JP2004048945A - 共振回路およびこれを用いた電力変換システム - Google Patents
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Abstract
【課題】ターンオフ損失が少なく信頼性の高い共振回路及びその共振回路を用いた電力変換システムを提供する。
【解決手段】本発明の共振回路は、コレクタ端子とエミッタ端子とゲート端子を有する絶縁ゲート型半導体素子と、絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサと、絶縁ゲート半導体と並列に印加電圧によってコンデンサ容量が変化する手段を設けた。
【選択図】 図1
【解決手段】本発明の共振回路は、コレクタ端子とエミッタ端子とゲート端子を有する絶縁ゲート型半導体素子と、絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサと、絶縁ゲート半導体と並列に印加電圧によってコンデンサ容量が変化する手段を設けた。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用スイッチング素子を備えた共振回路及び該共振回路を用いた電力変換システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般に、電磁調理器や炊飯器等に使われる共振回路の電力変換装置には、電力用スイッチング素子として、パワーMOSFET,IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)等のMOSゲート入力型の半導体素子が用いられている。このようなMOSゲート入力型の半導体素子は、スイッチング速度が速いため高周波化できることや、ゲート信号が電圧制御のため容易に駆動できるという効果を有している。
【0003】
図2に共振回路の一例として誘導加熱用の電流共振型の回路を示す。
【0004】
図2において101は交流電源、102は整流回路(たとえばダイオードブリッジ)、103は平滑用リアクトル、104は平滑用コンデンサ、105は上アームのIGBT、106は下アームのIGBT、107は上アームのダイオード、108は下アームのダイオード、201,202はスナバコンデンサ、111,112は共振コンデンサ、113は加熱コイル、114,115は抵抗、116,117はゲート駆動回路である。
【0005】
この回路の動作を説明する。まず、上下のIGBT105,106がオフの状態を考える。この状態ではゲート駆動回路116および117からは信号が出ておらず、IGBT105および106のゲートは0Vになっている。IGBT105および106がオフであるので、加熱コイル113には電流が流れず、IGBT105のコレクタとIGBT106のエミッタの間には整流回路102の出力電圧が印加されている。ゲート駆動回路116からオンの信号がIGBT105のゲートに入力されると、IGBT105がオンし、IGBT105,加熱コイル113,共振コンデンサ112に電流が流れはじめる。
【0006】
次にIGBT105をある所定のタイミングでオフすると、IGBT105に流れる電流は遮断される。加熱コイル113に蓄えられたエネルギーにより、電流は共振コンデンサ112,スナバコンデンサ202,加熱コイル113のループと共振コンデンサ111,スナバコンデンサ201,加熱コイル113のループに流れる。次にスナバコンデンサ201が充電され、スナバコンデンサ202が放電されると共振コンデンサ111,平滑コンデンサ104,ダイオード108,加熱コイル113のループおよび共振コンデンサ112,ダイオード108,加熱コイル113のループに電流が流れる。そして加熱コイル113に蓄えられたエネルギーが無くなると共振コンデンサ111および共振コンデンサ112に充電されたエネルギーにより逆方向に電流が流れ始める。電流が逆方向に流れる前に下アームのIGBT106にゲート駆動回路117からオンの信号を入力しIGBT106をオンさせておくと、共振コンデンサ111および112から加熱コイル113を通ってIGBT106に電流が流れる。
【0007】
次にIGBT106を所定のタイミングでオフすると、IGBT106に流れる電流は遮断される。加熱コイル113に蓄えられたエネルギーにより電流は共振コンデンサ112,加熱コイル113,スナバコンデンサ202のループおよび加熱コイル113,共振コンデンサ111,スナバコンデンサ201のループに流れる。
【0008】
次にスナバコンデンサ201が放電され、スナバコンデンサ202が充電されるとダイオード107がオンし、共振コンデンサ111,加熱コイル113のループおよび共振コンデンサ112,加熱コイル113,ダイオード107,平滑コンデンサ104のループに電流が流れる。
【0009】
