JP3199571B2

JP3199571B2 - Ｄｃｄｃコンバータ装置

Info

Publication number: JP3199571B2
Application number: JP11930994A
Authority: JP
Inventors: 田雅春池
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-05-31
Filing date: 1994-05-31
Publication date: 2001-08-20
Anticipated expiration: 2016-08-20
Also published as: JPH07327358A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブロッキング発振を基
本にしたＲＣＣ型のＤＣＤＣコンバータ装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】

（従来技術の背景）近年のＤＣＤＣコンバータ装置は、
スイッチ素子にパワーＭＯＳＦＥＴを、制御方式にＰＷ
Ｍ方式を用いたものが主流になってきている。しかし、
ＭＯＳＦＥＴの導通と遮断の制御には、２．５〜５Ｖの
ゲート電圧や、ゲート容量を充電するための大きな過渡
電流が必要であることから、乾電池１〜2 本で動作す
るような電源電圧の低い機器へのＭＯＳＦＥＴの利用
は、ゲート駆動用の昇圧回路を介した制御や、変換した
出力電圧を自らの電源として消費するなど、特別の工夫
が必要になっている。そして、その工夫を賄うための電
力消費、部品点数、実装面積の増加と、起動時の不安定
さをもたらしている。一方、従来のバイポーラ・トラン
ジスタを用いたＲＣＣ型ＤＣＤＣコンバータは、制御回
路の電源電圧がＭＯＳＦＥＴほど高くなく、構成が簡単
であることから、電源電圧が低く、小容量の用途に良く
用いられている。

【０００３】（従来技術の構成）従来、この種のＤＣＤ
Ｃコンバータ装置は、起動抵抗、トランジスタ、ツェナ
ー・ダイオードなどから成る制御回路と、トランス、主
トランジスタ、ダイオード、帰還抵抗、帰還コンデンサ
などから成るブロッキング発振によって電力変換する主
回路とで構成されるのが一般的であった。

【０００４】図２０は乾電池１〜２本で動作するような
電源電圧の低い機器用に構成した昇圧型ＤＣＤＣコンバ
ータの回路図であり、入出力の絶縁が不要なのでトラン
スは２巻線になり、制御回路の構成要素も減って小型に
なっている。以下、その構成について図２０を参照しな
がら説明する。

【０００５】図２０において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、１８０は主トランジスタ、１８１は帰還コンデン
サ、１８２は帰還抵抗、１４２１、１４２２は起動抵
抗、１９０は出力ダイオード、１１１はツェナー・ダイ
オード、１１2 は抵抗、１１３はコンデンサ、１１４は
トランジスタである。そして、トランス１７０と主トラ
ンジスタ１８０と出力ダイオード１９０と出力コンデン
サ２と帰還コンデンサ１８１と帰還抵抗１８２とで、ブ
ロッキング発振により電力変換する主回路１４０１を構
成する。また、ツェナー・ダイオード１１１と抵抗１１
２とコンデンサ１１３とトランジスタ１１４とで比較回
路１１０を構成し、この比較回路１１０と起動抵抗１４
２１、１４２２とで、出力電圧を目標の電圧に導く制御
回路１４０２を構成している。

【０００６】（従来技術の動作）次に、上記従来例の動
作について、説明する。（電流蓄積フェーズ開始）図２０において、入力電源１
が印加された直後の出力電圧Ｖｏは、まだ目的の電圧よ
りも十分に低いため、トランジスタ１１４のベース電位
が低く、そのコレクタ電流も小さい。そのため、主トラ
ンジスタ１８０のベース電流は、入力電源１から起動抵
抗１４２１を介して流入する電流から、起動抵抗１４２
２から出力端に流出する電流を減じた値の電流になる。
このベース電流により主トランジスタ１８０のコレクタ
には、その電流増幅率倍のコレクタ電流が流れようとす
る。しかし、コレクタの負荷であるトランス１７０の巻
線１７１はインダクタとして振舞うため、電流を直ぐに
は増加させることができない。そのため、主トランジス
タ１８０のコレクタは、ベース電流の電流増幅率倍の電
流を流す能力を潜在的に持ったまま飽和する。

【０００７】（電流蓄積フェーズ）飽和中の主トランジ
スタ１８０のコレクタ・エミッタ間電圧を無視すると、
巻線１７１の両端には入力電源１のＶｉが加わるため、
巻線１７１のインダクタをＬとすると、その電流はＶｉ
／Ｌの傾きで増加していく。すると、巻線１７２に正の
電圧が発生する。この電圧は、帰還抵抗１８２、帰還コ
ンデンサ１８１を介して、主トランジスタ１８０のベー
スに流入する電流を増加させる向き（正帰還）に構成し
てある。その結果、主トランジスタ１８０のベース電流
は、上記起動抵抗１４２１、１４２２に由来する電流
に、この帰還抵抗１８２を流れる電流が加わり増加す
る。この帰還抵抗１８２を介して流入する電流は、帰還
コンデンサ１８１により、時間とともに減少する。この
帰還コンデンサ１８１は、省略される場合もある。

【０００８】（電流蓄積フェーズ終了〜電流放出フェー
ズ開始）さらに、巻線１７１の電流が増加して、主トラ
ンジスタ１８０の潜在的なコレクタ電流に達すると、主
トランジスタ１８０のコレクタは飽和状態から抜け出
し、コレクタ・エミッタ電圧が急に高くなる。その結
果、巻線１７１の電流の増加が止まり、巻線１７２に発
生していた正の電圧はゼロに向かう。そのため、帰還抵
抗１８２、帰還コンデンサ１８１を介して、主トランジ
スタ１８０のベースに流入する電流が減少し、主トラン
ジスタ１８０のコレクタ電流も減少する。

