JP5199158B2 - 電磁誘導加熱インバータ装置並びにこれを備えた定着装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁誘導加熱インバータ装置並びにこれを備えた定着装置及び画像形成装置に関する。

従来、電子写真プロセスにより記録紙に画像を形成する画像形成装置（プリンタ、ファクシミリ、複写機及び複合機など）においては、感光体から記録紙上に転写された未定着のトナーを、加熱溶融するとともに記録紙に圧着させる定着装置が設けられている。この種の定着装置では、加熱効率や熱応答性の向上等を目的として、加熱ベルトや加熱ローラ等の被加熱体を電磁誘導作用によるジュール熱で加熱する電磁誘導加熱方式が広く用いられている。

この電磁誘導加熱方式では、励磁コイルと共振コンデンサとにより共振回路を構成するとともに、インバータ回路によって励磁コイルに高周波電力を供給することで、被加熱体の近傍に高周波磁界を発生させて加熱を行う技術が存在する。これによれば、記録紙への熱伝達や周囲への放熱により被加熱体（定着部）の温度が適正範囲の下限値付近まで低下すると、励磁コイルへの電力供給を開始（または増大）して温度を上昇させる一方、被加熱体の温度が上限値付近まで上昇すると、励磁コイルへの電力供給を停止（または低減）して温度を低下させるように制御することができ、定着温度を適正範囲内に保持することが可能となる。

そのような電磁誘導加熱に用いられるインバータ回路としては、商用電源からの交流電力を整流した直流電力を、スイッチング素子のオン／オフ駆動により高周波電力に変換する構成が一般的となっており、例えば、励磁コイル及びこれに並列接続した共振用コンデンサにより電圧共振回路を構成し、インバータ回路に設けた１石のトランジスタを制御装置から出力される駆動信号によりオン／オフ駆動することで、励磁コイルに高周波電力を供給するインバータ回路が知られている（特許文献１参照）。

また、例えば、励磁コイル及びこれに直列接続された共振コンデンサにより電流共振回路を構成し、互いに直列接続された２石のトランジスタを一定の周波数で交互に駆動することで、励磁コイルに高周波電力を供給するインバータ回路が知られている（特許文献２参照）。

また、例えば、励磁コイル及びこれに直列接続された共振コンデンサにより電流共振回路を構成し、ブリッジ回路に設けられた４石のトランジスタを制御装置から出力される駆動信号によりオン／オフ駆動することで、励磁コイルに高周波電力を供給するインバータ回路が知られている（特許文献３参照）。
特開２００５−１９０７６５号公報 特開平５−２１１５０号公報 特開２００５−３１８６９８号公報

ところで、上記画像形成装置では、近年、ユーザの利便性の向上等を目的としてウォームアップ時間の短縮が望まれており、これにともない定着装置における電磁誘導加熱の高出力化、及び国外等の高電圧商用電源への対応が重要な課題となっている。

ここで、励磁コイルに流れる電流をＩ、励磁コイルのインダクタンスをＬとすると、励磁コイルに蓄積されるエネルギＷは、Ｗ＝（１／２）ＬＩ^{^２}と表すことができる。この電流Ｉは、商用電源の交流電圧を整流した直流電圧をＥ、インバータ回路のスイッチング素子のターンオン時間をＴｏｎとすると、Ｉ＝（Ｅ／Ｌ）Ｔｏｎと表すことができる。従って、電磁誘導加熱の高出力化のためには、電流Ｉの増大、即ち、電圧Ｅの増大、インダクタンスＬの低減、またはターンオン時間Ｔｏｎの増大が必要となる。

しかしながら、上記特許文献２に記載の従来技術では、そのような電磁誘導加熱の高出力化は実際上困難であった。即ち、まず、電圧Ｅの増大については、商用電源の交流電圧が画像形成装置の使用地により制限される（例えば、日本国内１００Ｖ、北米１００〜１２０Ｖ、欧州２２０〜２４０Ｖ等）だけでなく、力率改善を考慮すると整流電圧を高く設定することにも限界があった。また、励磁コイルのインダクタンスＬの低減については、コイルの巻数を減らすことで可能となるが、コイルの巻数を減らすとコイル１巻きに対する磁界の重みが大きくなる（即ち、わずかな巻数の増減でも磁界が大きく変動する）ので、磁界分布を適切に維持することが難しくなり、結果として温度ムラ等が生じて定着温度を適切に制御できなくなるという問題があった。さらに、ターンオン時間Ｔｏｎの増大については、電力効率を考慮すると２石のトランジスタは双方のオン時間を等しく駆動させることが望ましいため、それらの駆動周波数を下げる必要があるが、電波法による規制（２０．０５〜１００ｋＨｚの範囲内）から、２０．０５ｋＨｚ以下では駆動できないという制限があった。

また、上記特許文献３に記載の従来技術は、電流共振回路を用いて電磁誘導加熱の高出力化を達成するのに比較的適した構成とも考えられるが、使用するトランジスタの数が多くなりコストが嵩むという問題があった。

また、上記特許文献１に記載の従来技術では、電圧Ｅの増大及びインダクタンスＬの低減については、上述の場合と同様であるが、１石のトランジスタでターンオン時間Ｔｏｎを比較的長く確保することが可能となる。しかし、このような１石型の電圧共振回路では、スイッチング素子の劣化や破壊を防止するための許容電圧及び許容電流による制約の問題があった。即ち、例えば、商用電源の交流電圧が比較的大きい場合（例えば、２００Ｖ）、トランジスタは１５００〜１７００Ｖ程度の耐圧が要求されるが、そのような高耐圧のトランジスタは高価であり、比較的安価な汎用のトランジスタを使用するには電力投入を１２００Ｗ程度に抑える必要があった。一方、商用電源の交流電圧が比較的小さい場合（例えば、１００Ｖ）、電磁誘導加熱の高出力化のためには上記電流Ｉをより大きくする必要があるが、トランジスタの許容電流の制約による電力投入の限界があった。

