JP2008113476A

JP2008113476A - 過電流保護回路

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Publication number: JP2008113476A
Application number: JP2006293467A
Authority: JP
Inventors: Kei Sato; 圭佐藤; Daisuke Fujisaki; 大輔藤崎
Original assignee: TDK Lambda Corp
Current assignee: TDK Lambda Corp
Priority date: 2006-10-30
Filing date: 2006-10-30
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2026-10-30
Also published as: JP4919762B2

Abstract

【課題】既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に実現できる過電流保護回路を提供する。
【解決手段】負荷Ｚに過電流が流れると、垂下特性補正回路５１は、スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号を利用して、このパルス駆動信号の変化に応じた補正信号を生成し、カレントトランス３１からの電流検出信号を補正する。そのため、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏがさらに増加することなく、一定の電流値に保たれたまま出力電圧Ｖｏを垂下させることが可能になる。そしてこれは、既存の回路構成に垂下特性補正回路５１を追加するだけで実現可能である。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷電流を検出する電流検出器からの電流検出信号を監視し、この負荷に過電流が流れると、スイッチング素子に供給するパルス駆動信号を変化させて、負荷電圧を低下させる過電流保護回路に関する。

一般に、この種の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に開示されるように、制御回路から与えられるパルス駆動信号により、スイッチング素子をスイッチングしてトランスの一次巻線に入力電圧を断続的に印加し、これによりトランスの二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して、負荷に出力電圧を供給すると共に、負荷の過電流状態を電流検出器により検出すると、パルス駆動信号の導通幅を狭める指令信号を過電流保護回路から制御回路に供給するようになっている。

図４は、より具体的な回路構成をあらわしたものである。同図において、１，２は直流電圧Ｖｉが印加される入力端子、３はいわゆるハーフブリッジ構成のインバータで、これは入力端子１，２間に接続され、前記直流電圧Ｖｉを分圧して充電する２個のコンデンサ５，６からなる直列回路と、同じく入力端子１，２間に接続され、後述する制御用ＩＣ２３からのパルス駆動信号を受けて各々スイッチング動作される２個のスイッチング素子７，８の直列回路と、一次側と二次側とを絶縁する電力伝送用のトランス９とにより構成され、トランス９の一次巻線９Ａの一端（ドット側端子）は、スイッチング素子７，８の接続点に接続されると共に、一次巻線９Ａの他端（非ドット側端子）は、コンデンサ５，６の接続点に接続される。

また、トランス９の二次巻線９Ｂには、出力整流回路としてのダイオード１１，１２のアノードが、その一端および他端にそれぞれ接続され、二次巻線９Ｂのセンタタップとダイオード１１，１２のカソードどうしを接続した接続点との間に、出力平滑回路を構成するチョークコイル１３とコンデンサ１４との直列回路が接続される。

そして、前記スイッチング素子７，８を、双方がオフになるデッドタイムを設けて交互にオン，オフさせると、スイッチング素子７のオン期間中には、コンデンサ５の充電電圧がトランス９の一次巻線９Ａにドット側端子を正極性として印加され、スイッチング素子８のオン期間中には、別なコンデンサ６の充電電圧がトランス９の一次巻線９Ａに非ドット側端子を正極性として印加される。そのため、トランス９の二次側では、スイッチング素子７，８が交互にオン，オフするのに同期して、ダイオード１１，１２もそれぞれ交互にオン，オフし、ここで整流した電圧をチョークコイル１３とコンデンサ１４で平滑することで、出力端子１５，１６間に接続した負荷Ｚに所定の出力電圧Ｖｏが供給される。

一方、出力電圧Ｖｏを安定化させるための帰還回路として、ここではトランス９の二次側で出力電圧Ｖｏの変動を検出し、その検出信号をフォトカプラ２１で電気的に絶縁してトランス９の一次側に伝送する出力電圧検出回路２２と、前記出力電圧Ｖｏの検出信号に基づき、各スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を可変制御するパルス幅変調制御手段としての制御用ＩＣ２３が設けられる。これにより、出力電圧Ｖｏの上昇時には、フォトカプラ２１の発光素子２１Ａに印加される検出信号の電圧レベルが上昇し、フォトカプラ２１の受光素子２１Ｂひいては制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流が増加して、制御用ＩＣ２３は各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を狭める。逆に、出力電圧Ｖｏの低下時には、フォトカプラ２１の発光素子２１Ａに印加される検出信号の電圧レベルが低下し、フォトカプラ２１の受光素子２１Ｂひいては制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流が減少して、制御用ＩＣ２３は各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を広げる。このようなパルス駆動信号の導通幅制御によって、結果的に出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。