以上説明した動作が加熱コイル113と共振コンデンサ111および共振コンデンサ112の共振周波数で繰り返えされることにより加熱コイル113の鋸歯状の電流が流れ電磁誘導により鍋(図示せず)を加熱する。
【0010】
共振回路が動いている時にIGBT105で発生する損失にはIGBT105がオン状態の時に発生するオン損失と、ターンオフの時に発生するターンオフ損失がある。オン損失はIGBT105に流れる電流と、その時にIGBT105のコレクタ,エミッタ間に発生する電圧の積で決まる。
【0011】
図4にターンオフ時の波形を示す。共振回路では理想的にはコレクタ電流が0Aになってからコレクタ電圧が増加するため、ターンオフ損失は発生しない。しかし、図4中に示すようにt1の期間はIGBTに蓄積されたホールによるテール電流が流れるために、テール電流とコレクタ電圧の積で損失が発生する。この損失は高周波化するとスイッチング回数が増えるためさらに増大する。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の共振回路では、高周波化により出力電力を増大した場合には、ターンオフ損失が増加しIGBTの発熱量が大きくなり破壊してしまうという課題があった。
【0013】
ターンオフ損失はテール電流とコレクタ電圧の積で決まるため、損失を低減するにはテール電流を低減するか、コレクタ電圧の増加を抑制すればよい。テール電流を減らす方法としては、例えばIGBTに電子線を照射する方法,金や白金等の重金属を拡散する方法があるが、この方法ではオン状態での損失が増大するという課題がある。一方、コレクタ電圧の増加を抑える方法としては、スナバコンデンサの容量を増大させる方法がある。しかし、この方法ではコレクタ電圧が電源電圧まで増加するのに長い時間を要し、高周波化ができなくなるという課題がある。
【0014】
本発明は、上記課題を解決しターンオフ損失を低減できる共振回路の提供を目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、絶縁ゲート半導体素子と、ダイオードと、インダクタンスと、共振コンデンサを備えた共振回路において、ターンオフ損失の低減手段を設けた共振回路において解決できる。
【0016】
【発明の実施の形態】
図1に本発明による第一の実施例の共振回路を示す。
【0017】
図1においては、図2と同一の構成要素には同じ符号が付してある。図1の構成を説明すると、交流電源(たとえば商用交流電源)101の一方の出力端子は、整流回路102たとえばダイオードブリッジによる全波整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源の他方の出力端子は、整流器の他方の入力端子に接続されている。この整流回路102の負極の出力端子はグランドラインに接続されている。整流器の正極側の出力端子は、平滑リアクトル103,平滑コンデンサ104を介し、グランドラインに接続されている。また、平滑リアクトル103と平滑コンデンサ104の接続点はIGBT105のコレクタ端子が接続され、IGBT105のエミッタ端子にはIGBT106のコレクタ端子が接続され、IGBT106のエミッタ端子はグランドラインに接続されるとともに共振コンデンサ111と共振コンデンサ112が直列接続を介しグランドラインに接続される。
【0018】
さらにIGBT105のコレクタにダイオード107のカソード、IGBT105のエミッタにはダイオード107のアノードが接続され、IGBT106のコレクタにダイオード108のカソード、IGBT106のエミッタにはダイオード108のアノードが接続されている。IGBT105のゲート端子にはゲート駆動回路116の一方の出力端子が接続され、他方の出力端子はIGBT105のエミッタ端子に接続されている。IGBT106のゲート端子はゲート駆動回路117の一方の出力端子が接続され、他方の出力端子はIGBT106のエミッタ端子に接続されている。可変スナバコンデンサ109がIGBT105のコレクタ,エミッタ間に接続され、可変スナバコンデンサ110がIGBT106のコレクタ,エミッタ間に接続されている。可変スナバコンデンサ109と可変スナバコンデンサ110の接続点は加熱コイル113を介し、共振コンデンサ111と共振コンデンサ112の接続点に接続されている。さらに共振コンデンサ111と並列に抵抗114が接続され、共振コンデンサ112と並列に抵抗115が接続されている。
【0019】
本実施例の特徴は、印加される電圧により容量の変化する可変スナバコンデンサ109,110をIGBT105,106と並列に接続することにより、ターンオフ損失を低減した点である。この可変スナバコンデンサは印加電圧が低いと容量が大きく、印加電圧が高いと容量が小さくなる特性を持っている。
【0020】
