JP2011109811A - 電源装置及びそれを用いた加熱装置と画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定着器に給電する電源装置の動作時に発生する損失を軽減し、省エネ、小型化、低コスト化に貢献する。
【解決手段】導電性発熱体に誘導起電力を発生させるために高周波電流が流されるコイル７１と共振回路を構成する共振コンデンサＣ２００を可変容量となるように構成する。コイルの電流をスイッチングするＩＧＢＴ４０１の閉成後にテール電流が流れる期間、スイッチング素子ＳＷ４０２の共振コンデンサＣ２００の容量を増加させてＩＧＢＴ４０１の電圧Ｖｃｅの上昇を一定期間抑制することでテール電流による損失を軽減する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば画像形成装置に用いられる電源装置に関し、特に誘導加熱方式の加熱装置に用いる電源装置とそれを用いた加熱装置および画像形成装置に関する。

電子写真方式の画像形成装置においては、用紙等の記録材に転写されたトナー像を定着させるための定着器が備えられている。この定着器としては従来セラミックヒータやハロゲンヒータを用いたものが広く用いられていたが、近年では電磁誘導過熱方式が用いられるようになってきた。誘導加熱方式を用いた定着器に給電する電源装置として、図１０に示す電圧共振方式の電源がある（例えば特許文献１等参照）。

図１０に示す電源装置５２４は、ブリッジダイオードＤ１０１、平滑コンデンサＣ２１０、共振コンデンサＣ２０１、スイッチング素子ＳＷ４０１、スイッチング素子ＳＷ４０１を駆動する駆動回路４１０、駆動回路４１０を制御する制御回路４１１を備える。電源装置５２４は商用電源Ｐ５１０を入力とし、コイル７１に高周波電流を流すよう構成されている。この構成でスイッチング素子ＳＷ４０１のスイッチング周波数を変化させることにより、出力電力の制御を行っている。コイル７１と共振コンデンサＣ２０１を共振させ、スイッチング素子ＳＷ４０１にかかる電圧がゼロとなる時にスイッチングを行うことでスイッチング損失を少なくする、いわゆるソフトスイッチングを行っている。

図１１に、電源装置５２４のスイッチング素子ＳＷ４０１のエミッタコレクタ間電圧Ｖｃｅと、ＳＷ４０１に流れる電流Ｉｃと、ＳＷ４０１で発生する損失Ｐと、ＳＷ４０１の駆動信号ＣＳ４０１とを示す。

ＳＷ４０１はＣＳ４０１がＨの時オン、Ｌの時オフとなるよう制御され、ＳＷ４０１をオンオフすることでコイル７１に高周波電流を流している。コイル７１は共振コンデンサＣ２０１と並列に接続されており、ＳＷ４０１がオンオフすることにより交流電圧が印加される。ここで、コイル７１と共振コンデンサＣ２０１は並列共振回路となっており、共振周波数以下の周波数でＳＷ４０１のスイッチングを行っている。また、共振周波数に近づくほど、並列共振回路のインピーダンスが高くなり、電流が流れにくくなるため、コイル７１に入力される電力は共振周波数に近づくほど小さくなる。そのため、小電力出力時には、スイッチング周波数を高くして共振周波数に近づけている。しかし、スイッチング周波数が共振周波数に近くなりすぎると、共振状態を維持できなくなるため、スイッチング素子にかかる電圧が十分落ちないままスイッチング素子がオンしてしまうこととなり、損失の割合が大きくなる。

このため、小電力出力時には共振を逸脱しない範囲のスイッチング周波数で駆動し、スイッチング動作を連続動作から間欠動作に切り替えることによって効率よく小電力出力を実現している。

特開２００２−２３１４２７号公報

前述の電圧共振方式の電源装置においては、大電力を扱うためのスイッチング素子としてＩＧＢＴが用いられることが多い。ＩＧＢＴには素子の特性上、「テール現象」と呼ばれる、スイッチオフ後にも一定時間電流が流れる現象がある。図１１のタイミングｔ１においてＳＷ４０１がオフし、ＳＷ４０１に流れる電流であるＩｃ［Ａ］は一度減少するが、ｔ２までの期間において再び電流が増加し、再度減少するような波形となる。これがテール電流Ｉｔであり、ｔ１からｔ２の期間においては、テール電流Ｉｔとタイミングｔ１から増大する電圧Ｖｃｅとによる損失Ｐｔ［Ｗ］が発生する。このテール現象により、スイッチオフ時にスイッチング素子に電圧が印加されていなくとも、スイッチオフ後の電圧上昇とテール電流により損失が発生する。

このテール現象による損失の割合が、電源回路全体で発生する損失のうちにおいて大きいことが問題となっていた。特許文献１の方法では、小電力出力時の効率改善が図られているが、小電力出力時以外の通常動作時において損失を軽減して効率を改善する効果はなく、テール現象に起因する損失の軽減は行われていない。