３１は、負荷Ｚを流れる出力電流Ｉｏを検出する電流検出器としてのカレントトランスで、ここではトランス９の一次巻線９Ａと直列にその一次巻線３１Ａが挿入接続され、当該一次巻線３１Ａとの巻線比に見合う電流検出信号が、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに電流として流れるようになっている。また３２は、前記カレントトランス３１で得られる電流検出信号を監視して、負荷Ｚに過電流が流れると、前記スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を狭めて、出力電圧Ｖｏを低下させるような指令信号を、制御用ＩＣ２３に出力する過電流保護回路である。なお、電流検出器は、カレントトランス３１以外に例えば抵抗を用いてもよく、また出力電流Ｉｏを直接的または間接的に検出できる配線路であれば、どの位置に接続してもよい。

過電流保護回路３２は、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに流れる電流を全波整流するブリッジ接続されたダイオード３５Ａ〜３５Ｄと、ダイオード３５Ａ，３５Ｂの接続点とダイオード３５Ｃ，３５Ｄの接続点との間に接続する抵抗３４と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄで整流された電流検出信号を分圧する抵抗３６，３７の直列回路と、他端を接地する抵抗３７と共に並列回路を構成して、前記整流された電流検出信号の電圧が下降する放電区間の時定数を決定するコンデンサ３８と、抵抗３６，３７の接続点から、整流回路であるダイオード３５Ａ〜３５Ｄへの電流の流れを阻止する逆流防止ダイオード３９と、補助電源回路（図示せず）で生成した一定の動作電圧Ｖｃｃを分圧する基準電圧生成回路としての抵抗４１，４２と、抵抗３６，３７の接続点に発生する電流検出信号に基づく電圧レベルを一方の入力端子（反転入力端子）に入力し、抵抗４１，４２の接続点における基準となる電圧レベルを他方の入力端子（非反転入力端子）に入力して、その比較結果を出力端子より出力するオペアンプ４３と、オペアンプ４３の出力端子における電圧レベルが上昇すると、制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流を増加させるトランジスタ４４と、前記オペアンプ４３の出力端子に発生する電圧に見合うベース電流を、トランジスタ４４に供給する抵抗４５と、制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰとトランジスタ４４のコレクタとの間に接続されるダイオード４６と、により構成される。

次に、上記回路構成における動作を、図５に示す各部の波形に基づき説明する。図５には、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１から一方のスイッチング素子７に供給されるＡ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２から他方のスイッチング素子８に供給されるＢ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄから出力されるＥ点の整流された電流検出信号における電圧波形と、オペアンプ４３の非反転入力端子に印加されるＦ点における電圧波形が、上段より順に示されている。

制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から各スイッチング素子７，８には、一定のデッドタイムを有して交互にパルス駆動信号が与えられ、これによりトランス９の二次巻線９Ｂに誘起された電圧がダイオード１１，１２により整流され、さらにこの整流された電圧がチョークコイル１３とコンデンサ１４により平滑されることで、負荷Ｚに所定の出力電圧Ｖｏが供給される。また、カレントトランス３１は、負荷Ｚの出力電流Ｉｏに比例したトランス９の一次巻線９Ａを流れる電流を電流検出信号として検出し、これを二次巻線３１Ｂに電流として流す。この電流は、過電流保護回路３２のダイオード３５Ａ〜３５Ｄによって整流され、この整流した電流検出信号を抵抗３６，３７で分圧した電圧レベルと、別な抵抗４１，４２の接続点に発生する基準電圧レベルが、オペアンプ４３によって比較される。

各電圧波形カレントトランス３１の一次巻線３１Ａを流れる電流は、スイッチング素子７，８のオン期間中に増加し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に減少する。したがって、Ｅ点に発生する電圧も、スイッチング素子７，８のオン期間中に上昇し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に下降するが、ブリッジ接続したダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端には、抵抗３７とコンデンサ３８とを並列接続した時定数回路が接続されているので、図５に示すＥ点の電圧波形は、スイッチング素子７，８のオン期間中において、抵抗３４の両端間に発生する電圧に依存して上昇する一方で（実線を参照）、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中において、抵抗３７とコンデンサ３８とにより決定される時定数に依存して下降する（破線を参照）。また、図５では、Ｆ点の波形がなだらかな曲線状に描かれているが、実際にはＥ点に発生する電圧を分圧したものなので、上記Ｅ点の電圧波形と同様にリプル（脈動）成分が含まれている。