図5は本実施例によるターンオフ波形を示す。図5に示すように可変スナバコンデンサ109,110はテール電流が流れている期間t1では印加電圧が低いため、容量が大きくコレクタ電圧の増加が遅くなる。このためテール電流とコレクタ電圧の積が小さくなり、図5に示すようにターンオフ時の損失が図4の損失よりも抑制される。また、t2の期間ではコレクタ電圧の増加に伴い容量が小さくなるために、電圧が急激に増加し、t1+t2が図4のt1+t2と変化しない。つまり周波数を変えることなくターンオフ損失を低減できる。また、高周波化によってt1+t2が小さくなる場合でも、本発明を使えばターンオフ損失の増大を防止できる。
【0021】
以上説明したように本実施例によれば、ターンオフ時にテール電流が流れている期間だけスナバコンデンサの容量を大きくすることでターンオフ損失を低減でき、回路を高周波化した時のターンオフ損失の増大を抑制でき、IGBTの発熱による破壊を防止できるという効果がある。
【0022】
本実施例ではIGBTを使って説明したが、他のデバイス(たとえばパワーMOSFET)でも同様の効果を得ることができる。さらに、図1における共振回路は電磁調理器だけでなく、あらゆる共振回路を用いた電力変換システムに適用できる。
【0023】
図3に本発明の可変コンデンサの断面構造を表している。
【0024】
本実施例の特徴はp型またはn型にドープされたシリコン基板上に誘電体を堆積させ、コンデンサを形成した点である。図3において、301は電極、302は誘電体、303はシリコン基板、304は電極である。まず、p型またはn型にドープしたシリコン基板303上に誘電体302たとえばチタン酸バリウム(BaTiO3 )を堆積させ、その上に電極301を形成し、シリコン面にも電極304を形成する。このコンデンサを図1の可変スナバコンデンサ109および110として使用する。
【0025】
図6に可変コンデンサの印加電圧とコンデンサ容量の関係を示す。図6に示すように印加電圧が増加するとコンデンサ容量が低下する特性となる。このコンデンサの動作を説明する。まず、印加電圧が低い状態では、シリコン基板303には空乏層がほとんど形成されないためコンデンサの容量は誘電体302の容量と等しくなる。次にコンデンサの両端の印加電圧を増加するとシリコン基板303に空乏層が形成され、誘電体302の容量305と空乏層によって形成される容量306の直列回路となる。空乏層は印加電圧が大きくなるに従い広がり、容量が低下する図6に示す特性となる。
【0026】
本実施例によれば図6のように電圧が増加するとコンデンサ容量が低下する特性を得られるためスナバコンデンサとして使用すればターンオフ損失の低減が可能になる。これによりIGBTの発熱による破壊を防止できるという効果がある。
【0027】
本実施例では誘電体をBaTiO3 としたが、もちろんこれに限定されるわけではなく、その他の誘電体材料を使っても同様の効果を得られる。また、基板もシリコンでなくてもよい。半導体の表面に誘電物を形成し構造であれば同様な効果が得られる。
【0028】
図7に本発明による第二の実施例の回路図を示す。
【0029】
図7において図1と同一の構成要素には同じ符号が付してある。701は大容量のスナバコンデンサ、702は小容量のスナバコンデンサ、703はスナバコンデンサ切替用IGBT、704はゲート駆動回路、705は大容量のスナバコンデンサ、706は小容量のスナバコンデンサ、707はスナバコンデンサ切替用IGBT、708はゲート駆動回路である。
【0030】
本実施例の特徴は大容量のスナバコンデンサとスナバコンデンサ切替用IGBTを直列接続し、この直列回路と並列に小容量のスナバコンデンサを接続した点である。動作を説明する。図9にターンオフ波形を示す。ターンオフ時にテール電流t1が流れている期間はスナバコンデンサ切替用IGBTをオンし、大容量のスナバコンデンサを接続してコレクタ電圧の増加を抑制してターンオフ損失を低減する。次に、テール電流が流れなくなる期間t2ではスナバコンデンサ用IGBTをオフして、小容量のスナバコンデンサを接続し電圧を急激に増加させて、t1+t2が増加しないようにしている。本実施例によれば、特殊なコンデンサを使用することなく一般的な電子部品で回路を構成できるため、安価で信頼性の高い共振回路を実現できる。
【0031】
図8に本発明による第三の実施例の回路図を示す。
【0032】
図8において図1と同一の構成要素には同じ符号が付してある。801は大容量のスナバコンデンサ、802は小容量のスナバコンデンサ、803はスナバコンデンサ切替用IGBT、804はゲート駆動回路、805は大容量のスナバコンデンサ、806は小容量のスナバコンデンサ、807はスナバコンデンサ切替用IGBT、808はゲート駆動回路である。本実施例の特徴は大容量のスナバコンデンサ801,805と小容量のスナバコンデンサ802,806を直列接続し、小容量のスナバコンデンサ802,806と並列にスナバコンデンサ切替用IGBT803,807を接続した点である。このような構成としても同様の効果を得ることができる。
【0033】