本発明は上記従来例に鑑みて成されたもので、テール電流が流れている期間にスイッチング素子に印加される電圧の上昇を抑え、テール現象に起因する損失を軽減できる電源装置とそれを用いた加熱装置および画像形成装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は以下の構成を備える。

誘導性負荷に高周波電流を流すための電源装置であって、
交流電流を整流する整流手段と、
前記誘導性負荷と直列に接続され、前記整流手段により整流された電流をスイッチングするための第一のスイッチング手段と、
前記第一のスイッチング手段をオンオフさせる駆動制御手段と、
前記誘導性負荷とともに共振回路を構成する可変容量のコンデンサと、
前記可変容量のコンデンサの容量を制御する容量制御手段と
を備え、
前記容量制御手段は、前記可変容量のコンデンサの容量を、前記第一のスイッチング手段がオフしたときから所定期間にわたり容量が大きくなるように制御する。

本発明により、スイッチオフ後に電流が流れる期間があるスイッチング素子を用いた場合において、回路全体で発生する損失の合計を軽減することができ、小型化、省エネルギー、低コスト化に貢献する。

また、スイッチング素子に過大な電圧がかかった場合にも、安全に停止することが可能になる。

本発明の第一の実施形態の電源装置の構成の一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態の画像形成装置の構成の一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態の定着器の構成の一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態の電源装置における各種波形の一例を示す図である。 本発明の第一の実施形態のフローチャートの一例を示す図である。 本発明の第二の実施形態の電源装置の構成の一例を示す図である。 本発明の第二の実施形態のフローチャートの一例を示す図である。 本発明の第三の実施形態の電源装置の構成の一例を示す図である。 本発明の第三の実施形態のフローチャートの一例を示す図である。 従来の電源装置の構成の一例を示す図である。 従来の電源装置の各種波形の一例を示す図である。

［実施形態１］
本発明の第一の実施形態として、図２に示すような構成を持つ電子写真方式のカラー画像形成装置を説明する。図２において、一次帯電部２ａ〜２ｄによって感光体１ａ〜１ｄが一様に帯電された後、画像信号に応じた露光が露光部３ａ〜３ｄによってなされることにより、感光体１ａ〜１ｄ上に静電潜像が形成される。その後、現像器４ａ〜４ｄによってトナー像が現像され、４個の感光体上のトナー像は一次転写部５３ａ〜５３ｄによって中間転写ベルト５１に多重転写され、更に二次転写部５６，５７によって記録紙Ｐに転写される。感光体上に残った転写残トナーはクリーナ６ａ〜６ｄによって、中間転写ベルトに残った転写残トナーは中間転写ベルトクリーナー５５によって回収される。記録紙Ｐに転写されたトナー像は定着部７によって定着されることにより、カラー画像を得る。定着部７としては、電磁誘導加熱方式を用いている。表面電位検知部８ａ〜８ｄは感光体表面の電位を検知する。

図３は図２に示した定着部７の断面図である。図中、ベルト７２、７５は導電性発熱体を含むベルトであり、ベルト７２、７５の表面は３００μｍのゴム層で覆われている。ベルト７２は回転軸７３、７４を軸に、ベルト７５は回転軸７６、７７を軸にして矢印の方向に回転している。また、導電性発熱体７２に対向して誘導性負荷であるコイル７１がコイルホルダ７０内に配置されている。コイル７１に交流電流を流して磁場を発生させることで、ベルト７２の導電性発熱体および回転軸７３が自己発熱する。また図の奥行き方向中央、奥、手前にそれぞれサーミスタ７８ａ、７８ｂ、７８ｃの３つがベルト７１の内側から当接しており、その温度を検出している。これらをまとめてサーミスタ７８と呼ぶ。サーミスタ７８は温度が低いほど高抵抗となる抵抗体である。定着器７は、中央のサーミスタ７８ａで検知される温度が目標の温度（たとえば１９０℃）になるように、コイル７１に流す交流電流が増減すなわち調整されている。上パッド９０と下パッド９１との間には圧力がかかっている。用紙等の記録材は、ベルト７２とベルト７５とに挟持された状態でベルトの回転によって図の右から左に搬送され、その間に加熱されてトナーが記録材に定着する。

