JPS5838796Y2 - 電圧安定化回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は直流電圧を安定化する電圧安定化回路に関する
。

スイッチング・レギュレータは高効率のため電圧安定化
回路として多用されている。

スイッチング・レギュレータの出力直流電圧を制御する
には、スイッチングの比率、即ちスイッチングで得た矩
形波電圧の衝撃係数を調整する方法と、この矩形波電属
の振巾を調整する方法とがある。

この内、振巾を調整する方法は、直流電源の出力電圧を
制御し、この制御された電圧に応じたレベルの矩形波を
発生して、トランス及び整流回路により出力直流電圧を
得ている。

また、この出力直流電圧を基準電圧と比較し、比較出力
により直流電源からの出力電圧を制御することにより、
出力直流電圧を安定化している。

この型式の電圧安定化回路を用いれば、矩形波から位相
の安定した交流電圧を得る二ともでき、例えば陰極線管
のヒータ等の交流負荷を駆動するのに都合がよい。

しかし、上述の型式の電圧安定化回路は、直流電源電圧
供給開始時において出力直流電圧が発生していないため
、比較出力が大きくなり矩形波電圧の振巾も大きくなる
。

よって出力直流電圧が一時的に異常に高くなり負荷を破
壊するおそれがある。

本考案は斯かる点に鑑み直流電源電圧供給開始時に異常
電圧の発生を防ぎ高効率の電圧安定化回路を提供せんと
するものである。

本考案によれば、直流電源からの出力電圧を制御する衝
撃係数制御型のスイッチング・レギュレータと、このス
イッチング・レギュレータの出力電圧に応じた電圧の矩
形波を発生しこの矩形波電圧をトランス及び整流回路に
より直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとを用い
て高効率を実現している。

またスイッチング・レギュレータを制御する差動増幅器
の一方の入力端子にこのレギュレータからの直流電圧の
分圧電圧を供給し、他方の人刃端子にツェナーダイオー
ドを接続して、直流電源電圧供給開始時の異常電圧を防
止している。

まず第１図を参照して本考案に用いるスイッチング・レ
ギュレータに好適なスイッチング回路の一例を説明する
。

第１図に於いて、１は例えば商用電源を整流した正の直
流電圧が供給される入力端子を示し、この入力端子１を
ｐｎｐ形トランジスタ２のエミッタに接続し、このトラ
ンジスタ２のコレクタを電流ｌ・ランス３の１次巻線３
ａのホット端に接続し、この１次巻線３ａのコールド端
より出力端子４を導出すると共にこのトランジスタ２の
ベースヨリこのトランジスタ２の導通を制御する導通制
御信号の入力端子５を導出する。

又トランス３の２次巻線３ｂのホット端をトランジスタ
２のエミッタに接続し、このトランス３の２次巻線３ｂ
のコールド端をトランジスタ２のベースに接続する。

又本例に於いてはトランジスタ２のエミッタをトランジ
スタ２の非導通を制御する制御器を構成するｐｎｐ形ト
ランジスタ６のエミッタに接続し、このトランジスタ６
のコレクタをトランジスタ２のベースに接続し、このト
ランジスタ６のベースより、トランジスタ２の非導通を
制御する非導通制御信号の入力端子７を導出する。

スイッチング回路の一例は上述の如く構成されているの
で、導通制御信号入力端子５に第２図Ｃに示す如き導通
制御信号を供給したときトランジスタ２は導通となり、
このトランジスタ２が導通すると１〜ランス３の１次巻
線３ａに電流が流れ、この１次巻線３ａの電流変化に依
りこの２次巻線３ｂに電流変化を生じ、この２次巻線３
ｂの電流変化に依る電流をトランジスタ２のベースに供
給しているので、トランジスタ２とトランス３とで正帰
還回路を構成し、このトランス３の２次巻線３ｂのイン
ダクタンス値で決る時間、このトランジスタ２を導通す
る。

従ってこの場合導通制御信号としてはトランジスタ２を
一旦導通とするだけのパルス信号で良い。

次に非導通制御信号入力端子７に第２図りに示す如き非
導通制御信号を供給したときトランジスタ６が導通し、
Ｉ・ランジスタ２のエミッタ・ベース間を短絡するので
、このトランジスタ２が非導通となり、又このときトラ
ンス３の１次巻線３ａに電流が流れないので、このトラ
ンス３の２次巻線３ｂにも電圧が誘起されない。