本発明は、このような従来技術の課題を鑑みて案出されたものであり、許容電圧または許容電流が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化、及び国外等の高電圧商用電源への対応を実現可能とした電磁誘導加熱インバータ装置並びにこれを備えた定着装置及び画像形成装置を提供することを主目的とする。

本発明の電磁誘導加熱インバータ装置は、励磁コイルと、当該励磁コイルにそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量を有する２つの共振コンデンサとを有する共振回路と、商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される直流電力を高周波電力に変換して前記励磁コイルに供給すべく、前記２つの共振コンデンサが介在した状態で互いに接続される２つのスイッチング素子と、当該スイッチング素子にそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量の２つのバランスコンデンサとを有するインバータ回路と、前記２つのスイッチング素子の動作を制御する駆動制御手段とを備え、前記２つの共振コンデンサの接続点と、前記２つのバランスコンデンサの接続点とが電気的に接続され、前記駆動制御手段は、前記２つのスイッチング素子を略同時にオン／オフ駆動することを特徴とする。

このように本発明によれば、スイッチング素子に印加される電圧を２つのスイッチング素子に分担させて軽減することができるとともに、２つのスイッチング素子の電圧分担に関して電気的中点が設定されるため、各スイッチング素子に印加される電圧を均一化することが可能となる。従って、許容電圧が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化を実現することが可能となるという優れた効果を奏する。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、励磁コイルと、当該励磁コイルにそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量を有する２つの共振コンデンサとを有する共振回路と、商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される直流電力を高周波電力に変換して前記励磁コイルに供給すべく、前記２つの共振コンデンサが介在した状態で互いに接続される２つのスイッチング素子と、当該スイッチング素子にそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量の２つのバランスコンデンサとを有するインバータ回路と、前記２つのスイッチング素子の動作を制御する駆動制御手段とを備え、前記２つの共振コンデンサの接続点と、前記２つのバランスコンデンサの接続点とが電気的に接続され、前記駆動制御手段は、前記２つのスイッチング素子を略同時にオン／オフ駆動する構成とする。

これによると、スイッチング素子に印加される電圧を２つのスイッチング素子に分担させて軽減することができるとともに、２つのスイッチング素子の電圧分担に関して電気的中点が設定されるため、各スイッチング素子に印加される電圧を均一化することが可能となる。従って、許容電圧が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化を実現することが可能となる。

上記課題を解決するためになされた第２の発明は、前記２つの共振コンデンサの接続点と、前記２つのバランスコンデンサの接続点とが、電流制限用コイルを介して電気的に接続される構成とすることができる。

これによると、ゼロクロススイッチングができない動作領域での両スイッチング素子間の発熱差を小さくすることができる。即ち、ゼロクロススイッチングができない動作領域では、両スイッチング素子で突入電流が生じた場合に、両者の駆動タイミングのズレ等により突入電流に差が生じ、この突入電流の差分は、２つの共振コンデンサの接続点と、２つのバランスコンデンサの接続点とを結ぶ配線を流れる。そこで、この配線上に電流制限用コイルを介在させることにより、突入電流の差分を小さくし、両スイッチング素子間の発熱差を小さくすることができる。また、投入電力を小さくして駆動周波数が高くなると、スイッチング素子の突入電流の大きさと発熱量が問題となり得るが、上記電流制限用コイルを設けた構成では、突入電流及び発熱のピークが抑えられるため、両スイッチング素子の最小電力をより小さく設定することが可能となり、電磁誘導加熱の出力の連続制御範囲を拡大できるといった利点がある。

また、第３の発明は、励磁コイルと、当該励磁コイルに接続される共振コンデンサとをそれぞれ有し、当該共振コンデンサの静電容量が略同一に設定された２つの共振回路と、商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される直流電力を高周波電力に変換して前記励磁コイルに供給すべく、前記各共振回路における前記励磁コイルおよび前記共振コンデンサに接続されるスイッチング素子と、前記共振コンデンサおよび前記スイッチング素子に対して並列接続されるバランスコンデンサとをそれぞれ有し、当該バランスコンデンサの静電容量が略同一に設定された２つのインバータ回路と、前記２つのスイッチング素子の動作を制御する駆動制御手段と、前記２つの共振回路及び前記２つのインバータ回路を、前記整流回路に対して並列または直列に接続する切替接続手段と、前記切替接続手段の動作を制御する接続制御手段とを備え、前記駆動制御手段は、前記２つのスイッチング素子を略同時にオン／オフ駆動し、前記接続制御手段は、前記商用電源の電圧値に応じて制御を実行する構成とする。

これによると、整流回路に対する２つの共振回路及びインバータ回路の接続を、商用電源の電圧値に応じて並列または直列に切り替える構成としたため、許容電圧または許容電流が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた簡易な回路構成により、電圧の異なる商用電源に対応することが可能となる。この場合、両共振回路における励磁コイルは、同種（または同一）のものを用いることができ、商用電源の電圧に応じて交換する必要もない。