誘導過熱方式を用いた定着部７に給電する電源装置としては図１に示す構成の電源装置５２０がある。図１に示すように、電源装置５２０は商用電源Ｐ５１０を入力とし、ダイオードブリッジＤ１０１と平滑コンデンサＣ２１０により、全波整流波形を生成する。この全波整流波形に対して第一のスイッチング手段であるスイッチング素子ＳＷ４０１をオンオフすなわち開閉することによって生じた高周波電流が、スイッチング素子ＳＷ４０１と直列に接続されたコイル７１に流される。第一のコンデンサＣ２０１と第二のコンデンサＣ２０２は共振コンデンサであり、図１に示す通りコイル７１に対して並列に接続されている。コンデンサＣ２０１とＣ２０２は、第二のスイッチング手段であるスイッチング素子ＳＷ４０２をオンオフすることによって静電容量を変化させることができる一つの可変容量の共振コンデンサＣ２００とみなすことができる。なおスイッチング素子ＳＷ４０１の開閉は、その端子間の電位差がないときに行われる。また本実施形態においては、スイッチング素子について端子間といった場合、開閉を行うための制御信号を印加する制御端子を除いた２つの端子の間を指す。

ここで、スイッチング素子ＳＷ４０１、スイッチング素子ＳＷ４０２のオンオフ信号は制御回路４１１により生成され、駆動回路４１０を介して各スイッチング素子を駆動する。また、スイッチング素子ＳＷ４０１とスイッチング素子ＳＷ４０２には、それぞれ特性の異なる、大電力用途に適したＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が選定されている。ＩＧＢＴは大電力でのスイッチングを行う時に用いられるスイッチング素子であり、その耐圧は一般的に６００Ｖ〜１２００Ｖ程度である。ＩＧＢＴには逆並列ダイオードを内蔵しており、オフ状態であっても逆方向電流を流すことができる。ＩＧＢＴは、その閉成後に、一定期間テール電流と呼ばれる電流が流れる。駆動回路４１０と制御回路４１１とは、これら両方によってスイッチング素子ＳＷ４０１を制御しているため、まとめて駆動制御手段と呼ぶこともできる。また、駆動回路４１０と制御回路４１１とはスイッチング素子ＳＷ４０２を制御しているため容量制御手段としても機能している。これは、この直後に説明するとおり、スイッチング素子ＳＷ４０２により共振コンデンサＣ２００の容量を変えているためである。

＜電源回路の駆動例＞
図１の電源回路５２０の波形を図４に示す、電圧ＶｃｅはＳＷ４０１のコレクタエミッタ間電圧、電流Ｉｃはスイッチング素子ＳＷ４０１に流れる電流、損失ＰはＳＷ４０１で発生する損失である。次に、スイッチング素子ＳＷ４０１、ＳＷ４０２の動作と各種波形について図４を用いて説明する、ここで、各スイッチング素子の駆動信号であるＣＳ４０１、ＣＳ４０２は、Ｈでスイッチオン、Ｌでスイッチオフを示す。

まず、タイミングｔ１のとき、スイッチング素子ＳＷ４０２はすでにオンしており、この時共振コンデンサＣ２０１とＣ２０２は並列に接続された状態となっている。コイル７１とコンデンサＣ２０１、Ｃ２０２とで共振回路を構成しているが、この状態では共振コンデンサとしての静電容量はコンデンサＣ２０２とＣ２０１の容量を足した大きさとなっている。

タイミングｔ１になったときにスイッチング素子ＳＷ４０１がオフすると、それまでコイル７１に流れていた電流は共振コンデンサＣ２０１及びＣ２０２に流れるようになり、共振コンデンサＣ２０１及びＣ２０２を充電する。共振コンデンサＣ２０１及びＣ２０２が充電されることにより、スイッチング素子ＳＷ４０１のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは、図４のｔ１からｔ２期間中に示す波形を描くこととなる。

次に、タイミングｔ２において、スイッチング素子ＳＷ４０２がオフしたとき、共振コンデンサＣ２０２はＣ２０１から切り離され、コンデンサＣ２０１のみが充電されるようになる。この時、共振コンデンサの容量がＣ２０１のみとなることにより、電圧Ｖｃｅの変化（ここでは上昇）率は、タイミングｔ１からｔ２の期間よりも大きくなる。ここで、タイミングｔ１からｔ２の期間は、スイッチング素子として用いたＩＧＢＴの特性上、スイッチング素子ＳＷ４０１に電圧が印加されることでテール電流が流れる期間である。図４の波形に示すように、テール電流が流れるタイミングｔ１からｔ２の期間において、電圧Ｖｃｅの上昇が抑えられることにより、スイッチング素子ＳＷ４０１で発生する損失は軽減される。

タイミングｔ２からｔ３の区間においては、電圧Ｖｃｅは共振コンデンサＣ２０１に充放電されることで変化する。コンデンサＣ２０１の電荷が放出されてタイミングｔ３に至ると、コンデンサＣ２０１とＣ２０２は同電位となる。そのためタイミングｔ３からスイッチング素子ＳＷ４０１がオンされるｔ４までの期間においては、共振コンデンサＣ２０１とＣ２０２は同電位となり、Ｃ２０１に加えＣ２０２に蓄えられていた電荷が放電される。この結果、電圧Ｖｃｅの変化の傾きは緩やかになる。なおタイミングｔ３からｔ４の期間でのコンデンサＣ２０２からの放電は、スイッチング素子ＳＷ４０２に備えられている逆並列ダイオードを通して行われる。そのため、スイッチング素子ＳＷ４０２のオンオフ状態には依存せずにコンデンサＣ２０１とＣ２０２とから放電が行われる。