従ってこの第１図に示す如きスイッチング回路の導通制
御信号入力端子５及び非導通制御信号入力端子７に夫々
第２図Ｃ及びＤに示す如き導通制御信号及び非導通制御
信号を供給したときはトランジスタ２のベースに第２図
Ｂに示す如き電流が流れ、このトランジスタ２のコレク
タに第２図Ａに示す如き、導通制御信号及び非導通制御
信号に依り決る時間巾の電流が流れ、この第２図Ａに示
す如き電流が出力端子４に得られる。

斯るスイッチング回路の一例に依ればトランジスタ２の
導通・非導通を制御するのに制御信号としてｌ・ランジ
スタを一旦導通及び非導通とするパルス信号で良いので
制御信号の電力が小さくて良いと共に１個のトランジス
タ２を導通・非導通としているので飽和電圧が小さく効
率が良く発熱が小さい。

更に又導通時に１ヘランジスタ２とトランス３とで正帰
還回路を構成するのでスイッチング速度が早くなる利益
がある。

斯るスイッチング回路をスイッチングレギュレータに用
いた本考案電圧安定化回路の一実施例を第３図に示す。

この第３図に於いて、第１図に対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。

８は商用電源を整流して得た直流電圧に対応する電池を
示し、この電池８の負極を接地し、この電池８の正極を
入力端子１に接続する。

この第３図例に於いては比較的大電流を流すのでスイッ
チング用のトランジスタ２として２個のｐ卵形トランジ
スタ２ａ、２ｂを並列接続したものを使用している。

又トランス３の２次巻線３ｂのコールド端を逆流防止用
のダイオード９及び抵抗器１０の並列回路を介してトラ
ンジスタ２のベースに接続している。

この抵抗器１０はトランジスタ２が非導通になったとき
にトランス３に蓄えられているエネルギーを放出する為
のものである。

又トランス３の１次巻線３ａのコールド端をフライホイ
ール用ダイオード１１を介して接地すると共にこの１次
巻線３ａのコールド端をローパス（平滑）フィルタ１２
を介してマルチバイブレータ１３の電源端子に供給する
。

この場合マルチバイブレータ１３の出力側にはローパス
フィルタ１２の出刃側に得られる直流電圧のレベルに応
じたレベルの矩形波信号が得られる。

このマルチバイブレータ１３の出力信号をこのマルチバ
イブＬ・−夕１３と共にＤＣ−ＤＣコンバータを構成す
るトランス１４の１次巻線１４ａに供給すると共にこの
トランス１４の２次巻線１４ｂ及び３次巻線１４Ｃに夫
々得られる交流信号を整流回路１５ａ及び１５ｂにより
夫々整流して直流電圧出力端子１６ ａ及び１６ｂに供
給する。

この場合直流電圧出力端子１６ ａ及び１６ ｂに夫々
得られる直流電圧値は比例したもので゛ある。

又このマルチバイブレータ１３の出力側に得られる矩形
波信号を抵抗器１７及びコンデンサ１８を介して叩ｎ形
トランジスタ１９ ａと共に差動増幅器構成となされた
ｎｐｎ形トランジスタ１９ｂのベースに供給し、このト
ランジスタ１９ｂのベースを抵抗器２０ ａを介してロ
ーパスフィルタ１２の出力側に接続すると共にこのベー
スを抵抗器２０ｂを介して接地して、このトランジスタ
１９ｂのベースに所定の直流バイアスを供給し、更にこ
のトランジスタ１９ ｂのベースをコンデンサ２１を介
して接地する。

この場合抵抗器１７、コンデンサ１８及び２１で積分回
路を構成する。

従ってこの１ヘランジスタ１９ｂのベースには所定周期
のマルチバイブレータ１３の出力の矩形波信号の積分さ
れた鋸歯状波信号が供給される。

尚、トランジスタ２，６、トランス３、ダイオード１１
．フィルタ１２等はスイッチングレギュレータを構成す
る。

又入力端子１に得られる直流電圧を例えばツェナーダイ
オード等に依り構成した基準電圧発生回路２２に供給し
、この基準電圧発生回路２２の出力側に得られる基準電
圧を比較回路２３の一方の入力端子に供給し、又整流回
路１５ｂの出力側に得られる出力直流電圧を分圧回路を
構成する２個の抵抗器２４ ａ及び２４ ｂの直列回路
の両端間に供給し、この抵抗器２４ ａ及び２４ ｂの
接続中点に得られる出力電圧に比例した電圧を比較電圧
として比較回路２３の他方の入力端子に供給する。