上記課題を解決するためになされた第４の発明は、 前記２つの共振コンデンサの一方と、当該一方の共振コンデンサに対して並列接続される前記２つのバランスコンデンサの一方とが、第１の電流制限用コイルを介して電気的に接続されるとともに、前記２つの共振コンデンサの他方と、前記２つのバランスコンデンサの他方とが、第２の電流制限用コイルを介して電気的に接続され、前記第１の電流制限用コイルおよび前記第２の電流制限用コイルの誘導係数が略同一であることを特徴とする請求項３に記載の電磁誘導加熱インバータ装置。

これによると、２つの共振回路及びインバータ回路が整流回路に対して直列接続された場合において、ゼロクロススイッチングができない動作領域での両スイッチング素子間の発熱差を小さくすることができる。即ち、ゼロクロススイッチングができない動作領域では、両スイッチング素子で突入電流が生じた場合に、両者の駆動タイミングのズレ等により突入電流に差が生じ、この突入電流の差分は、共振コンデンサとバランスコンデンサとを結ぶ配線を流れる。そこで、この配線上に電流制限用コイルを介在させることにより、突入電流の差分を小さくし、両スイッチング素子間の発熱差を小さくすることができる。また、投入電力を小さくして駆動周波数が高くなると、スイッチング素子の突入電流の大きさと発熱量が問題となり得るが、上記電流制限用コイルを設けた構成では、突入電流及び発熱のピークが抑えられるため、両スイッチング素子の最小電力をより小さく設定することが可能となり、電磁誘導加熱の出力の連続制御範囲を拡大できるといった利点がある。

また、第５の発明は、上記第１から第４の発明のいずれかに係る電磁誘導加熱インバータ装置を備えた定着装置である。

また、第６の発明は、上記第５の発明に係る定着装置を備えた画像形成装置であって、前記整流回路により変換された直流電力の電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記接続制御手段は、前記電圧検出手段が検出した電圧値に応じて制御を実行する構成とする。

これによると、電磁誘導加熱インバータ装置は画像形成装置からの制御指令を必要とせずに駆動制御を実施することが可能となるため、駆動制御の処理時間が短縮されるとともに、画像形成装置の処理負荷が軽減される。

また、第７の発明は、上記第５の発明に係る定着装置を備えた画像形成装置であって、前記励磁コイルに発生する交番磁束によって加熱される被加熱体と、前記被加熱体の温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段が検出した温度に基づき前記定着装置の定着温度を制御すべく、前記駆動制御手段に制御指令を送出する定着制御手段とを備え、前記駆動制御手段は、画像形成装置の起動時には前記制御指令によらずに制御を実行し、前記被加熱体の温度が目標温度まで到達した後に、前記制御指令に基づく制御を開始する構成とする。

これによると、許容電圧または許容電流が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化を実現して装置のウォームアップ時間を短縮することができる。さらに、画像形成装置の起動時に駆動制御手段は定着制御手段からの制御指令によらずに駆動制御を実行するので、簡易な制御で処理時間も短縮でき、ウォームアップ時間をより一層短縮することができるという利点がある。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る画像形成装置１の主要部の構成を示す模式図である。画像形成装置１は、トナー像が形成される作像面を有する感光体ドラム２と、感光体ドラム２の作像面を所定の電位に均一に帯電させる帯電器３と、その均一に帯電させた作像面に対してレーザー光を走査して静電潜像を形成するＬＳＵ(Laser Scanning Unit)４と、その静電潜像をトナーで現像する現像器５と、感光体ドラム２に対向して配置され、転写バイアスの印加によって感光体ドラム２のトナー像を記録材Ｓ（記録紙等）に転写するための転写ローラ６と、転写後の感光体ドラム２の作像面に残留するトナー等を除去するクリーニング装置７と、記録材Ｓに転写された未定着のトナーを記録材に定着させるための定着装置８と、記録材Ｓを格納する給紙部９とを主として備える。

画像形成装置１において画像形成処理が開始されると、給紙部９の記録材Ｓは、給紙経路１１に沿って設けられたガイド部材１２上を所定のタイミングで搬送され、矢印方向に回転する感光体ドラム２と転写ローラ６とのニップ部にてトナー像が転写された後、定着装置８においてトナー像の定着処理が実施され、装置外部に露出する排紙トレイ１３に載置される。

図２は、図１の画像形成装置１における定着装置８の詳細構成を示す模式図である。定着装置８は、加熱ローラ２１及び当該加熱ローラ２１から所定の距離をおいて平行に配置された定着ローラ２２と、加熱ローラ２１及び定着ローラ２２に架け渡されて定着ローラ２２の回転にともない回転するとともに、加熱ローラ２１に対向配置された誘導加熱部２３による電磁誘導加熱の被加熱体として加熱ローラ２１とともに誘導加熱される加熱ベルト２４と、加熱ベルト２４を介して定着ローラ２２に圧接されることにより、定着ローラ２２に対する加熱ベルト２４の巻き掛け部分との間に、定着処理される記録紙を挟み込むための定着ニップ部Ｎを形成する加圧ローラ２５と、加熱ベルト２４の内周面側に配置され、加熱ベルト２４における定着ニップ部Ｎ近傍の温度を検出するサーミスタ（温度検出手段）２６とを備えている。未定着トナー像Ｔが形成された記録材Ｓは、定着ニップ部Ｎにおいて矢印方向に回転する加熱ベルト２４及び加圧ローラ２５により押圧及び加熱されることにより、トナー像Ｔが溶融して定着される。