タイミングｔ４からｔ５の期間は、ＳＷ４０１には電圧がかからず、ＳＷ４０１はオフしており、スイッチング素子ＳＷ４０１の電圧Ｖｃｅがマイナスとなった場合にＳＷ４０１に内蔵している逆並列ダイオードに電流が流れる区間である。タイミングｔ５からｔ６の期間は、スイッチング素子ＳＷ４０１がオンし、コイル７１に電流が流れる区間である。

＜電源回路の制御例＞
次に、制御回路４１１の動作について図１と図４及び図５のフローチャートを用いて説明する。制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０１及びＳＷ４０２を駆動するための駆動信号であるＣＳ４０１及びＣＳ４０２を生成している。

図４中の符号ＴｏｆｆはＳＷ４０１がオフしている時間であり、ＴｏｎはＳＷ４０１がオンしている時間である。また、期間Ｔａは、ＳＷ４０１の端子間電圧Ｖｃｅの上昇を抑える所定期間であり、この時間はＳＷ４０１にテール電流が流れる時間を目安に設定する。スイッチング素子ＳＷ４０２は、ＳＷ４０１がオフする前にオンすることができ、ＳＷ４０１がオフするタイミングまでの余裕時間としてＴｂを設定する。

この回路でのスイッチング周期は期間ＴｏｆｆとＴｏｎとの和であり、スイッチング周波数はスイッチング周期の逆数で定義される。また、期間Ｔｏｆｆとしては、ＳＷ４０１がオフして電圧Ｖｃｅが上昇した後、再び電圧Ｖｃｅが低下して０Ｖに達するまでの時間を設定する必要がある。この条件を満たすために、期間Ｔａを変化させた場合には期間Ｔｏｆｆの長さも変化させる必要がある。たとえば、期間Ｔａを延ばせば、電圧Ｖｃｅが再度０Ｖに達するまでの時間も伸びるので、期間Ｔｏｆｆも延ばす必要がある。逆に、期間Ｔａを短縮すれば、電圧Ｖｃｅが再度０Ｖに達するまでの時間も短縮されるので、期間Ｔｏｆｆも短縮することができる。期間Ｔａは、共振コンデンサＣ２０２に充電される電荷を決めるので、期間ｔ１−ｔ２のみならず、コンデンサＣ２０２の放電期間である期間ｔ３−ｔ４にも影響する。そこで、期間Ｔａは、期間ｔ１−ｔ２と期間ｔ３−ｔ４とにほぼそのまま反映されると仮定すれば、簡易的には、期間Ｔａに対して増減した期間ＣＴａの倍の時間を期間Ｔｏｆｆに対して増減すればよい。実際には、期間Ｔａを延ばせば共振コンデンサＣ２０１に充電される電荷も増加するので、その電荷の増分も考慮すればより厳密に新たな期間Ｔｏｆｆを決定できる。

次に、図５のフローチャートを用いて制御回路４１１の動作について説明する。図５のフローチャートは、本実施形態に用いる電源装置５２０の制御回路４１１の動作フローチャートであり、その他のユニットの動作は図５のフローチャートから独立して別に行われている。

制御回路４１１は、タイミングｔ１からの経過時間を示すカウンタ値Ｔをカウントアップするためのカウンタを内蔵している。制御回路４１１の動作を決定する上で、スイッチング周期の中のどのタイミングなのかを判定するために、フローチャート中の条件分岐に入るごとに随時カウンタを参照してカウンタ値Ｔに代入している。ここで、カウンタ値Ｔは、あくまでも一回のスイッチング周期の中で現在どのタイミングであるかを判断するためのものである。カウンタは１回のスイッチング周期ごとにリセットするよう構成されているため、カウンタ値Ｔは、１スイッチング周期中の経過時間であると言える。

複写機内部には特に図示しないが、モータや定着器をコントロールする上位のコントローラや高圧電源、低圧電源、レーザースキャナユニットなどの装置がある。これらの装置は、電源投入時にそれぞれ独立に起動し、そのユニットに上位のコントローラがある場合には、そのコントローラからの指示が有るまで待機状態になる。あるいは、上位のコントローラからの指示を必要としない最低限の動作については独立に動作するよう構成されているものもある。複写機起動時の流れの一例を示す。電源投入後には各ユニットが独立に起動し、コントローラが複写機内の状態をチェックする。その後、複写機が印刷に備えてウォームアップを開始するとき、制御回路４１１に動作開始信号を送る。

