
   巻線に接続された整流平滑回路と、該整流平滑回路の出
   力側に接続された出力電圧検出回路と、該出力電圧検出
   回路の出力を受信して前記整流平滑回路の出力電圧が一
   定レベルとなるように前記スイッチング素子の制御端子
   にオン・オフ信号を付与する発振手段を有する制御回路
   とを備えたスイッチング電源装置において、 前記出力電圧検出回路から前記制御回路に入力される帰
   還信号が飽和して所定の電圧レベルとなったときに過電
   流状態検出信号を出力する過電流状態検出回路と、該過
   電流状態検出回路が過電流状態検出信号を出力したとき
   に前記制御回路から前記スイッチング素子の制御端子に
   付与されるオン・オフ信号のパルス幅に比例する出力を
   発生するパルス幅検知回路と、該パルス幅検知回路の出
   力に比例する出力を発生する周波数可変回路と、該周波
   数可変回路の出力により前記制御回路の発振手段の発振
   周波数を決定する周波数設定回路とを備えたことを特徴
   とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記周波数可変回路は前記過電流状態検
   出回路が前記過電流状態を検出しないときに一定レベル
   の出力を発生し、前記周波数設定回路は前記周波数可変
   回路の一定レベルの出力により前記制御回路の発振手段
   の発振周波数を一定値に固定する請求項１に記載のスイ
   ッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記パルス幅検知回路は、前記スイッチ
   ング素子の制御端子と前記制御回路の出力端子との接続
   点に接続された整流素子と、該整流素子と前記周波数可
   変回路の入力端子との間に接続された平滑回路とを備え
   た請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 前記周波数設定回路は、前記周波数可変
   回路と前記制御回路の発振手段との間に接続された抵抗
   素子及び容量素子の直列回路を有し、前記周波数可変回
   路の出力により前記抵抗素子の抵抗値及び前記容量素子
   の静電容量の何れか一方又は双方が変化する請求項１〜
   ３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 前記スイッチング素子に流れる電流を検
   出する電流検出手段と、前記直流電源と前記電流検出手
   段との間に接続され且つ前記直流電源の電圧に比例した
   出力信号を前記電流検出手段に付与する補正回路とを備
   え、前記制御回路は前記電流検出手段の検出電流が制限
   電流値を超えたときに前記オン・オフ信号の出力を停止
   する請求項１〜５の何れか１項に記載のスイッチング電
   源装置。