ここで、例えば、加熱ローラ２１は、鉄、ニッケル、銅またはその合金類からなる中空円筒状の強磁性金属部材を有し、定着ローラ２２は、ＳＵＳ等の金属製の芯金及び表層を構成するシリコンスポンジ等からなる弾性層を有し、加圧ローラ２５は、ステンレス鋼またはアルミニウム等の金属部材からなる芯金及び表層を構成するシリコーンゴム等からなる弾性層を有する。また、加熱ベルト２４は、ポリイミド樹脂またはフッ素樹脂等からなる耐熱性のフィルム基材上に、シリコーンゴム等からなる弾性層及びＰＴＦＥ(polytetrafluoroethylene)等からなる表面離型層などの各部材を重ねた無端状ベルトである。

誘導加熱部２３は、高周波磁界を発生することにより加熱ローラ２１及び加熱ベルト２４を電磁誘導によって発熱させる励磁コイル３１と、この励磁コイル３１の内面３１ａの形状に適合する半円柱状をなす載置部３２ａと、加熱ローラ２１及び加熱ベルト２４の一部を取り囲むように配置されたコイルガイド３２と、励磁コイル３１の外面３１ｂを覆うように配置されたアーチコア３３と、励磁コイル３１の中央部に挿入されるように配置されたセンターコア３４と、アーチコア３３の両側に配置されたサイドコア３５とを備え、回転する加熱ローラ２１及び加熱ベルト２４を電磁誘導加熱によって加熱する。

コイルガイド３２は、加熱ローラ２１及び加熱ベルト２４から励磁コイル３１への熱伝達を抑制する断熱部材としても機能する。また、アーチコア３３、センターコア３４及びサイドコア３５は、ともに磁路を構成し、励磁コイル３１によって生成された磁束を通すことで外部への漏洩を防ぎ、効率的な電磁誘導加熱を可能とする。これらのコア３３−３５は、例えば、フェライトやパーマロイ等の強磁性体から形成することができる。

図３は、第１実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０の概略を示す構成図である。電磁誘導加熱インバータ装置５０は、図２に示した定着装置８に組み込まれて電磁誘導加熱を行うためのものであり、励磁コイル３１及びこれに並列接続された２つの共振コンデンサＣ１，Ｃ２を有する共振回路５１と、商用電源５２から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路５３と、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するとともに、整流回路５３から出力される直流電力を高周波電力に変換して励磁コイル３１に供給するためのインバータ回路５４と、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作を制御するＩＨ制御部（駆動制御手段）５５とを主として備える。

インバータ回路５４においては、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、共振回路５１（即ち、２つの共振コンデンサＣ１，Ｃ２）を挟み込むようにして互いに直列接続され、また、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、２つのバランスコンデンサＣ３，Ｃ４が並列接続されている。共振コンデンサＣ１，Ｃ２は、互いに直列接続され、略同一（同一を含む）の静電容量を有する。同様に、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４は、互いに直列接続され、略同一の静電容量を有する。両共振コンデンサＣ１，Ｃ２の間の接続点Ｎ１と、両バランスコンデンサＣ３，Ｃ４の間の接続点Ｎ２とは、配線５６によって電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ並列接続されている。ここでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いるが、これに限らず同様のスイッチング動作が可能なパワーＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)等を用いることができる。

ＩＨ制御部５５は、電流検出部６１及び電圧検出部６２からのアナログ出力（回路に入力される電流値及び電圧値）をデジタル量に変換するＡ／Ｄ変換部６３と、所定の処理プログラム及びデータを用いて電磁誘導加熱インバータ装置５０の動作を統括的に制御するＣＰＵ(Central Processing Unit)６４と、ＣＰＵ６４が実行する処理プログラム等を記憶するＲＯＭ(Read Only Memory)６５と、ＣＰＵ６４の制御のためのワークエリアとして機能するＲＡＭ(Random Access Memory)６６とを主として有しており、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作を制御するための駆動制御信号を駆動回路６７に対して送出する。ここで、図１に示した画像形成装置１は、その装置全体の動作を制御する図示しないシステム制御部を備えており、ＣＰＵ６４は、そのシステム制御部のＣＰＵ７０（定着制御手段）からの電力投入指示信号（制御指令）に応じて駆動制御信号を送出する。

駆動回路６７は、ＣＰＵ６４からの駆動制御信号に基づき、所定レベルの駆動電圧をパルス信号として両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子（ゲート）に対してそれぞれ出力し、それらのスイッチング動作を制御する。これにより、整流回路５３によって整流された直流電力が高周波電力に変換されて励磁コイル３１に供給される。

第１実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０において、ＣＰＵ７０は、サーミスタ２６が検出した温度に基づき定着ニップ部Ｎにおける定着温度（定着装置８の処理温度）を適正に保持するために、フィードバック制御を実行する。

より詳細には、ＣＰＵ７０は、サーミスタ２６の検出結果を取得すると、予め設定された目標温度との比較により加熱ベルト２４及び加熱ローラ２１の加熱に必要な電力値を演算し、励磁コイル３１へ供給する電力の目標値（以下、「目標電力値」という。）として設定する。続いて、ＣＰＵ７０は、その目標電力値の情報をサーミスタ２６の検出温度情報とともに電力投入指示信号としてＣＰＵ６４に出力する。

そして、ＣＰＵ６４は、その電力投入指示信号に従って、駆動回路６７に出力する駆動制御信号のオンデューティ（即ち、スイッチング素子をオン状態にする時間の割合に相当）を変化させて、励磁コイル３１に供給される電力（ここでは、回路構成上、電流検出部６１で検出される電流値及び電圧検出部６２で検出される電圧値からの演算値）を目標電力値に近づけるようにデューティ制御する。このとき、駆動回路６７から出力されるパルス信号は、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子（ゲート）に出力され、それらを略同時（同時を含む）にオンまたはオフ駆動させる。