そこでまず、電源が投入され動作が開始されると、制御回路４１１は、ステップＳ１０５０において動作開始信号がオンしているかどうかを判定する。動作開始信号がオンであれば、制御回路４１１は、電源装置５２０にスイッチングを開始させる。本実施形態においては、制御回路４１１の制御開始後には、スイッチに対する制御信号ＣＳ４０１，ＣＳ４０２の出力毎に動作開始信号を判定する。この構成によって動作開始信号の待ち受け動作が可能となる。

ステップＳ１０５０でＮＯだった場合には、制御回路４１１は、ステップＳ１０５１でスイッチング素子ＳＷ４０１，ＳＷ４０２をいずれもオフとする。一方、ステップＳ１０５０で判定結果がＹＥＳであった場合、ステップＳ１１００が実行される。ステップＳ１１００では、制御回路４１１は、カウンタ値Ｔがテール電流が流れる時間Ｔａよりも小さいか判定する。ここでの判定がＹＥＳである時は、カウンタ値Ｔが図４中のタイミングｔ１からｔ２の期間内であると判定できる。そこで、制御回路４１１は、ステップＳ１１１０に進んで制御信号ＣＳ４０２をＨ、ＣＳ４０１をＬに設定する。すなわち、制御回路４１１は、スイッチ４０２をオンとし、スイッチ４０１をオフとする。

ステップＳ１１００での判定がＮＯだった場合、制御回路４１１は、ステップＳ１１０１を実行し、カウンタ値ＴがＴａ以上かつＴｏｆｆ以下であるか判定する。ここでの判定がＹＥＳであった場合には、カウンタ値Ｔが図４中のタイミングｔ２からｔ５の期間内であると判定できる。そこで、ステップＳ１１１１に進み、制御回路４１１は、制御信号ＣＳ４０２、ＣＳ４０１共にＬに設定する。すなわち、制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０２をオフとし、スイッチング素子ＳＷ４０１もオフとする。

ステップＳ１１０１での判定がＮＯだった場合、制御回路４１１は、ステップＳ１１０２を実行し、カウンタ値ＴがＴｏｆｆ以上かつＴｏｆｆ＋Ｔｏｎ−Ｔｂ以下であるか判定する。ここでの判定がＹＥＳであった場合には、カウンタ値Ｔが図４中のタイミングｔ５からｔ６−Ｔｂの期間内であると判定できる。そこで制御回路４１１は、ステップＳ１１１２に進み、制御信号ＣＳ４０２をＬ、ＣＳ４０１をＨに設定する。すなわち、制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０２をオフとし、スイッチング素子ＳＷ４０１をオンとする。なお時間Ｔｂは、スイッチング素子ＳＷ４０１，４０２の両方がオンとなる期間であるが、この期間は共振コンデンサが充電されることもないので、Ｔｏｎの期間の中で適当に決定すればよい。

ステップＳ１１０２での判定がＮＯだった場合、制御回路４１１は、ステップＳ１１０３を実行し、カウンタ値ＴがＴｏｆｆ＋Ｔｏｎ−Ｔｂ以上かつＴｏｆｆ＋Ｔｏｎ以下であるかを判定する。ここでの判定がＹＥＳであった場合には、カウンタ値Ｔが図４中のタイミングｔ６−Ｔｂからｔ６の期間であると判定できる。そこで制御回路４１１は、ステップＳ１１１３に進み制御信号ＣＳ４０２、ＣＳ４０１共にＨに設定する。すなわち、制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０２をオンとし、スイッチング素子ＳＷ４０１もオンとする。

ここまでが１回のスイッチング周期中の動作であるが、ステップＳ１１０３での判定がＮＯだった場合、カウンタ値Ｔは図４中のタイミングｔ６より後の期間であり、次のスイッチング周期に入っていることになるため制御回路４１１は、ステップＳ１１１４を実行する。ステップＳ１１１４において制御回路４１１は、カウンタ値Ｔを０とし、またカウンタをリセットする。この動作によりカウンタ値Ｔはスイッチング周期の始まりにおいて０となることができ、スイッチング周期開始からの経過時間を示すことができる。

なお、駆動回路４１０は、制御回路４１１から出力される駆動信号ＣＳ４０１およびＣＳ４０２それぞれにしたがい、スイッチング素子ＳＷ４０１およびスイッチング素子ＳＷ４０２を駆動する。本実施形態ではスイッチング素子はいずれもＩＧＢＴであるので、それぞれのゲート信号を制御してスイッチング素子のオンオフの切替を行う。

