JPS5838797Y2

JPS5838797Y2 - 自励型スイツチングレギユレ−タ直流電源装置

Info

Publication number: JPS5838797Y2
Application number: JP6526578U
Authority: JP
Inventors: 孝夫守友; 千広川口; 道寛鳥居
Original assignee: 富士電気化学株式会社
Priority date: 1978-05-16
Filing date: 1978-05-16
Publication date: 1983-09-01
Also published as: JPS54166525U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は自励型スイッチングレギュレータ直流電源装置
の改良に関し、更に詳しくは、出力電圧を検出する誤差
増幅回路とそれにより得られた出力信号の帰還回路を用
いずに出力を安定化することのできる電源装置に関する
。

スイッチングレギュレータ直流電源には様々な方式のも
のがあるが、その多くは出力電圧を検出して基準電圧と
比較し、その差分を増幅する誤差増幅回路と、得られた
出力信号によってパルス幅を制御するパルス幅変調回路
や周波数を制御する周波数変調回路等の信号帰還回路を
用いることにより出力電圧を安定化させるものであった
。

その極めて簡略化した形の一例を第１図に示す。

交流入力電源Ｅはスイッチｓｗを介して整流ダイオード
ブリッジＤ１および平滑コンテ゛ンサＣ１からなる整流
回路に接続され、スイッチングトランジスタＱ１を介し
て、フライホイルダイオードＤ６．チョークコイルＬ、
出力平滑コンデンサＣ３からなる平滑回路に接続される
。

平滑出力はコンパレータ１２の正入力端子に供給され、
また、該コンパレータ１２の負入力端子には基準電圧源
１３が抵抗Ｒ１６を介して接続される。

コンパレータ１２の比較結果はスイッチングトランジス
タＱ１のベースに供給され、それを制御する。

なお、Ｒｏはダミー抵抗である。この装置では、出力電
圧の制御はスイッチングトランジスタＱ１とこれを駆動
するコンパレータ１２によって行われる。

つまり、コンパレータ１２は、出力電圧と基準電圧とを
比較すると共に、帰還抵抗Ｒ１５によって自励発振を起
こし、入力電圧の変動に応じて発振周波数を変え、直流
出力電圧の安定化を図っているのである。

そして、この安定化出力をＤＣ−ＤＣコンバータ５に入
力し、任意の直流電圧に変換して負荷Ｒ１４に直流電力
を供給する。

このように、従来のスイッチングレギュレータでは、出
力電圧を検出し、それと基準電圧とを比較する誤差増幅
回路と、比較結果に応じてスイッチング素子を制御する
帰還回路が必要であり、回路構成も複雑化する欠点があ
る。

特に、比較的負荷変動の少ない装置に使用する場合、た
とえばＩＣメモリ等のバックアップ電源等に使用するに
は、より簡単な回路構成で安定度が良く、シかも低置で
あることが肝要である。

しかるに、従来のスイッチングレギュレータではかかる
要求を十分満足しうるものとは言えなかった。

本考案は、上記のような従来技術の実情に鑑みなされた
ものであって、その目的は、出力電圧を検出する誤差増
幅回路とその出力信号を帰還するための回路を必要とせ
ず、簡単な回路構成で効率良く入力電圧変動に対する出
力電圧の安定化を図ることのできる自励型スイッチング
レギュレータ直流電源装置を提供することにある。

即ち本考案は、交流入力を整流する整流回路と、その整
流出力を断続制御するスイッチング部と、得られたスイ
ッチング出力を平滑化する平滑回路とを直列接続してな
るスイッチング直流電源装置において、スイッチング部
をスイッチング駆動する駆動用トランジスタと、該駆動
用トランジスタのバイアス回路と、前記整流回路の出力
端に接続されるパルス電圧発生回路とを備え、該パルス
電圧発生回路は、前記駆動用トランジスタのオン・オフ
によりオン・オフされるスイッチ回路と、該スイッチ回
路に直列に接続される時定数をもつ充放電回路と、該充
放電回路に接続され、その端子電圧でオン・オフ及びベ
ース電流が制御されるトランジスタ回路を有し、該トラ
ンジスタ回路のトランジスタのコレクタ電圧を前記駆動
用トランジスタのベース回路に印加してそのベース電流
を制御するよう構成され、前記充放電回路の時定数と前
記トランジスタ回路による駆動用トランジスタのストレ
ージ時間の変化によりスイッチング部のオン・オフ時間
を制御するようにした自励型スイッチングレギュレータ
直流電源装置である。