ここで、上述のＣＰＵ６４の制御は、装置起動後（商用電源５２の電源投入後）に所定のウォームアップ時間が経過（即ち、サーミスタ２６の検出温度が予め設定した目標温度まで到達）して画像形成装置１が動作可能な状態となると、電力投入指示信号に応じて実行される。その一方で、ウォームアップ時（即ち、ウォームアップ時間が経過するまで）は、ＣＰＵ６４は、電力投入指示信号（即ち、サーミスタ２６の検出温度及び目標電力値）によらずに、電流検出部６１及び電圧検出部６２の検出値に基づき励磁コイル３１に対して一定電力を供給するように制御を実行する。これにより、定着装置８のウォームアップ時には、画像形成装置１の本体側（ＣＰＵ７０）からの制御指令によらずに制御を実行するので、簡易な制御で処理時間も短縮でき、ウォームアップ時間をより一層短縮することができる。

第１実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０では、駆動回路６７から出力されるパルス信号は、絶縁トランス７１を介して一方のスイッチング素子Ｑ１のみの制御端子に出力される。一方、図４の変更例に示すように、駆動回路６７から出力されるパルス信号が、絶縁トランス７１を介して両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子にそれぞれ出力される構成も可能である。図４に示す構成によれば、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に入力する信号の波形を制御しやすいという利点がある。なお、図４においては、図３と同様の構成要素に同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図５および図６は、図３に示したインバータ回路５４の主要部における電流及び電圧の変化の様子を示す波形図である。駆動回路６７からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに対してオン（ＯＮ）信号が出力されると（図５（ａ））、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が略同時にオン状態となり、整流回路５３の出力電圧が励磁コイル３１に印加される。これにより、励磁コイル３１に電流が流れ、その電流値はインダクタンスによって徐々に増加する（図５（ｄ））。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、コイル電流ＩＬと略同じの大きさのコレクタ電流Ｉｃ１，Ｉｃ２が流れる（図５（ｂ），（ｃ），（ｄ））。

その後、駆動回路６７からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに対してオフ（ＯＦＦ）信号が出力されると（図５（ａ））、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が略同時にオフ状態となる。これにより、励磁コイル３１の電流は徐々に低下し、共振コンデンサＣ１，Ｃ２に共振電流として流れ込み、共振コンデンサＣ１，Ｃ２が充電される。このとき、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ側の電圧は、徐々に低下してその後上昇する（図５（ｅ））。また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ側の電圧は、徐々に上昇してその後低下する（図５（ｆ））。また、コイル電圧ＶＬは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧の和と等しくなる（図５（ｅ），（ｆ），（ｇ））。その後は、同様の動作周期が繰り返し実行される。

また、図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４にそれぞれ印加される電圧Ｖｃ３，Ｖｃ４は、整流回路５３による全波整流電圧Ｖｂの１／２となる。例えば、商用電源５２によりＡＣ２３０Ｖが入力された場合、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４に印加される電圧のピークは、１６２Ｖ程度となる。

このように、第１実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列に接続され、しかも両共振コンデンサＣ１，Ｃ２の間の接続点Ｎ１と、両バランスコンデンサＣ３，Ｃ４の間の接続点Ｎ２とが、電気的に接続された構成としたため、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧分担に関して電気的中点が設定される。これにより、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧を軽減しつつ均一化することが可能となる。また、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４は、共振波形の影響を受けない部位に配置されるため、耐圧を低く設定できる。さらに、最初にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンする場合（即ち、装置起動時におけるオン／オフ駆動の開始時）や、電力投入量を比較的小さくしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端電圧が零になりきらずにターンオンする場合に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加され得る突入電流の偏りが抑制されるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発熱や破壊を防止することができる。従って、許容電圧（最大定格電圧等）が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化を実現することが可能となる。

なお、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンまたはオフ動作は、同時に実行されることが望ましいが、本発明の範囲は、必ずしもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作が厳密に同時である場合に限定されるものではなく、印加される電圧を各々に分担させて軽減することができる限りにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンまたはオフ動作のタイミングをずらした構成も可能である。

図７は、第２実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の概略を示す構成図である。図７において、図３に示した構成要素と同様のものについては、同一の符号が付してあり、以下で特に言及する事項を除いて第１実施形態の場合と同様とする。

電磁誘導加熱インバータ装置５０は、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂを備えており、共振回路５１Ａは励磁コイル３１Ａ及びこれに並列接続された共振コンデンサＣ１を有し、共振回路５１Ｂは励磁コイル３１Ｂ及びこれに並列接続された共振コンデンサＣ２を有する。共振コンデンサＣ１，Ｃ２は、略同一の静電容量を有する。両励磁コイル３１Ａ，３１Ｂは、同一の構成（即ち、同一の巻線材料、巻数、コイル径、コイル長さ等）を有し、図８に示すように、加熱ローラ２１の幅方向全域を加熱可能なように、加熱ローラ２１の軸方向に略一列に連ねられるとともに、それらが発生する磁束の向きが略同一となるように配置される。

また、電磁誘導加熱インバータ装置５０は、整流回路５３から出力される直流電力を高周波電力に変換して励磁コイル３１Ａ，３１Ｂにそれぞれ供給するための２つのインバータ回路５４Ａ，５４Ｂを備えいる。インバータ回路５４Ａは、共振回路５１Ａに接続されるスイッチング素子Ｑ１と、共振コンデンサＣ１およびスイッチング素子Ｑ１に対して並列接続されるバランスコンデンサＣ３とを有する。また、インバータ回路５４Ｂは、共振回路５１Ｂに接続されるスイッチング素子Ｑ２と、共振コンデンサＣ２およびスイッチング素子Ｑ２に対して並列接続されるバランスコンデンサ４とを有する。共振コンデンサＣ１，Ｃ２は、略同一の静電容量を有する。同様に、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４は、略同一の静電容量を有する。