以上の動作により、電源装置５２０の各部の波形は図４に示した波形となる。こうして、スイッチング素子ＳＷ４０１にテール電流が発生している期間のスイッチング素子ＳＷ４０１の端子間電圧Ｖｃｅを抑制でき、その結果、スイッチング素子ＳＷ４０１により生じる損失Ｐを抑制できる。 さらに望ましくは、スイッチング素子ＳＷ４０１として、テール電流の小さなＩＧＢＴを採用することが望ましい。一般的に、ＩＢＧＴの耐圧とテール電流の大きさはトレードオフの関係になっており、どちらかを優先すればもう一方の特性は悪くなることが多い。耐圧を高めたＩＧＢＴではテール電流が大きくなる傾向があり、スイッチオフ時に大きな損失を発生するが、テール電流を小さくし耐圧を下げた品種ではテール損失を小さくすることができるが、耐圧の低さが回路設計上の制約となる。また、ＩＧＢＴに内蔵している逆並列ダイオードに関しても、耐圧を低くした品種では順方向電圧降下が小さくなり、耐圧を高くした品種では順方向電圧降下が大きくなる傾向があり、耐圧の高い品種ではスイッチング損失が大きくなる傾向がある。

本実施形態においては、スイッチング素子ＳＷ４０１に耐圧に優れたＩＧＢＴを用い、スイッチング素子ＳＷ４０２には耐圧を抑え、テール電流の小さいＩＧＢＴを用いている。スイッチング素子ＳＷ４０１はスイッチング素子ＳＷ４０２の動作によって、テール損失の軽減が図られているが、スイッチング素子ＳＷ４０２には損失を軽減する仕組みはない。しかし、共振コンデンサＣ２０２とスイッチング素子ＳＷ４０２はそれぞれで電圧を分圧しているため、コンデンサＣ２０２の両端に電圧がかかる分、スイッチング素子ＳＷ４０２の両端にかかる電圧は小さくなる。このため、スイッチング素子ＳＷ４０１に比べて耐圧が低く損失発生の少ない品種を使用することができ、テール電流が小さくなることから、損失は十分小さなものとなる。このように部品選定を行ったことにより、図４の損失Ｐに示すようにスイッチング素子ＳＷ４０１での損失発生を軽減すると同時に、スイッチング素子ＳＷ４０２で発生する損失もＳＷ４０１のみで回路を構成する場合に比べて小さくなる。結果として回路全体で発生する損失の総量を削減することが可能となる。

また、図１０の従来の電源装置を用いた場合の波形である図１１のＩｃを見ると、タイミングｔ１０からｔ１１の間に電流が負の方向に流れている期間がある。この期間はスイッチング素子ＳＷ４０１の逆並列ダイオードに電流が流れる期間である。本実施形態の波形の一例を示す図４のＩｃを見ると、逆方向の電流が流れる期間はなく、スイッチング素子ＳＷ４０１の逆並列ダイオードには電流が流れていないことがわかる。スイッチング素子ＳＷ４０１のダイオードに電流が流れなくなった代わりに、スイッチング素子ＳＷ４０２の逆並列ダイオードには電流が流れるが、順方向電圧降下が小さいためダイオードで発生する損失は小さくなる。このように、スイッチング素子ＳＷ４０１としては、スイッチング素子ＳＷ４０２に比べて耐圧に優れたＩＧＢＴを選択し、スイッチング素子ＳＷ４０２としては、スイッチング素子ＳＷ４０１に比べてテール電流の少ないＩＧＢＴを選択するのが望ましい。損失軽減による効果の一例として、例えば１１００Ｗを出力可能な電源装置の場合には、上述の損失軽減により効率を約２パーセント改善することができる。

以上のように、回路全体で発生する損失の総量を削減したことにより、省エネルギーに貢献することや、回路の昇温が少なくなり、回路全体での小型化、低コスト化が可能になる。

［実施形態２］
本発明の第二の実施形態である画像形成装置の定着器に給電する電源装置５２１の構成は、第一の実施形態で説明した電源装置５２０に電圧検出器Ｖ５０１を加えたものである。第二の実施形態である画像形成装置について図６を用いて詳細に説明する。なお、第一の実施形態と同様の部分については説明を省略する。

図６の電圧検出器Ｖ５０１はスイッチング素子ＳＷ４０１にかかる電圧である電圧Ｖｃｅを検知する電圧検知手段として機能する。この電圧Ｖｃｅが想定していた電圧値（例えば１０００Ｖ）を超えた時、電圧Ｖｃｅの更なる電圧上昇によりスイッチング素子ＳＷ４０１の耐圧を越えて破壊に至る可能性がある。この電圧Ｖｃｅの異常な上昇を検出した場合、制御回路４１１でスイッチング素子ＳＷ４０２をオンすることにより、それまで共振コンデンサＣ２０１を充電していた電流がコンデンサＣ２０２にも流れ込むことにより、電圧Ｖｃｅの上昇を抑えることができる。