以下、図面に基づき本考案について更に詳しく説明する
。

第２図は本考案の一実施例を示す回路図である。

交流入力電源Ｅは、スイッチｓｗを介して整流回路１に
接続される。

整流回路１は、整流ダイオード・ブリッジＤ１と平滑コ
ンデンサＣ１からなる。

平滑コンテ゛ンサＣ１の正極は、ダイオード・ブリッジ
Ｄ１のカソード側と、また平滑コンデンサＣ１の負極は
ダイオード・ブリッジＤ１のアノード側と接続されてお
り、交流入力を整流平滑化して直流電圧■１を得ている
。

この整流回路１はスイッチング回路２に接続され、整流
平滑化された直流電圧■１を供給する。

スイッチング回路２は、ＮＰＮ型スイッチングトランジ
スタＱ１と、ＰＮＰ型トランジスタＱ２を複合接続した
スイッチング部を有し、トランジスタＱ２のエミッタは
スイッチングトランジスタＱ１のコレクタと接続され、
またトランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ１の
ベースと接続されている。

スイッチングトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に
は抵抗Ｒ１が接続され、トランジスタＱ２のエミッタ・
ベース間に、抵抗Ｒ２が接続される。

そして、トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ３を介し
て駆動用ＮＰＮ型トランジスタＱ３のコレクタと接続さ
れ、そのエミッタは負電源ラインに接続されて、スイッ
チングトランジスタＱ１をドライブする。

駆動用トランジスタＱ３はバイアス回路によって所定の
状態にバイアスされる。

このバイアス回路は、正電源ラインと負電源ライン間に
直列接続された分割抵抗Ｒ５，Ｒ７を有し、それらの接
続点に接続されたベース抵抗Ｒ６の他端はダイオードＤ
４．Ｄ５を介して駆動用トランジスタＱ３のベースに接
続され、ベース電流を供給する。

また、前記整流回路１の出力はパルス電圧発生回路３に
も供給される。

パルス電圧発生回路３は、正電源ラインと負電源ライン
間に、レベルシフト用ツェナーダイオードＺＤ１、ＰＮ
Ｐ型トランジスタＱ４．抵抗Ｒ６，抵抗Ｒ１ｏとコンデ
ンサＣ２との並列回路を順次直列接続すると共に、トラ
ンジスタＱ４のエミッタ・ベース間に抵抗Ｒ８を、トラ
ンジスタＱ４のベースと駆動用トランジスタＱ３のコレ
クタ間に抵抗Ｒ４をそれぞれ接続し、更に、抵抗Ｒ９と
抵抗ＲＩＯの接続点をダイオードＤ２．Ｄ３を介して、
ＮＰＮ型トランジスタＱ５のベースと接続し、トランジ
スタＱ５のコレクタを、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点と
トランジスタＱ５のエミッタを負電源ラインとそれぞれ
接続してなる。

前記スイッチング回路２の出力電圧■２は平滑回路４に
入力され、平滑化された直流電圧■３が生じる。

平滑回路４は、フライホイルダイオードＤ６．チョーク
コイルＬ、平滑コンデンサＣ３，ダミー抵抗Ｒ工１から
なる。

この直流電圧ｖ３はＤＣ−ＤＣコンバータ５に入力され
て、そこで任意の直流電圧に変換されて負荷抵抗Ｒ１４
に供給されるのである。

なお、パルス電圧発生回路３のダイオードＤ２゜Ｄ３お
よびＤ４．Ｄ５は第３図に示す如く、ツェナーダイオー
ドＺＤ２．ＺＤ３に置換えてもよい。

次に、この装置の動作について説明する。

交流入力電圧Ｅを与え、スイッチＳＷを閉じると、交流
入力はダイオード・ブリッジＤ１によって整流されて平
滑コンデンサＣ０に供給され、その直流の端子電圧■１
が上昇し始める。