図10に本発明による第四の実施例を示す。
【0034】
図10において図1と同一の構成要素には同じ符号を付してある。本実施例の特徴はダイオードとスナバコンデンサを同一半導体内に形成しワンチップ化したスナバコンデンサ内蔵ダイオード1001,1002を設けたことである。動作に関しては第一の実施例とほぼ同じであり、ターンオフ損失を低減できる。
【0035】
図11は、コンデンサを内蔵したダイオードの構成を示した模式図である。
1101はアノード電極、1102は強誘電体領域、1103は層間絶縁膜、1104はp型アノード層、1105はn− 層、1106はn+ 基板、1107はカソード電極である。n+ 基板1106にn− 層1105をエピタキシャル成長させ、このn− 層1105内にp型アノード層1104を形成し、さらにn− 層1105表面に強誘電体1102(たとえばチタン酸バリウム(BaTiO3))を堆積させ、その上にアノード電極1101をp型アノード層1104と強誘電体領域1102が短絡するように形成する。このような構造とすることによりダイオードとコンデンサを一つの半導体チップに形成ができる。
【0036】
次にスナバコンデンサ内蔵ダイオード1001,1002の動作を説明する。まず、ダイオードのアノードとカソードの間に正の電圧が印加され、ダイオードのビルトイン電圧(約0.7V )を超えるとダイオードがオンし、アノードからカソードへ電流が流れる。次にアノードとカソードの間に負の電圧が印加されるとダイオードは逆バイアス状態となり電流は流れない。pn接合が逆バイアス状態になるとn− 層1105に空乏層が形成される。この空乏層は印加電圧が大きくなると広がる。印加電圧が低い状態ではほとんど空乏層が広がらないためにコンデンサ容量はほぼ誘電体1102で決まる容量になる。そして印加電圧が高くなると空乏層が広がり、誘電体1102で形成される容量と空乏層で形成される容量1108の直列回路で容量が決まる。このような素子を共振回路に適用することによって第一の実施例とほぼ同じ効果が得られ、さらにダイオードとスナバコンデンサを1チップ化できる。本実施例によれば、ターンオフ損失を低減しつつ、ダイオードとスナバコンデンサをワンチップ化できることから部品点数が低減でき、回路の小型化,低コスト化が実現できる。
【0037】
以上、述べてきた種々の共振回路は電磁調理器だけでなく、あらゆる共振回路を用いた電力変換システムに適用できる。
【0038】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、電圧の増加期間を長くすることなく、ターンオフ損失を低減でき、高周波化が容易にでき安定した動作が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第一の実施例による共振回路の回路図である。
【図2】従来の共振回路の回路図である。
【図3】可変コンデンサの断面構造を示す模式図である。
【図4】従来の共振回路の動作波形である。
【図5】本発明の第一の実施例による動作波形である。
【図6】可変コンデンサの動作を示すグラフである。
【図7】本発明の第二の実施例による共振回路の回路図である。
【図8】本発明の第三の実施例による共振回路の回路図である。
【図9】本発明の第二の実施例による動作波形である。
【図10】本発明の第四の実施例による共振回路の回路図である。
【図11】コンデンサ内蔵ダイオードの断面構造を示す模式図である。
【符号の説明】
101…交流電源、105,106…IGBT、107,108…ダイオード、109,110…可変スナバコンデンサ、111,112…共振コンデンサ、113…加熱コイル、1001,1002…スナバコンデンサ内蔵ダイオード。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用スイッチング素子を備えた共振回路及び該共振回路を用いた電力変換システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般に、電磁調理器や炊飯器等に使われる共振回路の電力変換装置には、電力用スイッチング素子として、パワーMOSFET,IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)等のMOSゲート入力型の半導体素子が用いられている。このようなMOSゲート入力型の半導体素子は、スイッチング速度が速いため高周波化できることや、ゲート信号が電圧制御のため容易に駆動できるという効果を有している。
【0003】
図2に共振回路の一例として誘導加熱用の電流共振型の回路を示す。
【0004】
図2において101は交流電源、102は整流回路(たとえばダイオードブリッジ)、103は平滑用リアクトル、104は平滑用コンデンサ、105は上アームのIGBT、106は下アームのIGBT、107は上アームのダイオード、108は下アームのダイオード、201,202はスナバコンデンサ、111,112は共振コンデンサ、113は加熱コイル、114,115は抵抗、116,117はゲート駆動回路である。