上記制御回路４１１の動作についてフローチャートを用いて説明する。図７に示すフローチャートにおいて第一の実施形態と同様の動作をする部分の説明は省略する。図７に示すフローチャートのステップＳ１２００において、制御回路４１１は、電圧Ｖｃｅが所定の基準電圧Ｖｌｉｍを越えている時間が、基準時間Ｔｌｉｍ以上継続しているかを判定している。ステップＳ１２００での判定がＮＯであればステップＳ１２００に移行して通常通り動作し、判定がＹＥＳであればステップＳ１２０１に移行する。通常通りの動作とは実施形態１の図５で説明した動作である。ここで、基準電圧Ｖｌｉｍとしては、スイッチング素子の耐圧を超えない適切な基準値が設定されている（例えば５２０Ｖ）。この値は、スイッチング素子ＳＷ４０１の仕様に応じて決定されることが望ましい。基準時間Ｔｌｉｍは一定時間以上（例えば０．５ｕｓ）、スイッチング素子ＳＷ４０１の端子間の電圧Ｖｃｅが基準電圧Ｖｌｉｍを超えたこと判定するための基準値であり、ノイズ等による誤検出を避けるために設定する。

ステップＳ１２０１はスイッチング素子ＳＷ４０１を保護する動作であり、制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０２を強制的にオンすることで、スイッチング素子ＳＷ４０１の電圧上昇を抑制する。その後、ステップＳ１２０２で電圧Ｖｃｅが十分に下がるまでの時間、ステップＳ１２０１の状態を継続する。ステップＳ１２０２の待機時間は予め定めた所定時間である。スイッチング素子ＳＷ４０１がオフ、スイッチング素子ＳＷ４０２がオンの期間中は、図４のタイミングｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の期間に示したように、電圧Ｖｃｅの変化率は緩やかである。そのため、電圧Ｖｃｅが下がるまでの時間は通常動作時よりも長くなるが、電圧Ｖｃｅが基準電圧Ｖｌｉｍを超えた後の電圧上昇が緩やかになり、スイッチング素子ＳＷ４０１の耐圧を超えることなく電圧Ｖｃｅを下降させることができる。

一定時間の待機により、ステップＳ１２０３では電圧Ｖｃｅが十分に（耐圧）下がっているため、制御回路４１１は、制御信号ＣＳ４０２をＬにする。そしてスイッチングの制御を終了する。スイッチング素子ＳＷ４０１の耐圧限界を超えるような電圧がかかることは、正常な状態ではないため、動作を停止させることが望ましいからである。このようにしても回路の動作上の不都合はなく、この後に動作が終了した時も、スイッチング素子ＳＷ４０１とスイッチング素子ＳＷ４０２はともにオフしている状態となる。この働きにより、電圧Ｖｃｅの異常な上昇を抑え、スイッチング素子ＳＷ４０１を保護することが可能になる。

［実施形態３］
本発明の第三の実施形態である画像形成装置の定着器に給電する電源装置５２２の構成は、第二の実施形態で説明した電圧検出器Ｖ５０１を電流検出器Ａ５０２に置き換えたものである。以下、図８を用いて詳細に説明する。また、実施形態１及び実施形態２と同様の部分については説明を省略する。

図８の電流検出器Ａ５０２は、スイッチング素子ＳＷ４０１に流れる電流を検知する電流検知手段として機能する。実施形態１で説明した図４のタイミングｔ５からｔ６の期間では、スイッチング素子ＳＷ４０１はオンしており、コイル７１に流れる電流はそのままスイッチング素子ＳＷ４０１に流れている。この時、コイル７１に流れる電流が大きいほど、スイッチング素子ＳＷ４０１がオフした後に共振コンデンサＣ２０１を充電する電流も大きくなり、電圧Ｖｃｅが高くなることが予測できる。このため、電流検出器Ａ５０２で一定以上の電流が一定時間以上流れたことを検出して、制御回路４１１が強制的にスイッチング素子ＳＷ４０２をオンさせた状態でスイッチング素子ＳＷ４０１をオフする。こうすることによって、電圧Ｖｃｅの上昇を抑え、スイッチング素子ＳＷ４０１を保護して安全に停止することが可能となる。上記の動作について、図９に示す制御回路４１１のフローチャートを用いて詳細に説明する。

本実施形態において、制御回路４１１は電流検出器Ａ５０２が検出した電流値を読み取り、予め決められた電流制限値である基準値Ｉｌｉｍを所定の基準時間Ｔｌｉｍ以上にわたって超えたかをステップＳ１３００で判定する。越えた場合、ステップＳ１３００からステップＳ１３０１へ移行する。ステップＳ１３００からステップＳ１１００へ移行する場合の動作は実施形態１と同様となる。