そして、スイッチング回路２の分割抵抗Ｒ５，Ｒ７に電
流が流れ、該抵抗Ｒ７の端子電圧も同様に上昇する。

抵抗Ｒ７の端子電圧Ｖ４が、ダイオードＤ４．Ｄ５にか
える順方向電圧ＶＦ４．ＶＦ５および駆動用トランジス
タＱ３のベース・エミッタ間飽和電圧ＶＢＥ（Ｓ）３の
総和より高くなると、トランジスタＱ３のベース電流が
分割抵抗Ｒ５ｙベース抵抗Ｒ６，及びダイオードＤ４．
Ｄ５を通して流れ、駆動用トランジスタＱ３が導通し、
そのコレクタ電流はトランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ
３を通って流れるため、トランジスタＱ２が導通し、該
トランジスタＱ２のコレクタ電流によってスイッチング
トランジスタＱ１を導通させることになる。

それ故、スイッチング回路２の出力端に電圧Ｖ２が生じ
、平滑回路４に入力され、その出力電圧ｖ３が負荷のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ５に供給される。

交流入力電圧Ｅが増加し続けると、駆動用トランジスタ
Ｑ３のベース電流も共に増加するため、スイッチングト
ランジスタＱ１のバイアスも増加するので、そのコレク
タ・エミッタ間電圧■。

Ｅは飽和し、スイッチング回路２の出力電圧Ｖ２も入力
交流電圧Ｅに比例し増加する。

逆に、駆動用トランジスタＱ３のコレクタ電圧■７は減
少し、飽和電圧ＶＣＥ（Ｓ）３となる。

整流回路の出力電圧ｖ１が、Ｖｌ〉（ＺＤｌのツェナー
電圧）＋（トランジスタＱ３のコレクタ電圧■７）＋（
トランジスタＱ４のベース・エミッタ間飽和電圧ＶＢＥ
（Ｓ）４）となると、パルス電圧発生回路３のトランジ
スタＱ４のベース電流が抵抗Ｒ４を通ってトランジスタ
Ｑ３のコレクタに流れる。

その結果、トランジスタＱ４が導通し、そのコレクタ電
流が抵抗Ｒｇ、Ｒｔｏを通って流れ、また、コンテ゛ン
サＣ２に充電電流が流れてトランジスタＱ４のコレクタ
電圧Ｖ５が上昇する。

そして、抵抗Ｒ１ｏの端子電圧ｖ６が、ダイオードＤ
２、Ｄ３にかかる順方向電圧Ｖｐ２、Ｖ
Ｆ３及びトランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧Ｖ
ＢＥ（Ｓ）５の総和を越えるとその電圧にクランプさ
れ、トランジスタＱ５のベースに抵抗Ｒ９を通ってベー
ス電流が流れることになり、トランジスタＱ５のコレク
タには抵抗Ｒ５を通ってコレクタ電流が流れる。

そのために抵抗Ｒ５の電圧降下によって、抵抗Ｒ７の端
子電圧■４の値が減少し、トランジスタＱ３のベース電
流が制限されることになる。

そして、さらに整流回路１の出力電圧■１が増加すると
、それとともに、トランジスタＱ４のベース電流も増加
し、また、トランジスタＱ５のベース電流も同様に増加
するために、トランジスタＱ５のコレクタ電流が増加す
ることで、そのコレクタ電圧Ｖ４がより減少し、そして
、抵抗Ｒ７の端子電圧■４が、ダイオードＤ４、
Ｄ５の順方向電圧ＶＦ４．ＶＦ５とトランジスタＱ３
のベース・エミッタ間飽和電圧ＶＢＥ（Ｓ）３の総和よ
り低くなると、該トランジスタＱ３のベース電流はカッ
ト・オフされる。

そこで、駆動用トランジスタＱ３はすぐにターン・オフ
しないで、該トランジスタＱ３のストレージ時間によっ
ておくれる。

第４図に各部の動作波形を示す。

横軸は時刻ｔである。

トランジスタＱ３が同図Ｃに示すように、時刻ｔ。

でターン・オフすると、その立ち上り時間は抵抗Ｒ３，
Ｒ４とトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間静電容
量等の時定数で決まることになる。

そして、トランジスタＱ３のコレクタ電圧■７の値がツ
ェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧とトランジスタ
Ｑ４のベース・エミッタ間飽和電圧ＶＢＥ（Ｓ）４の和
より高くなると、トランジスタＱ４がカット・オフとな
る。