【0005】
この回路の動作を説明する。まず、上下のIGBT105,106がオフの状態を考える。この状態ではゲート駆動回路116および117からは信号が出ておらず、IGBT105および106のゲートは0Vになっている。IGBT105および106がオフであるので、加熱コイル113には電流が流れず、IGBT105のコレクタとIGBT106のエミッタの間には整流回路102の出力電圧が印加されている。ゲート駆動回路116からオンの信号がIGBT105のゲートに入力されると、IGBT105がオンし、IGBT105,加熱コイル113,共振コンデンサ112に電流が流れはじめる。
【0006】
次にIGBT105をある所定のタイミングでオフすると、IGBT105に流れる電流は遮断される。加熱コイル113に蓄えられたエネルギーにより、電流は共振コンデンサ112,スナバコンデンサ202,加熱コイル113のループと共振コンデンサ111,スナバコンデンサ201,加熱コイル113のループに流れる。次にスナバコンデンサ201が充電され、スナバコンデンサ202が放電されると共振コンデンサ111,平滑コンデンサ104,ダイオード108,加熱コイル113のループおよび共振コンデンサ112,ダイオード108,加熱コイル113のループに電流が流れる。そして加熱コイル113に蓄えられたエネルギーが無くなると共振コンデンサ111および共振コンデンサ112に充電されたエネルギーにより逆方向に電流が流れ始める。電流が逆方向に流れる前に下アームのIGBT106にゲート駆動回路117からオンの信号を入力しIGBT106をオンさせておくと、共振コンデンサ111および112から加熱コイル113を通ってIGBT106に電流が流れる。
【0007】
次にIGBT106を所定のタイミングでオフすると、IGBT106に流れる電流は遮断される。加熱コイル113に蓄えられたエネルギーにより電流は共振コンデンサ112,加熱コイル113,スナバコンデンサ202のループおよび加熱コイル113,共振コンデンサ111,スナバコンデンサ201のループに流れる。
【0008】
次にスナバコンデンサ201が放電され、スナバコンデンサ202が充電されるとダイオード107がオンし、共振コンデンサ111,加熱コイル113のループおよび共振コンデンサ112,加熱コイル113,ダイオード107,平滑コンデンサ104のループに電流が流れる。
【0009】
以上説明した動作が加熱コイル113と共振コンデンサ111および共振コンデンサ112の共振周波数で繰り返えされることにより加熱コイル113の鋸歯状の電流が流れ電磁誘導により鍋(図示せず)を加熱する。
【0010】
共振回路が動いている時にIGBT105で発生する損失にはIGBT105がオン状態の時に発生するオン損失と、ターンオフの時に発生するターンオフ損失がある。オン損失はIGBT105に流れる電流と、その時にIGBT105のコレクタ,エミッタ間に発生する電圧の積で決まる。
【0011】
図4にターンオフ時の波形を示す。共振回路では理想的にはコレクタ電流が0Aになってからコレクタ電圧が増加するため、ターンオフ損失は発生しない。しかし、図4中に示すようにt1の期間はIGBTに蓄積されたホールによるテール電流が流れるために、テール電流とコレクタ電圧の積で損失が発生する。この損失は高周波化するとスイッチング回数が増えるためさらに増大する。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の共振回路では、高周波化により出力電力を増大した場合には、ターンオフ損失が増加しIGBTの発熱量が大きくなり破壊してしまうという課題があった。
【0013】
ターンオフ損失はテール電流とコレクタ電圧の積で決まるため、損失を低減するにはテール電流を低減するか、コレクタ電圧の増加を抑制すればよい。テール電流を減らす方法としては、例えばIGBTに電子線を照射する方法,金や白金等の重金属を拡散する方法があるが、この方法ではオン状態での損失が増大するという課題がある。一方、コレクタ電圧の増加を抑える方法としては、スナバコンデンサの容量を増大させる方法がある。しかし、この方法ではコレクタ電圧が電源電圧まで増加するのに長い時間を要し、高周波化ができなくなるという課題がある。
【0014】
本発明は、上記課題を解決しターンオフ損失を低減できる共振回路の提供を目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、絶縁ゲート半導体素子と、ダイオードと、インダクタンスと、共振コンデンサを備えた共振回路において、ターンオフ損失の低減手段を設けた共振回路において解決できる。
【0016】
【発明の実施の形態】
図1に本発明による第一の実施例の共振回路を示す。
【0017】