ここで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが過電流状態ではない定常動作時には、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも低く、トランジスタ４４はオフして、過電流保護回路３２はいわば制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰから切り離された状態になる。従って、この場合の制御用ＩＣ２３は、出力電圧検出回路２２からの検出信号を受けて、出力電圧Ｖｏが一定となるように、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を可変制御する。

一方、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが増加して、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも高くなり、ダイオード４６を介してトランジスタ４４のコレクタからエミッタに電流が流れ始めると、これが過電流保護回路３２から制御用ＩＣ２３に向けての過電流保護を開始する指令信号となり、図５における過電流保護動作開始時のＡ点およびＢ点の波形に示すように、制御用ＩＣ２３はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を次第に狭め、出力電圧Ｖｏを低下させる。このとき、Ｅ点における整流された電流検出信号の電圧波形も、次第に電圧上昇時におけるパルス幅が狭くなるが、電圧下降時すなわち放電時の時定数は一定であるため、Ｅ点の電圧波形のリプル成分は増大し、オペアンプ４３の反転入力端子に印加されるＦ点の電位が低下するような動作となる。しかし、実際にはＦ点の電位が、抵抗４１，４２で定められた基準電圧レベルと等しくなるように過電流保護回路３２が動作し、このＦ点の電位を上昇させるために、Ｅ点の電圧波形のピークが高くなっていくので、出力電流Ｉｏが過電流保護動作の開始時よりもさらに上昇しながら出力電圧Ｖｏが低下する定電力垂下特性を示すようになる。
特開２００２−８４７４４号公報

しかし、上述した従来の過電流保護回路３２は、負荷Ｚに過大な出力電流Ｉｏが流れると、定電力垂下に近い特性で出力電流Ｉｏが増加しながら出力電圧Ｖｏが低下するので、内部部品へのストレスが増大する。こうした問題を回避するには、過電流時に定電流垂下特性を有する過電流保護回路を新たに設計すればよいが、その場合は図４に示すような既存の過電流保護回路３２に手を加えなければならず、大掛かりな設計変更を余儀なくされる。

本発明は上記の各問題点に着目してなされたもので、既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に実現できる過電流保護回路を提供することを、その目的とする。

本発明における請求項１の過電流保護回路は、上記目的を達成するために、負荷電流を検出する電流検出器からの電流検出信号を監視し、前記負荷に過電流が流れると、スイッチング素子に供給する駆動信号を変化させて、前記負荷電圧を垂下させる過電流保護回路において、前記負荷に過電流が流れると、前記負荷電流が定電流で前記負荷電圧を垂下させるように、前記駆動信号の変化に応じた補正信号を生成して、前記電流検出信号を補正する垂下特性補正回路を備えている。

また、請求項２の過電流保護回路は、前記垂下特性補正回路が、前記駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を生成する電圧生成回路と、前記電圧生成回路で得た電圧を入力として、前記駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を前記補正信号として生成し、この補正信号の電流によって前記電流検出信号の電流量を調整する可変電流源と、により構成され、この調整した電流検出信号により、前記負荷に過電流が流れると、前記駆動信号の導通幅を狭めて、前記負荷電流が定電流で前記負荷電圧を垂下させるように構成している。

請求項１の構成によれば、負荷に過電流が流れると、垂下特性補正回路がスイッチング素子に供給する駆動信号を利用して、この駆動信号の変化に応じた補正信号を生成し、電流検出器からの電流検出信号を補正することで、負荷電流がさらに増加することなく、一定の電流値に保たれたまま負荷電圧を垂下させることが可能になる。そしてこれは、既存の回路構成に垂下特性補正回路を追加するだけで、しかも元々はスイッチング素子への駆動信号を上手く利用して実現できることから、既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に得ることができる。

請求項２の構成によれば、駆動信号の導通幅が増減するのを利用して、電圧生成回路が可変する電圧レベルを生成し、この電圧に基づいて可変電流源が、電流検出器で検出した電流検出信号の電流量を調整するので、垂下特性補正回路を電圧生成回路と可変電流源で簡単に構成することができる。