この比較回路２３の出力側に得られる基準電圧と比較電
圧との差に応じた誤差電圧をトランジスタ１９ ａのベ
ースに接続し、又このトランジスタ１９ａを保護用のツ
ェナーダイオード２５を介して接地する。

又このトランジスタ１９ａ及び１９ｂの夫々のエミッタ
を互に接続し、このエミッタの接続点を抵抗器２６を介
して接地し、このトランジスタ１９ ａのコレクタをト
ランジスタ２のベースに接続すると共にトランジスタ１
９ｂのコレクタをトランジスタ６のベースに接続し、こ
のトランジスタ６のベースを抵抗器２７を介してこのト
ランジスタ６のエミッタに接続したものである。

斯る第３図に於いては、比較回路２３の一方の入力端子
に基準電圧を供給すると共にこの比較回路２３の他方の
入力端子に出力直流電圧に比例した比較電圧を供給して
いるのでこの比較回路２３の出力側にはこの出力直流電
圧に応じた誤差信号が得られ、この誤差信号がトランジ
スタ１９ ａのベースに供給されると共にトランジスタ
１９ｂのベースにマルチバイブレータ１３の出力信号に
同期した鋸歯状波信号が供給されているので、Ｉ・ラン
ジスタ１９ ａのコレクタにこの誤差信号のレベルに反
比例したパルス巾の第１の矩形波信号が得られ、更にト
ランジスタ１９ ｂのコレクタにはトランジスタ１９
ａのコレクタに得られる第１の矩形波信号の位相が反転
した第２の矩形波信号が得られ、このトランジスタ１９
ａのコレクタに得られる第１の矩形波信号によりＩ・
ランジスタ２を導通とし、ｌ・ランジスタ１９ｂのコレ
クタに得られる第２の矩形波信号によりトランジスタ２
を非導通としているので出力端子１６ ａ 、１６ ｂ
には安定化された直流電圧が得られる。

又、直流電源である電池８からの直流電圧供給開始時に
は、出力端子１６ａ及び１６ ｂに直流電圧がまだ発生
していない。

しかし基準電圧発生回路２２は電池８から直流電圧か直
接供給されているので、直ちに基準電圧を発生する。

よって比較回路２３の出力電圧が異常に高くなろうとす
るか゛、ツェナーダイオード２５の作用によりトランジ
スタ１９ ａのベース電圧はこのツェナーダイオード２
５で決まる電圧以上には高くならない。

ｌ・ランジスタ１９ ａ及び１９ｂ等から成る差動増幅
器は、このツェナーダイオード電圧と、ローパスフィル
タ１２の出力電圧を抵抗器２０ ａ及び２０ ｂで分圧
した電圧とを比較して、これらの電圧が等しくなるよう
にスイッチング・レギュレータ内のスイッチング・トラ
ンジスタ２ａ及び２ｂの導通及び非導通を制御する。

従って、フィルタ１２の出力電圧は抵抗器２０ ａ及び
２０ ｂの分圧比並びにツェナーダイオード２５で決ま
る電圧以上にはならず、電池８からの直流電圧供給開始
時に出力端子１６ａ及び１６ｂに異常電圧は発生しない
。

そして、出力端子１６ ａ及び１６ ｂに直流電圧が発
生すると、比較回路２３の出力電圧は下り、ツェナーダ
イオード２５は非導通となり上述の通常動作を行なう。

このとき抵抗器２０ ａ及び２０ ｂは上述の如くバイ
アス用として働く。

又第４図、第５図、第６図及び第７図は夫々スイッチン
グレギュレータに用いるスイッチング回路の他の例を示
し、之等第４図、第５図、第６図及び第７図に於いて第
１図に対応する部分には夫々同一符号を付し、その詳細
説明は省略する。