図1においては、図2と同一の構成要素には同じ符号が付してある。図1の構成を説明すると、交流電源(たとえば商用交流電源)101の一方の出力端子は、整流回路102たとえばダイオードブリッジによる全波整流器の一方の入力端子に接続され、交流電源の他方の出力端子は、整流器の他方の入力端子に接続されている。この整流回路102の負極の出力端子はグランドラインに接続されている。整流器の正極側の出力端子は、平滑リアクトル103,平滑コンデンサ104を介し、グランドラインに接続されている。また、平滑リアクトル103と平滑コンデンサ104の接続点はIGBT105のコレクタ端子が接続され、IGBT105のエミッタ端子にはIGBT106のコレクタ端子が接続され、IGBT106のエミッタ端子はグランドラインに接続されるとともに共振コンデンサ111と共振コンデンサ112が直列接続を介しグランドラインに接続される。
【0018】
さらにIGBT105のコレクタにダイオード107のカソード、IGBT105のエミッタにはダイオード107のアノードが接続され、IGBT106のコレクタにダイオード108のカソード、IGBT106のエミッタにはダイオード108のアノードが接続されている。IGBT105のゲート端子にはゲート駆動回路116の一方の出力端子が接続され、他方の出力端子はIGBT105のエミッタ端子に接続されている。IGBT106のゲート端子はゲート駆動回路117の一方の出力端子が接続され、他方の出力端子はIGBT106のエミッタ端子に接続されている。可変スナバコンデンサ109がIGBT105のコレクタ,エミッタ間に接続され、可変スナバコンデンサ110がIGBT106のコレクタ,エミッタ間に接続されている。可変スナバコンデンサ109と可変スナバコンデンサ110の接続点は加熱コイル113を介し、共振コンデンサ111と共振コンデンサ112の接続点に接続されている。さらに共振コンデンサ111と並列に抵抗114が接続され、共振コンデンサ112と並列に抵抗115が接続されている。
【0019】
本実施例の特徴は、印加される電圧により容量の変化する可変スナバコンデンサ109,110をIGBT105,106と並列に接続することにより、ターンオフ損失を低減した点である。この可変スナバコンデンサは印加電圧が低いと容量が大きく、印加電圧が高いと容量が小さくなる特性を持っている。
【0020】
図5は本実施例によるターンオフ波形を示す。図5に示すように可変スナバコンデンサ109,110はテール電流が流れている期間t1では印加電圧が低いため、容量が大きくコレクタ電圧の増加が遅くなる。このためテール電流とコレクタ電圧の積が小さくなり、図5に示すようにターンオフ時の損失が図4の損失よりも抑制される。また、t2の期間ではコレクタ電圧の増加に伴い容量が小さくなるために、電圧が急激に増加し、t1+t2が図4のt1+t2と変化しない。つまり周波数を変えることなくターンオフ損失を低減できる。また、高周波化によってt1+t2が小さくなる場合でも、本発明を使えばターンオフ損失の増大を防止できる。
【0021】
以上説明したように本実施例によれば、ターンオフ時にテール電流が流れている期間だけスナバコンデンサの容量を大きくすることでターンオフ損失を低減でき、回路を高周波化した時のターンオフ損失の増大を抑制でき、IGBTの発熱による破壊を防止できるという効果がある。
【0022】
本実施例ではIGBTを使って説明したが、他のデバイス(たとえばパワーMOSFET)でも同様の効果を得ることができる。さらに、図1における共振回路は電磁調理器だけでなく、あらゆる共振回路を用いた電力変換システムに適用できる。
【0023】
図3に本発明の可変コンデンサの断面構造を表している。
【0024】
本実施例の特徴はp型またはn型にドープされたシリコン基板上に誘電体を堆積させ、コンデンサを形成した点である。図3において、301は電極、302は誘電体、303はシリコン基板、304は電極である。まず、p型またはn型にドープしたシリコン基板303上に誘電体302たとえばチタン酸バリウム(BaTiO3 )を堆積させ、その上に電極301を形成し、シリコン面にも電極304を形成する。このコンデンサを図1の可変スナバコンデンサ109および110として使用する。
【0025】
図6に可変コンデンサの印加電圧とコンデンサ容量の関係を示す。図6に示すように印加電圧が増加するとコンデンサ容量が低下する特性となる。このコンデンサの動作を説明する。まず、印加電圧が低い状態では、シリコン基板303には空乏層がほとんど形成されないためコンデンサの容量は誘電体302の容量と等しくなる。次にコンデンサの両端の印加電圧を増加するとシリコン基板303に空乏層が形成され、誘電体302の容量305と空乏層によって形成される容量306の直列回路となる。空乏層は印加電圧が大きくなるに従い広がり、容量が低下する図6に示す特性となる。
【0026】