励磁コイル３１Ａの両端は、共振コンデンサＣ１側の接続点Ｎ１５と、スイッチング素子Ｑ１側の接続点Ｎ１７とに接続され、また、励磁コイル３１Ｂの両端は、共振コンデンサＣ２側の接続点Ｎ１６と、スイッチング素子Ｑ１側の接続点Ｎ１８とに接続される。両励磁コイル３１Ａ，３１Ｂを同一の構成（特性）とすることで、１つの電源で両者を同時に動作させることが可能となるため、電磁誘導加熱インバータ装置５０は、加熱ローラや加圧ローラを２つ備えたような画像形成装置にも好適に適用可能である。

共振コンデンサＣ１及びバランスコンデンサＣ３の間の接続点Ｎ１１と、整流回路５３の一方側に位置する接続点Ｎ１２とは、スイッチＳ１を介して接続される。また、共振コンデンサＣ２及びバランスコンデンサＣ４の間の接続点Ｎ１３と、整流回路の他方側に位置する接続点Ｎ１４とは、スイッチＳ２を介して接続される。さらに、励磁コイル３１Ａ及び共振コンデンサＣ１の間の接続点Ｎ１５と、励磁コイル３１Ｂ及び共振コンデンサＣ２の一側の接続点Ｎ１６とは、スイッチＳ３を介して接続される。なお、スイッチＳ１〜Ｓ３は、例えば、リレーにより構成される。

図示は省略するが、図７に示す電磁誘導加熱インバータ装置５０の変更例として、図４の場合と同様に、駆動回路６７から出力されるパルス信号が、絶縁トランス７１を介して両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子にそれぞれ出力される構成が可能である。

第２実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０において、ＩＨ制御部（接続制御手段）５５は、装置起動時（商用電源５２の電源投入時）に、電圧検出部６２が検出した電圧値に応じて、スイッチ（切替接続手段）Ｓ１〜Ｓ３の開閉動作を制御する。

より詳細には、ＩＨ制御部５５は、電圧検出部６２が検出する電圧値から商用電源５２の入力電圧値の大小を判定し、入力電圧値が比較的小さい１００Ｖ系（ここでは、１００Ｖ）の場合には、スイッチＳ１，Ｓ２を閉状態とするとともに、スイッチＳ３を開状態とすることで、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂおよびインバータ回路５４Ａ，５４Ｂを整流回路５３に対して並列接続する。

このとき、図７のインバータ回路５４Ａ，５４Ｂの主要部における電流及び電圧の変化は、図９に示したものとなる。この場合、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂは整流回路５３に対して並列接続された状態にあり、励磁コイル３１Ａ，３１Ｂの電圧は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧と等しくなる（図５（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ））。また、図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４にそれぞれ印加される電圧Ｖｃ３，Ｖｃ４は、整流回路５３による全波整流電圧Ｖｂと等しくなる。例えば、商用電源５２によりＡＣ１００Ｖが入力された場合、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４に印加される電圧のピークは、１４１Ｖ程度となる。

一方、入力電圧値が比較的大きい２００Ｖ系（ここでは、２３０Ｖ）の場合には、ＩＨ制御部５５は、スイッチＳ１，Ｓ２を開状態とするとともに、スイッチＳ３を閉状態とすることで、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂおよびインバータ回路５４Ａ，５４Ｂを整流回路５３に対して直列接続する。

このとき、図７のインバータ回路５４Ａ，５４Ｂの主要部における電流及び電圧の変化は、図１１に示したものとなる。この場合、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂは整流回路５３に対して直列接続された状態にあり、コイル３１Ａ，３１Ｂの電圧は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧の和と等しくなる（図１１（ｅ），（ｆ），（ｇ））。

ＩＨ制御部５５およびＣＰＵ７０は、装置起動時におけるスイッチＳ１〜Ｓ３の切替後は、上述の第１実施形態と同様の制御を実行する。このとき、ＣＰＵ７０は、ＩＨ制御部５５から電圧検出部６２の検出電圧情報を取得することで、商用電源５２の入力電圧値に応じてスイッチＳ１〜Ｓ３の開閉（即ち、直列接続と並列接続との切替）制御を実行する。なお、ＩＨ制御部５５は、例えば、電圧検出部６２が検出する電圧値と予め設定した閾値との比較により、商用電源５２の入力電圧値の大小を判定することができる。

このように、第２実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置５０では、整流回路５３に対する２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂ及びインバータ回路５４Ａ，５４Ｂの接続を、商用電源の電圧値に応じて並列または直列に切り替える構成としたため、商用電源の電圧値に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧を変更することができ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として許容電圧（最大定格電圧等）または許容電流（最大定格電流等）が比較的低い低廉な素子を用いた簡易な回路構成により、商用電源５２の異なる入力電圧（例えば、１００Ｖと２３０Ｖ）に対応することが可能となる。この場合、両共振回路５１Ａ，５１Ｂにおける励磁コイル３１Ａ，３１Ｂは、同種（または同一）のものを用いることができ、商用電源５２の入力電圧に応じて交換する必要もない。画像形成装置１は、製品出荷後の電圧の変更（例えば、１００Ｖおよび２３０Ｖ間の変更）に対応可能であるため、異なる入力電圧に対応して構成の異なる画像形成装置を準備する必要はなく、機種の削減や在庫の削減にも寄与する。