以下、本発明における過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の好ましい一実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術で説明した箇所と同一部分には同一符号を付し、共通する説明は重複を避けるために極力省略する。

図１は、本発明におけるスイッチング電源装置の回路図であり、ここでは従来例として示した図４の回路構成をそのまま共通に使用する一方で、負荷Ｚが過電流状態になったときに、この負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが定電流で出力電圧Ｖｏが垂下するように、制御用ＩＣ２３からスイッチング素子７，８に与えられるパルス駆動信号から生成される補正信号を生成して、前記整流された電流検出信号の電流量を補正する垂下特性補正回路５１を設けている。また、周囲温度による垂下特性の変動を防止するために、基準電圧生成回路としての抵抗４１，４２と、上記垂下特性補正回路５１には、温度補償用素子としてのサーミスタ抵抗５２，５３がそれぞれ設けられている。つまり、垂下特性補正回路５１とサーミスタ抵抗５２を付加した以外は、図４と同一の回路構成を有している。

垂下特性補正回路５１は、前記パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を生成する電圧生成回路５６と、当該電圧生成回路５６で得た電圧を入力として、パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を補正信号として生成し、この補正信号の電流によって前記電流検出信号のＦ点のインピーダンスを変化させるような操作を行なう可変電流源としてのカレントミラー回路５７とにより構成される。より具体的には、電圧生成回路５６は、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１に一端を接続したダイオード６１と抵抗６２との直列回路と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２に一端を接続した別なダイオード６３と抵抗６４との直列回路と、これらの直列回路の他端どうしを接続した接続点と接地ラインとの間に接続される充放電用のコンデンサ６５と、当該コンデンサ６５の両端間に接続される放電抵抗６６と、を備えている。またカレントミラー回路５７は、ベースどうしを接続したＮＰＮ型の同特性を有するトランジスタ６８，６９と、前記コンデンサ６５の両端間に発生する電圧を電流に変換して、一方のトランジスタ６８のコレクタおよび双方のトランジスタ６８，６９のベースに供給する抵抗７１，７２の直列回路と、抵抗７１の両端間に並列接続した温度補償用のサーミスタ抵抗５３と、双方のトランジスタ６８，６９のエミッタと接地ラインとの間にそれぞれ接続され、当該トランジスタ６８，６９のエミッタ電位を決定する抵抗７３，７４と、を備えている。

本実施例におけるインバータ３は、図示したハーフブリッジ型以外に、フォワード型，フライバック型，フルブリッジ型など、どのような回路方式を採用してもよい。したがって、トランス９の二次側も、シングルエンド構成など種々の回路方式を採用できる。また、スイッチング素子７，８として、図１に示すＭＯＳ型ＦＥＴ以外に、トランジスタのような制御端子付きスイッチング素子を用いてもよい。さらに、過電流保護回路３２や垂下特性補正回路５１も、図１に示す回路構成に限定されない。

次に、上記回路構成における動作を、図２に示す各部の波形に基づき説明する。図２には、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１から一方のスイッチング素子７に供給されるＡ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２から他方のスイッチング素子８に供給されるＢ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、コンデンサ６５の一端に発生するＣ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧波形と、トランジスタ６９のコレクタに流れ込むＤ点におけるカレントミラー回路５７の出力側の電流波形と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄから出力されるＥ点の整流された電流検出信号における電圧波形と、オペアンプ４３の非反転入力端子に印加されるＦ点における電圧波形が、上段より順に示されている。

各スイッチング素子７，８のスイッチング動作により、負荷Ｚに出力電圧Ｖｏを供給し、定常時には出力電圧検出回路２２で得た検出信号に基づき、制御用ＩＣ２３からパルス駆動信号の導通幅を可変制御して出力電圧Ｖｏの安定化を図る一連の動作は、背景技術で説明した通りなので、ここではその説明を省略する。

垂下特性補正回路５１の電圧生成回路５６は、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１からオンパルスが出力されると、ダイオード６１を導通して、抵抗６２からコンデンサ６５に電流を流し、また制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２からオンパルスが出力されると、ダイオード６３を導通して、抵抗６４を経てコンデンサ６５に電流を流し、コンデンサ６５を充電する。したがって、コンデンサ６５の一端に発生するＣ点の電圧は、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅が広がれば高くなり、導通幅が狭まれば低くなる。また、このＣ点の電圧は、カレントミラー回路５７に入力する電源電圧となるので、垂下特性補正回路５１の補正信号となるトランジスタ６９のコレクタからベースに流れるＤ点の電流は、パルス駆動信号の導通幅が広がれば増加し、導通幅が狭まれば減少する。