そうするとトランジスタＱ４のコレクタ電圧Ｖ５は同図
Ｂに示す如く、急速に減少する。

また、抵抗ＲＩＯの端子電圧■６は同図りに示す如く、
抵抗ＲＩＯ，コンデンサＣ２の時定数で減少する。

一方、スイッチングトランジスタＱ１は、トランジスタ
Ｑ３のターン・オフによって時刻ｔ１でカット・オフと
なる。

その出力電圧Ｖ２の波形は、同図Ａの如くである。

ところで、コンデンサＣ２の放電による、端子電圧■６
の低下によって、トランジスタＱ５のベース電流はカッ
ト・オフとなるために、同図Ｅに示す如くトランジスタ
Ｑ５のコレクタ電圧ｖ４は立ち上る。

そして、時刻ｔ２で該コレクタ電圧■４がダイオードＤ
４．Ｄ５の順方向電圧ＶＦ４．ＶＦ５とトランジスタＱ
３のベース・エミッタ間飽和電圧ＶＢＥ（Ｓ）３の総和
イより、高くなるとトランジスタＱ３はスイッチ・オン
し、トランジスタＱ２．Ｑ１およびＱ４をスイッチ・オ
ンさせる。

トランジスタＱ４のスイッチ・オンにより、コンテ゛ン
サＣ２には、抵抗Ｒ９゜ＲＩＯとコンテ゛ンサＣ２の時
定数で充電電流が流れ、抵抗ＲＩＯの端子電圧■６は上
昇してくる。

時刻ｔ３で端子電圧■６がダイオードＤ２．Ｄ３の順方
向電圧ＶＦ２．ＶＦ３とトランジスタＱ５のベース・エ
ミッタ間飽和電圧ＶＢＥ（Ｓ）５の総和を超えると、同
図りに示す如く、電圧■６はその電圧にクランプされト
ランジスタＱ５が導通状態となる。

その結果、抵抗Ｒ７の端子電圧Ｖ４は、急速に減少し、
トランジスタＱ３の動作電圧レベル（同図Ｅのイ）より
も低下すると、トランジスタＱ３のベース電流はカット
・オフとなる。

そして、トランジスタＱ３のストレージ時間によるおく
れで、トランジスタＱ３は時刻ｔ４でターン・オフとな
り、再び時刻ｔ。

の状態に戻ることにより発振状態を繰り返えすことにな
る。

その後、時刻ｔ５では、トランジスタＱ１がカット・オ
フとなる。

すなわち、パルス電圧発生回路３の発振によって、トラ
ンジスタＱ５のコレクタにパルス電圧■４が生し、この
電圧■４によりスイッチング回路２か、周期’ｒ（ｔ１
〜ｔｓ）導通期間で（ｔ３〜ｔ５）のスイッチングをす
る。

そして、この出力電圧■２を平滑回路４に入力すると、
その平均化された出力電圧■３は、Ｖ３＝Ｖ２Ｘ− となる。

一度スイツチング回路２がスイッチングを開始すると、
スイッチングトランジスタＱ１の休止期間は、トランジ
スタＱ３がターン・オフし、トランジスタＱ３がスイッ
チ・オンする期間にほぼ比例する。

またスイッチングトランジスタＱ１の導通期間τは、ト
ランジスタＱ５のコレクタ電圧■４の振幅の大きさとト
ランジスタＱ３をバイアスする期間、すなわち、抵抗Ｒ
９，ＲＩＯ，コンデンサＣ２の充電時定数、クランプ電
圧の値、およびトランジスタＱ３のストレージ時間によ
り決まる。

入力交流電圧Ｅが大きくなり、整流回路１の出力電圧■
１がパルス電圧発生回路３の発振開始電圧■よりＪＶだ
け増加したときの動作状態の変化について、第５図に基
づき説明する。

同図において実線は整流出力電圧ｖ１が発振開始電圧■
に等しい場合（■１−■）、破線は整流出力電圧ｖ１が
発振開始電圧■よすＪＶ増加した場合（Ｖ、＝Ｖ−＋
−Ｊ■）の動作波形である。