本実施例によれば図6のように電圧が増加するとコンデンサ容量が低下する特性を得られるためスナバコンデンサとして使用すればターンオフ損失の低減が可能になる。これによりIGBTの発熱による破壊を防止できるという効果がある。
【0027】
本実施例では誘電体をBaTiO3 としたが、もちろんこれに限定されるわけではなく、その他の誘電体材料を使っても同様の効果を得られる。また、基板もシリコンでなくてもよい。半導体の表面に誘電物を形成し構造であれば同様な効果が得られる。
【0028】
図7に本発明による第二の実施例の回路図を示す。
【0029】
図7において図1と同一の構成要素には同じ符号が付してある。701は大容量のスナバコンデンサ、702は小容量のスナバコンデンサ、703はスナバコンデンサ切替用IGBT、704はゲート駆動回路、705は大容量のスナバコンデンサ、706は小容量のスナバコンデンサ、707はスナバコンデンサ切替用IGBT、708はゲート駆動回路である。
【0030】
本実施例の特徴は大容量のスナバコンデンサとスナバコンデンサ切替用IGBTを直列接続し、この直列回路と並列に小容量のスナバコンデンサを接続した点である。動作を説明する。図9にターンオフ波形を示す。ターンオフ時にテール電流t1が流れている期間はスナバコンデンサ切替用IGBTをオンし、大容量のスナバコンデンサを接続してコレクタ電圧の増加を抑制してターンオフ損失を低減する。次に、テール電流が流れなくなる期間t2ではスナバコンデンサ用IGBTをオフして、小容量のスナバコンデンサを接続し電圧を急激に増加させて、t1+t2が増加しないようにしている。本実施例によれば、特殊なコンデンサを使用することなく一般的な電子部品で回路を構成できるため、安価で信頼性の高い共振回路を実現できる。
【0031】
図8に本発明による第三の実施例の回路図を示す。
【0032】
図8において図1と同一の構成要素には同じ符号が付してある。801は大容量のスナバコンデンサ、802は小容量のスナバコンデンサ、803はスナバコンデンサ切替用IGBT、804はゲート駆動回路、805は大容量のスナバコンデンサ、806は小容量のスナバコンデンサ、807はスナバコンデンサ切替用IGBT、808はゲート駆動回路である。本実施例の特徴は大容量のスナバコンデンサ801,805と小容量のスナバコンデンサ802,806を直列接続し、小容量のスナバコンデンサ802,806と並列にスナバコンデンサ切替用IGBT803,807を接続した点である。このような構成としても同様の効果を得ることができる。
【0033】
図10に本発明による第四の実施例を示す。
【0034】
図10において図1と同一の構成要素には同じ符号を付してある。本実施例の特徴はダイオードとスナバコンデンサを同一半導体内に形成しワンチップ化したスナバコンデンサ内蔵ダイオード1001,1002を設けたことである。動作に関しては第一の実施例とほぼ同じであり、ターンオフ損失を低減できる。
【0035】
図11は、コンデンサを内蔵したダイオードの構成を示した模式図である。
1101はアノード電極、1102は強誘電体領域、1103は層間絶縁膜、1104はp型アノード層、1105はn− 層、1106はn+ 基板、1107はカソード電極である。n+ 基板1106にn− 層1105をエピタキシャル成長させ、このn− 層1105内にp型アノード層1104を形成し、さらにn− 層1105表面に強誘電体1102(たとえばチタン酸バリウム(BaTiO3))を堆積させ、その上にアノード電極1101をp型アノード層1104と強誘電体領域1102が短絡するように形成する。このような構造とすることによりダイオードとコンデンサを一つの半導体チップに形成ができる。
【0036】
次にスナバコンデンサ内蔵ダイオード1001,1002の動作を説明する。まず、ダイオードのアノードとカソードの間に正の電圧が印加され、ダイオードのビルトイン電圧(約0.7V )を超えるとダイオードがオンし、アノードからカソードへ電流が流れる。次にアノードとカソードの間に負の電圧が印加されるとダイオードは逆バイアス状態となり電流は流れない。pn接合が逆バイアス状態になるとn− 層1105に空乏層が形成される。この空乏層は印加電圧が大きくなると広がる。印加電圧が低い状態ではほとんど空乏層が広がらないためにコンデンサ容量はほぼ誘電体1102で決まる容量になる。そして印加電圧が高くなると空乏層が広がり、誘電体1102で形成される容量と空乏層で形成される容量1108の直列回路で容量が決まる。このような素子を共振回路に適用することによって第一の実施例とほぼ同じ効果が得られ、さらにダイオードとスナバコンデンサを1チップ化できる。本実施例によれば、ターンオフ損失を低減しつつ、ダイオードとスナバコンデンサをワンチップ化できることから部品点数が低減でき、回路の小型化,低コスト化が実現できる。
【0037】
以上、述べてきた種々の共振回路は電磁調理器だけでなく、あらゆる共振回路を用いた電力変換システムに適用できる。