一方、過電流保護回路３２は、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに流れる電流をダイオード３５Ａ〜３５Ｄにより整流し、この整流した電流検出信号を前記補正信号で調整した信号の電圧レベルと、別な抵抗４１，４２の接続点に発生する基準電圧レベルを、オペアンプ４３によって比較する。

カレントトランス３１の一次巻線３１Ａを流れる電流は、スイッチング素子７，８のオン期間中に増加し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に減少する。したがって、Ｅ点に発生する電圧も、スイッチング素子７，８のオン期間中に上昇し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に下降するが、ブリッジ接続したダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端には、抵抗３７とコンデンサ３８とを並列接続した時定数回路が接続されているので、図２に示すＥ点の電圧波形は、スイッチング素子７，８のオン期間中において、電流検出信号に依存して上昇する一方で（実線を参照）、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中において、抵抗３７とコンデンサ３８とにより決定される時定数に依存して下降する（破線を参照）。また、図２では、Ｆ点の波形がなだらかな曲線状に描かれているが、実際にはＥ点に発生する電圧を分圧したものなので、上記Ｅ点の電圧波形と同様にリプル成分が含まれている。

ここで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが過電流状態ではない定常動作時には、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂを流れる電流が過電流時よりも少なく、また制御用ＩＣ２３の各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発生するパルス駆動信号の導通幅が過電流時よりも広い。そのため、Ｃ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧が高くなっていて、Ｄ点での補正信号の電流量も多いので、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端からダイオード３９を通してオペアンプ４３の非反転入力端子に流れ込む電流が減少し、オペアンプ４３の非反転入力端子におけるＦ点の電圧レベルが、抵抗４１，４２で定められたオペアンプ４３の反転入力端子に印加される基準電圧レベルよりも低くなる。すると、トランジスタ４４はオフして、過電流保護回路３２はいわば制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰから切り離された状態になり、制御用ＩＣ２３は、出力電圧検出回路２２からの検出信号を受けて、出力電圧Ｖｏが一定となるように、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を可変制御する。

一方、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが増加すると、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂを流れる電流が増加し、Ｅ点に発生する電圧も上昇する。これに伴ない、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも高くなり、ダイオード４６を介してトランジスタ４４のコレクタからエミッタに電流が流れ始めると、これが過電流保護回路３２から制御用ＩＣ２３に向けての過電流保護を開始する指令信号となり、図２における過電流保護動作開始時のＡ点およびＢ点の波形に示すように、制御用ＩＣ２３はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を次第に狭め、出力電圧Ｖｏを低下させる。

このとき、垂下特性補正回路５１は、Ｃ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧が次第に低下し、Ｄ点でのカレントミラー回路５７への補正信号の電流量も減少するので、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端からダイオード３９を通してオペアンプ４３の非反転入力端子に流れ込む電流が増加し、オペアンプ４３の非反転入力端子におけるＦ点のインピーダンスが大きくなる。つまり、図２に示すＥ点の電圧波形は、過電流保護回路３２からの指令信号によって、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅が狭くなると、カレントトランス３１により検出した電流検出信号に基づく電圧波形（Ｅ点の波形図の斜線部分）に、垂下特性補正回路５１で生成された補正信号の電流量を考慮した電圧補正分が加わってさらに上昇する（Ｅ点の波形図の実線と波線部分）。

こうして、過電流保護回路３２に与えられる出力電流Ｉｏの電流情報に対して、スイッチング電源装置自体で生成されるパルス駆動信号を用いて、インピーダンスを変化させるような操作を行なうと、出力電圧Ｖｏが低下するのに従って、出力電流Ｉｏが増加する従来のような定電力垂下特性ではなく、出力電流Ｉｏが一定の電流値に保たれたまま、出力電圧Ｖｏが低下する定電流垂下特性を示すようになる。図３には一例として、従来の垂下特性補正回路５１が設けられていない場合と、本実施例における垂下特性補正回路５１を設けた場合の、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏの関係を各々示している。垂下特性補正回路５１を付加すると、過電流時において、出力電流Ｉｏが増加することなく、出力電圧Ｖｏが低下しているのがわかる。これは垂下特性補正回路５１が、スイッチング電源装置自体のパルス駆動信号を用いて、カレントミラー回路５７に流れ込む補正信号の電流量を変化させ、実質的にＦ点の抵抗値を可変操作することで実現している。