第４図は第１図に於いてトランジスタ２及び６を夫々ｎ
ｐｎ形）−ランジスタで構成する様にしたもので、この
第４図に於いては入力端子１に負の直流電圧を供給する
。

斯る第４図に於いて第１図同様の作用効果があることは
容易に理解できよう。

又第５図は第４図に於いてトランジスタ２のコレクタ及
びエミッタの夫々の接続を互に入れ換えたものである。

斯る第５図に於いても第１図同様の作用効果があること
は容易に理解できよう。

又第６図は第５図に於いてトランジスタ６のエミッタを
接地する様にしたもので、この第６図に於いてもこのト
ランジスタ６を導通としたときトランジスタ２を非導通
とするので第１図同様の作用効果があることは容易に理
解できよう。

又第７図は入力端子１をダイオード２８のアノードに接
続し、このダイオード２８のカソードをｐｎｐ形トラン
ジスタ２のエミッタに接続し、トランス３の２次巻線３
ｂのホット端を入力端子１に接続し、又この入力端子１
をＳＣＲ２９のアノードに接続し、このＳＣＲ２９のカ
ソードをトランジスタ２のベースに接続し、このＳＣＲ
２９のゲートをコンテ゛ンサ３０を介して非導通制御信
号の入力端子７に接続し、このＳＣＲ２９のゲートを抵
抗器３１を介してこのＳＣＲ２９のカソードに接続し、
その他は第１図と同様に構成したもので、この第７図に
於いても非導通制御信号の入力端子７に非導通制御信号
を供給したときＳＣＲ２９が導通し、トランジスタ２の
ベースの電圧をこのエミッタの電圧より高くなるので、
このトランジスタ２が非導通となり、この第７図に於い
ても第１図と同様の作用効果があることは容易に理解で
きよう。

上述の如く本考案の電圧安定化回路によれば、スイッチ
ング・レギュレータを利用しているので高効率である。

また差動増幅器の一方の入力端子に通常は非導通である
ツェナーダイオードを接続し、他方の入力端子にＤＣ−
ＤＣコンバータの入力電圧を分圧して入力しているので
、直流電源電圧供給開始時に、異常に高い直流出力電圧
が発生して負荷を破壊することを防止できる。

またＤＣＤＣコンバータの矩形波からトランスを介して
交流電圧を得れば、この交流電圧は位相が安定しており
、交流負荷を確実に駆動できる。

尚本考案は上述実施例に限ることなく本考案の要旨を逸
脱することなくその他種々の構成が取り得ることは勿論
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の電圧安定化回路に用いるスイッチング
回路の一例を示す接続図、第２図は第１図の説明に供す
る線図、第３図は本考案の電圧安定化回路の一実施例を
示す接続図、第４図、第５図、第６図及び第７図は夫々
スイッチング回路の他の例を示す接続図である。 ２はスイッチング・レギュレータ内のスイッチング・ト
ランジスタ、８は直流電源、１３はＤＣ−ＤＣコンバー
タ内のマルチバイブレータ、１５ａ及び１５ｂはＤＣ−
ＤＣコンバータ内の整流回路、１７は積分回路内の抵抗
器、１８及び２１は積分回路内のコンテ゛ンサ、１９ａ
及び１９ ｂは差動増幅器内のトランジスタ、２２は基
準電圧発生回路、２３は比較回路である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流電源と、該直流電源の出力電圧が供給されるスイッ
   チング・トランジスタ及び該スイッチング・トランジス
   タの出力電圧が供給される平滑フィルタを有するスイッ
   チング・レギュレータと、該スイッチング・レギュレー
   タの出力電圧に応じた電圧の矩形波を発生し該矩形波電
   圧をトランス及び整流回路により直流電圧に変換するＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータと、該ＤＣ−ＤＣコンバータの上記
   矩形波電圧を積分する積分回路と、上記スイッチング・
   レギュレータの出力端子及び基準電位源間に直列接続さ
   れ、上記積分回路の出力電圧が共通接続点に供給される
   第１及び第２抵抗器と、上記直流電源の出力電圧から基
   準電圧を発生する基準電圧発生回路と、上記ＤＣ−ＤＣ
   コンバータからの出力直流電圧に応じた電圧及び上記基
   準電圧を比較する比較回路と、一方の入力端子に上記第
   １及び第２抵抗器の共通接続点の電圧が供給され他方の
   入力端子に上記比較回路からの出力電圧が供給されると
   共に、出力電圧により上記スイッチング・トランジスタ
   の導通及び非導通を制御する差動増巾器と、該差動増巾
   器の他方の入力端子及び基準電位源間に接続されたツェ
   ナーダイオードとから構成したことを特徴とする電圧安
   定化回路。