なお、同図Ｈのイは、トランジスタＱ３がスイッチ・オ
ンする電圧レベルを示す。

また、同図において、ＦはトランジスタＱ３のコレクタ
電圧■７の波形、Ｇは充放電回路の端子電圧Ｖ６の波形
、ＨはトランジスタＱ５のコレクタ電圧■４の波形、■
はスイッチング部の出力■２の電圧波形である。

発振開始電圧■では、トランジスタＱ５のベース・バイ
アス量は比較的少なく設定しであるために、トランジス
タＱ５のコレクタ電流が少なくコレクタ電圧■４の値は
高い状態にある。

ところで、時刻ｔ。

でトランジスタＱ３がターン・オフし、順次トランジス
タＱ４がターン・オフし、そしてスイッチングトランジ
スタＱ１か゛カット・オフとなるとすると、トランジス
タＱ４のターン・オフによって、コンデンサＣ２の電荷
が放電し、端子電圧■６の低下によってトランジスタＱ
５のベース・電流がカット・オフされるため、該トラン
ジスタＱ５はターン・オフする。

そして、このコレクタ電圧ｖ４の電圧が立ち上り、レベ
ルイになるまでの期間ｔ２は同図Ｈに示す如く短い。

また、時刻ｔ２でトランジスタＱ３゜Ｑｌ、及びＱ４は
スイッチ・オンするがＩ・ランジスタＱ３のバイアス電
圧Ｖ４は高いため、該トランジスタＱ３のバイアス量が
増える。

そして、その後、トランジスタＱ５がスイッチ・オンし
、トランジスタＱ３のベース・バイアスをカット・オフ
しても、トランジスタＱ３のストレージ時間は必然的に
長くなり、トランジスタＱ３のターン・オフがおくれる
ことになり、スイッチングトランジスタＱ１の導通期間
で１も同様に長く、時刻ｔ５でカット・オフとなる。

すなわち、トランジスタＱ１の休止期間が短く、導通期
間τ１が長いため、τ１／Ｔ１の値も大きいので、平均
化された出力電圧■３はあまり減少しない。

次に、整流出力電圧ｖ１が増大し、Ｖ＋ＪＶになったと
すると、それに比例してトランジスタＱ４のベース電流
も増加するとともに、トランジスタＱ４のコレクタ電圧
■５も増加し、トランジスタＱ５のベース電流が増え、
そのために、トランジスタＱ５のコレクタ電流が増える
ことで、そのコレクタ電圧■４が減少する。

同図においての時刻ｔ。でトランジスタＱ３がターン・
オフすると、トランジスタＱ４もターン・オフするので
、コンテ゛ンサＣ２が放電し、電圧■６が低下するため
に、トランジスタＱ５はターン・オフとなるがトランジ
スタＱ５のコレクタ電圧■４の値が低いため、同図Ｈに
示す如く、トランジスタＱ５のコレクタ電圧ｖ４が立ち
上り、トランジスタＱ３のスイッチ・オンするレベルイ
になるまでの時間ｔ２′が長くなる。

そして、そのためスイッチングトランジスタＱ１の休止
期間も長くなる。

時刻ｔ２′でトランジスタＱ３がスイッチ・オンするが
、ｈランジスタＱ５のコレクタ電圧■４の値が低いため
にトランジスタＱ３のバイアス量も少なく、ベース領域
での蓄積電荷が少ない。

そしてトランジスタＱ３がスイッチ・オンすると前述と
同様にトランジスタＱ４．Ｑ１がスイッチ・オンし、そ
の後、トランジスタＱ５が導通し、トランジスタＱ３の
ベース・バイアスをカット・オフすることになる。

しかし、トランジスタＱ３のバイアス量が少ないため、
必然的にストレージ時間が短くなり、該トランジスタＱ
３が早くターン・オフすることで、スイッチングトラン
ジスタＱ１の導通期間τ１′も短くなり、時間ｔ５′で
゛トランジスタＱ工はカット・オフとなる。

すなわち、トランジスタＱ１の休止期間が長く、導通期
間τ２が短くなるので、τ２／Ｔ２の値が小さくなり、
出力電圧■３はＪＶの入力電圧の増加をより打ち消す方
向となる。