【0038】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、電圧の増加期間を長くすることなく、ターンオフ損失を低減でき、高周波化が容易にでき安定した動作が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第一の実施例による共振回路の回路図である。
【図2】従来の共振回路の回路図である。
【図3】可変コンデンサの断面構造を示す模式図である。
【図4】従来の共振回路の動作波形である。
【図5】本発明の第一の実施例による動作波形である。
【図6】可変コンデンサの動作を示すグラフである。
【図7】本発明の第二の実施例による共振回路の回路図である。
【図8】本発明の第三の実施例による共振回路の回路図である。
【図9】本発明の第二の実施例による動作波形である。
【図10】本発明の第四の実施例による共振回路の回路図である。
【図11】コンデンサ内蔵ダイオードの断面構造を示す模式図である。
【符号の説明】
101…交流電源、105,106…IGBT、107,108…ダイオード、109,110…可変スナバコンデンサ、111,112…共振コンデンサ、113…加熱コイル、1001,1002…スナバコンデンサ内蔵ダイオード。
Claims (7)
- 電流を制御する制御端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、前記絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、前記絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、前記インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサを備えた共振回路において、
印加電圧によってコンデンサ容量が変化するスナバコンデンサを前記絶縁ゲート半導体と並列に設けたことを特徴とする共振回路。 - 少なくとも、半導体基体と、前記半導体基体の上に堆積させた誘電体を備えたスナバコンデンサであることを特徴とする請求項1記載の共振回路。
- 電流を制御する制御端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、前記絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、前記絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、前記インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサを備えた共振回路において、
第一のスナバコンデンサと切替用絶縁ゲート半導体素子からなる直列回路を前記絶縁ゲート半導体素子と並列に接続し、前記第一のスナバコンデンサよりも容量の小さい第二のスナバコンデンサを前記直列回路と並列に接続したことを特徴とする共振回路。 - 電流を制御する制御端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、前記絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、前記絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、前記インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサを備えた共振回路において、
第一のスナバコンデンサと第二のスナバコンデンサからなる直列回路を前記絶縁ゲート半導体素子と並列に接続し、切替用絶縁ゲート半導体素子を前記第二のスナバコンデンサと並列に接続したことを特徴とする共振回路。 - 電流を制御する制御端子を有する絶縁ゲート半導体素子と、前記絶縁ゲート半導体素子と逆並列に接続されるダイオードと、前記絶縁ゲート半導体素子と直列に接続されるインダクタンスと、前記インダクタンスと直列共振させる共振コンデンサを備えた共振回路において、
印加電圧によってコンデンサ容量が変化するスナバコンデンサを内蔵したダイオードを前記絶縁ゲート半導体素子と並列に接続したことを特徴とする共振回路。 - 前記スナバコンデンサを内蔵したダイオードは、一対の主表面を有する半導体基体と、前記半導体基体の主表面に隣接する一方導電型の第1の層と、前記第1の層内に主表面と隣接した他方導電型の第2の層と、一方の主表面に第1の電極と、他方の主表面に誘電体と、前記誘電体と前記第2の層とを短絡する第2の電極を備えていることを特徴とする請求項5記載の共振回路。
- 請求項1から請求項6のいずれかに記載の共振回路を用いたことを特徴とする電力変換システム。
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