励磁コイル３１Ａ，３１Ｂは、従来の１００Ｖ電源用の励磁コイルに比べて軸方向の巻数を大きく（例えば、２倍に）することが可能となるため、加熱ローラの温度ムラを低減することができるという利点がある。また、入力電圧値が比較的大きい場合（２００Ｖ系）でも、大型のコイルを採用する必要はなく、Ａ０サイズ等の大型の定着装置に対応できるという利点もある。

また、２つの共振回路５１Ａ，５１Ｂ及びインバータ回路５４Ａ，５４Ｂが整流回路５３に対して直列に接続される場合には、上述の第１実施形態と同様に、印加される電圧を２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に分担させて軽減することができるとともに、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧分担に関して電気的中点が設定されるため、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧を均一化することが可能となる。また、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４は共振波形の影響を受けない部位に配置されるため、コンデンサの耐圧を低く設定できる。さらに、装置起動時におけるスイッチング素子への突入電流の偏りが抑制されるため、スイッチング素子の発熱や破壊を防止することができ、回路設計が容易となる。

図１２は、第３実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の概略を示す構成図である。図１２において、図３に示した構成要素と同様のものについては、同一の符号が付してあり、以下で特に言及する事項を除いて第１実施形態の場合と同様とする。

図１２に示す電磁誘導加熱インバータ装置５０では、共振コンデンサＣ１，Ｃ２の間の接続点Ｎ１と、バランスコンデンサＣ３，Ｃ４の間の接続点Ｎ２とを電気的に接続する配線５６上に、電流制限用コイル８１が設けられている。

このような電流制限用コイル８１を設けることにより、ゼロクロススイッチングができない動作領域での両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間の発熱差を小さくすることができる。即ち、ゼロクロススイッチングができない動作領域では、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で突入電流が生じた場合に、両者の駆動タイミングのズレ等により突入電流に差が生じ、この突入電流の差分は、２つの共振コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点Ｎ１と、２つのバランスコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点Ｎ２とを結ぶ配線５６を流れる。そこで、この配線５６上に電流制限用コイル８１を介在させることにより、突入電流の差分を小さくし、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間の発熱差を小さくすることができる。

また、投入電力を小さくして駆動周波数が高くなると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の突入電流の大きさと発熱量が問題となり得るが、上記電流制限用コイル８１を設けた構成では、突入電流及び発熱のピークが抑えられるため、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の最小電力をより小さく設定することが可能となり、電磁誘導加熱の出力の連続制御範囲を拡大できるといった利点がある。なお、図１３に示すように、配線５６上の電流制限用コイル８１に対して抵抗８２を直列接続した構成によっても、上記と同様の効果が得られる。

また、図示は省略するが、図１２に示す電磁誘導加熱インバータ装置５０の変更例として、図４の場合と同様に、駆動回路６７から出力されるパルス信号が、絶縁トランス７１を介して両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子にそれぞれ出力される構成が可能である。

図１４は、第４実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の概略を示す構成図である。図１２において、図７に示した構成要素と同様のものについては、同一の符号が付してあり、以下で特に言及する事項を除いて第２実施形態の場合と同様とする。

図１４に示す電磁誘導加熱インバータ装置５０では、２つのインバータ回路５４Ａ，５４Ｂは、直列接続される場合に、共振コンデンサＣ１，Ｃ２とバランスコンデンサＣ３，Ｃ４とが、それぞれ電流制限用コイル９１，９３を介して互いに電気的に接続されるように構成されている。より詳細には、共振コンデンサＣ１及びバランスコンデンサＣ３の間の接続点Ｎ１１と、励磁コイル３１Ａ及び共振コンデンサＣ１の間の接続点Ｎ１５とを電気的に接続する配線９０上に、電流制限用コイル（第１の電流制限用コイル）９１が設けられ、また、共振コンデンサＣ２及びバランスコンデンサＣ４の間の接続点Ｎ１３と、励磁コイル３１Ｂ及び共振コンデンサＣ２の間の接続点Ｎ１６とを電気的に接続する配線９２上に、電流制限用コイル（第２の電流制限用コイル）９３が設けられている。両電流制限用コイル９１，９３は、略同一の構成を有し、電気的特性（誘導係数等）も略同一である。

このような電流制限用コイル９１，９３を設けることにより、ゼロクロススイッチングができない動作領域での両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間の発熱差を小さくすることができる。即ち、ゼロクロススイッチングができない動作領域では、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で突入電流が生じた場合に、両者の駆動タイミングのズレ等により突入電流に差が生じ、この突入電流の差分は、２つの共振コンデンサと、２つのバランスコンデンサとを結ぶ配線９０，９２を流れる。そこで、これら配線９０，９２上に電流制限用コイル９１，９３をそれぞれ介在させることにより、突入電流の差分を小さくし、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間の発熱差を小さくすることができる。

また、第３実施形態の場合と同様に、上記電流制限用コイル９１，９３を設けた構成では、突入電流及び発熱のピークが抑えられるため、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の最小電力をより小さく設定することが可能となり、電磁誘導加熱の出力の連続制御範囲を拡大できるといった利点がある。なお、図１３の場合と同様に、電流制限用コイル９１，９３の各々に対して抵抗を直列接続した構成によっても、上記と同様の効果が得られる。

また、図示は省略するが、図１４に示す電磁誘導加熱インバータ装置５０の変更例として、図４の場合と同様に、駆動回路６７から出力されるパルス信号が、絶縁トランス７１を介して両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子にそれぞれ出力される構成が可能である。