以上のように本実施例では、負荷Ｚへの電流である出力電流Ｉｏを検出する電流検出器たるカレントトランス３１からの電流検出信号を監視し、負荷Ｚに過電流が流れて、前記電流検出信号に基づいて得られた電圧レベルが、基準電圧生成回路である抵抗４１，４２で得た一定の基準電圧レベルを越えると、スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の例えば導通幅を変化させて、負荷Ｚへの電圧である出力電圧Ｖｏを垂下させる過電流保護回路３２において、負荷Ｚに過電流が流れると、この負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが定電流で出力電圧Ｖｏを垂下させるように、パルス駆動信号の変化に応じた補正信号を生成して、この補正信号により前記カレントトランス３１からの電流検出信号を補正する垂下特性補正回路５１を備えている。

この場合、負荷Ｚに過電流が流れると、垂下特性補正回路５１が、スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号を利用して、このパルス駆動信号の変化に応じた補正信号を生成し、カレントトランス３１からの電流検出信号を補正することで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏがさらに増加することなく、一定の電流値に保たれたまま出力電圧Ｖｏを垂下させることが可能になる。そしてこれは、既存の回路構成に垂下特性補正回路５１を追加するだけで、しかも元々はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号を上手く利用して実現できることから、既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に得ることができる。

また、本実施例における垂下特性補正回路５１は、パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を、例えばコンデンサ６５の両端間に生成する電圧生成回路５６と、この電圧生成回路５６で得た電圧を入力として、パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を前記補正信号として生成し、この補正信号の電流によって、カレントトランス３１で検出した電流検出信号の電流量を調整する可変電流源としてのカレントミラー回路５７と、により構成されており、この電流量を調整した電流検出信号によって、負荷Ｚに過電流が流れると、パルス駆動信号の導通幅を狭めて、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏを一定に保ったまま出力電圧Ｖｏを垂下させるように、過電流保護回路３２を構成している。

このように、パルス駆動信号の導通幅が増減するのを利用して、電圧生成回路５６が可変する電圧レベルを生成し、この電圧に基づいてカレントミラー回路５７が、カレントトランス３１で検出した電流検出信号の電流量を調整するので、垂下特性補正回路５１を電圧生成回路５６とカレントミラー回路５７で簡単に構成することができる。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。本実施例における過電流保護回路は、いわゆるスイッチング電源装置に組込まれているが、スイッチング素子に与えるパルス駆動信号によって、負荷電流を変化させることができるあらゆる回路構成に、上述した過電流保護回路を適用させることが可能である。

本発明の好ましい一実施例における過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の回路構成図である。同上、図１の回路における各部の波形図である。同上、従来と本実施例における出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。従来の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の回路構成図である。同上、図４の回路における各部の波形図である。

符号の説明

７，８スイッチング素子
３１カレントトランス（電流検出器）
３２過電流保護回路
５１垂下特性補正回路
５６電圧生成回路
５７カレントミラー回路（可変電流源）
Ｚ負荷

Claims

負荷電流を検出する電流検出器からの電流検出信号を監視し、前記負荷に過電流が流れると、スイッチング素子に供給する駆動信号を変化させて、前記負荷電圧を垂下させる過電流保護回路において、
前記負荷に過電流が流れると、前記負荷電流が定電流で前記負荷電圧を垂下させるように、前記駆動信号の変化に応じた補正信号を生成して、前記電流検出信号を補正する垂下特性補正回路を備えたことを特徴とする過電流保護回路。
前記垂下特性補正回路は、前記駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を生成する電圧生成回路と、前記電圧生成回路で得た電圧を入力として、前記駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を前記補正信号として生成し、この補正信号の電流によって前記電流検出信号の電流量を調整する可変電流源と、により構成され、
この調整した電流検出信号により、前記負荷に過電流が流れると、前記駆動信号の導通幅を狭めて、前記負荷電流が定電流で前記負荷電圧を垂下させるように構成したことを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。