また発振周期もＴ１からＴ２と変化する。

第６図に入力交流電圧Ｅとパルス電圧ｖ４の平均値及び
出力電圧ｖ３の関係を示した。

入力電圧Ｅの増加とともに電圧ｖ４の値が低下し、出力
電圧■３は安定化していることがわかる。

また、この装置の電気特性を第７図に示した。

このようにして出力電圧■３を検出し、帰還しなくとも
、出力電圧の安定化を図ることができるのである。

即ち、上記のように入力電圧Ｅがある電圧になると、パ
ルス電圧発生回路３の抵抗Ｒ９，ＲＩＯとコンデンサＣ
２の充放電時定数によってトランジスタＱ５で作られる
パルス電圧ｖ４でレベルシフトダイオードを介してトラ
ンジスタＱ３を駆動し、トランジスタＱ４に正帰還する
とともに、トランジスタＱ３のストレージ時間を利用し
たオン・オフの時間おくれでもって、パルス電圧発生回
路３を発振させると同時に、スイッチング回路２をスイ
ッチングさせる。

また、入力電圧Ｅの増加に伴い、［・ランジスタＱ５の
コレクタ電圧が増加するのを利用し、トランジスタＱ３
のバイアス回路にかかるパルス電圧を、自ら調整し、ス
イッチング回路２のトランジスタＱ１の導通期間を調整
して、出力電圧Ｖ３の安定化を計っているのである。

本考案は、上記のように構成された自励型スイッチング
レギュレータ直流電源装置であるから出力電圧■３を検
出する誤差増幅回路と、その出力信号を帰還する回路が
なくとも、パルス電圧発生回路の発振開始入力電圧以上
の電圧において、効率よく入力電圧の変動に対して、出
力電圧Ｖ３の安定化を図ることができ、しかも抵抗Ｒ９
，ＲＩＯとコンテ゛ンサＣ２の時定数とレベルシフト用
ツェナーダイオードＺＤＩの値及びトランジスタの特性
を適当に選ぶことにより、図７に示す如く良い特性を示
す。

出力電圧■３のリップルを１／１０〜１／２０程度に抑
圧できるなど、極めて良好な特性を呈しうるちのである
。

また、本考案に係る装置は、回路が簡単でありながらも
、数％以下という良い安定度があるため、特に多重出力
を有するＤＣ−ＤＣコンバータの入力電源の安定化に使
用するが、比較的負荷変動の少ない、ＩＣメモリーのバ
ック・アップ電源のＤＣ−ＤＣコンバータ等の入力電源
の安定化に使用すると、価格的にも有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチングレギュレータ直流電源の回
路図、第２図は本考案に係る自励型スイッチングレギュ
レータ直流電源の一実施例の回路図、第３図は第２図の
一部分の他の実施例を示す回路図、第４図は第３図の回
路の各部の動作波形説明図、第５図は入力電圧がｌＶ変
動した場合の動作波形説明図、第６図は入力電圧とトラ
ンジスタＱ５のコレクタ電圧Ｖ４の平均値の関係を示す
図、第７図は入力電圧と効率、出力電圧、出力電力の関
係を示す図である。１・・・・・・整流回路、２・・・・・・スイッチング
回路、３・・・・・・パルス電圧発生回路、４・・・・
・・平滑回路、５・・・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

交流入力を整流する整流回路と、その整流出力を断続制
御するスイッチング部と、得られたスイッチング出力を
平滑化する平滑回路とを直列接続してなるスイッチング
直流電源装置において、スイッチング部をスイッチング
駆動する駆動用トランジスタと、該駆動用トランジスタ
のバイアス回路と、前記整流回路の出力端に接続される
パルス電圧発生回路とを備え、該パルス電圧発生回路は
、前記駆動用トランジスタのオン・オフによＦ）オン・
オフされるスイッチ回路と、該スイッチ回路に直列に接
続される時定数をもつ充放電回路と、該充放電回路に接
続され、その端子電圧でオン・オフ及びベース電流が制
御されるトランジスタ回路を有し、該トランジスタ回路
のトランジスタのコレクタ電圧を前記駆動用トランジス
タのベース回路に印加してそのベース電流を制御するよ
う構成され、前記充放電回路の時定数と前記トランジス
タ回路による駆動用トランジスタのストレージ時間の変
化によりスイッチング部のオン・オフ時間を制御するこ
とを特徴とする自励型スイッチングレギュレータ直流電
源装置。