ステップＳ１３０１では制御回路４１１は、スイッチング素子ＳＷ４０２を強制的にオンすると同時に、スイッチング素子ＳＷ４０２をオフする。

ステップＳ１３０２では制御回路４１１は、電圧Ｖｃｅが十分に低くなるまで、ステップＳ１３０１の状態を継続する。スイッチング素子ＳＷ４０１がオフすると、コイル７１に流れていた電流は共振コンデンサＣ２０１、Ｃ２０２を充電することとなる。この待機時間は実施形態２の図７のステップＳ１２０２と同じ時間で良い。スイッチング素子ＳＷ４０２がオンしていることにより、コンデンサＣ２０１のみに充電する場合に比べて電圧Ｖｃｅの最大値は小さくなる。この働きにより、スイッチング素子ＳＷ４０２を強制的にオンしない場合に起こりうる電圧Ｖｃｅの異常な上昇を抑え、スイッチング素子ＳＷ４０１を保護することが可能になる。

Claims (9)

1. 誘導性負荷に高周波電流を流すための電源装置であって、
   交流電流を整流する整流手段と、
   前記誘導性負荷と直列に接続され、前記整流手段により整流された電流をスイッチングするための第一のスイッチング手段と、
   前記第一のスイッチング手段をオンオフさせる駆動制御手段と、
   前記誘導性負荷とともに共振回路を構成する可変容量のコンデンサと、
   前記可変容量のコンデンサの容量を制御する容量制御手段と
   を備え、
   前記容量制御手段は、前記可変容量のコンデンサの容量を、前記第一のスイッチング手段がオフしたときから所定期間にわたり、それまでより容量が大きくなるように制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記第一のスイッチング手段は、オフした後に一定期間テール電流が発生する特性を有し、
   前記容量制御手段は、少なくともテール電流が発生する期間を含む所定期間にわたり、前記可変容量のコンデンサの容量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記可変容量のコンデンサは、第一のコンデンサと、該第一のコンデンサと並列に接続された第二のコンデンサと、該第二のコンデンサと直列に接続された第二のスイッチング手段とを含めて構成され、
   前記容量制御手段は、前記第二のスイッチング手段をオンすることで前記可変容量のコンデンサの容量を大きくし、前記第二のスイッチング手段をオフすることで前記可変容量のコンデンサの容量を小さくすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記第一のスイッチング手段の端子間の電圧を検知する電圧検知手段を更に備え、
   前記電圧検知手段により、前記第一のスイッチング手段の端子間の電圧が、所定の電圧値を所定の時間にわたって超えたことが検知された場合、前記容量制御手段は、前記第二のスイッチング手段をオンすることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記第一のスイッチング手段に流れる電流を検知する電流検知手段を更に備え、
   前記電流検知手段により、前記第一のスイッチング手段に流れる電流が、所定の電流値を所定の時間にわたって超えたことが検知された場合、前記容量制御手段は、前記第二のスイッチング手段をオンすることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
6. 誘導性負荷に高周波電流を流すための電源装置であって、
   交流電流を整流する整流手段と、
   前記誘導性負荷と直列に接続された、前記整流手段により整流された電流をスイッチングするための第一のスイッチング手段と、
   前記第一のスイッチング手段をオンオフさせる駆動制御手段と、
   前記誘導性負荷とともに共振回路を構成する可変容量のコンデンサと、
   第一のコンデンサと、該第一のコンデンサと並列に接続された第二のコンデンサと、該第二のコンデンサと直列に接続された第二のスイッチング手段とを含めて構成され、前記誘導性負荷とともに共振回路を構成する可変容量のコンデンサと、
   前記可変容量のコンデンサの容量を、前記第二のスイッチング手段のオンオフにより制御する容量制御手段と、
   を備え、
   前記第一のスイッチング手段の端子間の電圧が、所定の電圧値を所定の時間にわたって超えた場合、前記容量制御手段は、前記第二のスイッチング手段をオンすることを特徴とする電源装置。
7. 前記第一のスイッチング手段の端子間の電圧を検知する電圧検知手段、または、前記第一のスイッチング手段に流れる電流を検知する電流検知手段を更に備え、
   前記容量制御手段は、前記電圧検知手段により前記第一のスイッチング手段の端子間の電圧が、所定の電圧値を所定の時間にわたって超えたことを検知した場合、または、前記電流検知手段により、前記第一のスイッチング手段に流れる電流が、所定の電流値を所定の時間にわたって超えたことを検知した場合、前記容量制御手段は、前記第二のスイッチング手段をオンすることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電源装置と、
   前記電源装置により高周波電流が流される誘導性負荷と、
   前記誘導性負荷に対向して配置された導電性発熱体と
   を備えることを特徴とする加熱装置。
9. 請求項８に記載の加熱装置を定着部に用いた電子写真方式の画像形成装置。

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