本発明に係る電磁誘導加熱インバータ装置並びにこれを備えた定着装置及び画像形成装置は、許容電圧または許容電流が比較的低い低廉なスイッチング素子を用いた低コストかつ簡易な回路構成により、電磁誘導加熱の高出力化、及び国外等の高電圧商用電源への対応を実現することを可能とし、電磁誘導加熱インバータ装置並びにこれを備えた定着装置及び画像形成装置として有用である。

第１実施形態に係る画像形成装置の模式図 第１実施形態に係る定着装置の模式図 第１実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の構成図 図３の電磁誘導加熱インバータ装置の変更例を示す図 第１実施形態に係るインバータ回路の主要部における電流及び電圧の波形図 第１実施形態に係るバランスコンデンサにおける電圧の波形図 第２実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の構成図 第２実施形態に係る励磁コイルの概略構成図 第２実施形態に係るインバータ回路の主要部における電流及び電圧の波形図（入力電圧値１００Ｖの場合） 第２実施形態に係るバランスコンデンサにおける電圧の波形図（入力電圧値１００Ｖの場合） 第２実施形態に係るインバータ回路の主要部における電流及び電圧の波形図（入力電圧値２３０Ｖの場合） 第３実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の構成図 図１２の電磁誘導加熱インバータ装置の変更例を示す図 第４実施形態に係る電磁誘導加熱インバータ装置の構成図

１ 画像形成装置
８ 定着装置
２１ 加熱ローラ
２４ 加熱ベルト
２６ サーミスタ（温度検出手段）
３１ 励磁コイル
５０ インバータ回路
５１ 共振回路
５２ 商用電源
５３ 整流回路
５４ インバータ回路
５５ ＩＨ制御部（駆動制御手段、接続制御手段）
６１ 電流検出部
６２ 電圧検出部
７０ ＣＰＵ（定着制御手段）
Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４ バランスコンデンサ
Ｎ１，Ｎ２ 接続点
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ３ スイッチ（切替接続手段）

Claims (7)

1. 励磁コイルと、当該励磁コイルにそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量を有する２つの共振コンデンサとを有する共振回路と、
   商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路から出力される直流電力を高周波電力に変換して前記励磁コイルに供給すべく、前記２つの共振コンデンサが介在した状態で互いに接続される２つのスイッチング素子と、当該スイッチング素子にそれぞれ接続されるとともに、互いに直列接続された略同一の静電容量の２つのバランスコンデンサとを有するインバータ回路と、
   前記２つのスイッチング素子の動作を制御する駆動制御手段と
   を備え、
   前記２つの共振コンデンサの接続点と、前記２つのバランスコンデンサの接続点とが電気的に接続され、
   前記駆動制御手段は、前記２つのスイッチング素子を略同時にオン／オフ駆動することを特徴とする電磁誘導加熱インバータ装置。
2. 前記２つの共振コンデンサの接続点と、前記２つのバランスコンデンサの接続点とが、電流制限用コイルを介して電気的に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の電磁誘導加熱インバータ装置。
3. 励磁コイルと、当該励磁コイルに接続される共振コンデンサとをそれぞれ有し、当該共振コンデンサの静電容量が略同一に設定された２つの共振回路と、
   商用電源から供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路から出力される直流電力を高周波電力に変換して前記励磁コイルに供給すべく、前記各共振回路における前記励磁コイルおよび前記共振コンデンサに接続されるスイッチング素子と、前記共振コンデンサおよび前記スイッチング素子に対して並列接続されるバランスコンデンサとをそれぞれ有し、当該バランスコンデンサの静電容量が略同一に設定された２つのインバータ回路と、
   前記２つのスイッチング素子の動作を制御する駆動制御手段と、
   前記２つの共振回路及び前記２つのインバータ回路を、前記整流回路に対して並列または直列に接続する切替接続手段と、
   前記切替接続手段の動作を制御する接続制御手段と
   を備え、
   前記駆動制御手段は、前記２つのスイッチング素子を略同時にオン／オフ駆動し、
   前記接続制御手段は、前記商用電源の電圧値に応じて制御を実行することを特徴とする電磁誘導加熱インバータ装置。
4. 前記２つの共振コンデンサの一方と、当該一方の共振コンデンサに対して並列接続される前記２つのバランスコンデンサの一方とが、第１の電流制限用コイルを介して電気的に接続されるとともに、前記２つの共振コンデンサの他方と、前記２つのバランスコンデンサの他方とが、第２の電流制限用コイルを介して電気的に接続され、
   前記第１の電流制限用コイルおよび前記第２の電流制限用コイルの誘導係数が略同一であることを特徴とする請求項３に記載の電磁誘導加熱インバータ装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれかに記載の電磁誘導加熱インバータ装置を備えた定着装置。
6. 請求項５に記載の定着装置を備えた画像形成装置であって、
   前記整流回路により変換された直流電力の電圧を検出する電圧検出手段を有し、
   前記接続制御手段は、前記電圧検出手段が検出した電圧値に応じて制御を実行することを特徴とする画像形成装置。
7. 請求項５に記載の定着装置を備えた画像形成装置であって、
   前記励磁コイルに発生する交番磁束によって加熱される被加熱体と、
   前記被加熱体の温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段が検出した温度に基づき前記定着装置の定着温度を制御すべく、前記駆動制御手段に制御指令を送出する定着制御手段と
   を備え、
   前記駆動制御手段は、画像形成装置の起動時には前記制御指令によらずに制御を実行し、前記被加熱体の温度が目標温度まで到達した後に、前記制御指令に基づく制御を開始することを特徴とする画像形成装置。

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