【０００９】一方、巻線１７１によって発生した磁気回
路内の磁束は、その大きさに見合う電流を、磁気回路を
共有する巻線の何れかに流そうと働くため、この場合、
主トランジスタ１８０のコレクタ電流の減少した分の電
流を、ダイオード１９０を通じて出力のコンデンサ２や
負荷３に流そうとする。この巻線１７１の電流を流そう
とする振舞いは、電流源の振舞いと同じである。そのた
め、入力電源１より高い出力電圧であっても、また、ダ
イオード１９０の順方向電圧を乗り越えてでも、負荷３
に電流を流し込むことができる。

【００１０】（電流放出フェーズ）巻線１７１から負荷
3 に電流を流し始めることで、出力の端子電圧は増加す
るが、巻線１７１の電流値は減少に転じる。そのため、
巻線１７２に発生していた正の電圧は反転して負にな
り、主トランジスタ１８０のベース電流は減少する。そ
の際、起動抵抗１４２１、１４２２と、帰還抵抗１８２
の値を、主トランジスタ１８０が完全に遮断になるよう
な値に設定することで、巻線１７１に蓄積された電流
は、全てダイオード１９０を通じて出力のコンデンサ２
や負荷３に流すことができる。

【００１１】（電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェー
ズ開始）そして時間とともに、巻線１７１から負荷3 に
流れ込む電流は減少し、ゼロを通り過ぎる値になるとダ
イオード１９０が電流の流れを阻止するため、巻線１７
１の電流の減少が止まり、巻線１７２に発生していた負
の電圧はゼロに向かう。その結果、帰還抵抗１８２、帰
還コンデンサ１８１を介して、主トランジスタ１８０の
ベースのノードから流出する電流が減少し、主トランジ
スタ１８０のコレクタ電流は増加する。そして、主トラ
ンジスタ１８０のコレクタは、再び飽和して上記サイク
ルを繰り返しながら、出力の負荷３の端子電圧を増加さ
せる。

【００１２】このような繰り返しで出力の負荷３の端子
電圧が増加して、これがツェナー・ダイオード１１１の
ツェナー電圧とトランジスタ１１４のベース・エミッタ
順方向電圧の和の大きさを越えると、トランジスタ１１
４のコレクタ電流が流れ始め、主トランジスタ１８０の
ベース電流を減少させる。その結果、主トランジスタ１
８０のコレクタ電流が減り、巻線１７１に蓄積する電流
も減り、さらに、巻線１７１から負荷３に流し込む電流
が減少して、負荷３の端子電圧の上昇を止める。このよ
うに、出力電圧は主トランジスタ１８０のベース電流を
調節することで制御できる。なお、抵抗１１２はツェナ
ー・ダイオードにバイアス電流を流す目的で、コンデン
サ１１３は出力電圧のリップルを抑える目的で設けられ
ている。

【００１３】以上の動作から、ＲＣＣ型のＤＣＤＣコン
バータは、トランス１７０、主トランジスタ１８０、ダ
イオード１９０、帰還抵抗１８２、帰還コンデンサ１８
１から構成されるブロッキング発振器であって、トラン
ス１７０が電流蓄積フェーズで入力電源から蓄積した電
流を、電流放出フェーズで出力端の負荷に放出すること
で電力変換するものあり、出力電圧はトランス１７０の
電流蓄積量を、主トランジスタ１８０のベース電流によ
って制御する装置であると言える。

【００１４】（従来技術の効果）このように、上記従来
の昇圧型ＤＣＤＣコンバータ装置でも、低電源電圧、小
容量、少部品点数で構成することができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】

（従来技術の問題点）しかしながら、上記従来の昇圧型
ＤＣＤＣコンバータ装置では、起動時の主トランジスタ
１８０のベース電流値、すなわちベース電流の上限値
を、入力電源１と起動抵抗１４２１、１４２２で設定す
るため、乾電池のように低電圧で、しかも変動する入力
電源の場合、必要なベース電流の上限値に対応する起動
抵抗が一義的に決まらず、ベース電流の上限値は入力電
源に依存してしまう。そのため、出力電圧制御にともな
う廃棄電流が増大し、無駄な電力を消費させてしまい、
ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を低下させるという
第１の問題があった。

【００１６】また、上記従来の昇圧型ＤＣＤＣコンバー
タ装置において、主トランジスタ１８０の電流増幅率が
持つ温度依存性が、上記の主トランジスタ１８０のベー
ス電流の上限値の温度依存性をもたらすが、この上限値
は入力電源１と起動抵抗１４２１、１４２２で設定する
ため、ベース電流の上限値は温度に依存してしまう。そ
のため、出力電圧制御にともなう廃棄電流が増大し、無
駄な電力を消費させてしまい、ＤＣＤＣコンバータの電
力変換効率を低下させるという第２の問題があった。

【００１７】また、上記従来の昇圧型ＤＣＤＣコンバー
タ装置では、主トランジスタ１８０のベース電流値に上
限を設けることで、起動時や、過負荷時のコレクタの最
大電流値を制限し、主トランジスタの保護を図っている
が、上記の第１の問題および第２の問題により、ベース
電流の上限値は大きな値に設定されてしまうため、他の
保護手段を設けたり、定格に余裕のあるトランジスタを
使用するなど、ＤＣＤＣコンバータのコストを増加させ
てしまうという第３の問題があった。

【００１８】また、上記従来の昇圧型ＤＣＤＣコンバー
タ装置では、入力電圧、負荷電流の変動が大きくなる
と、発振周期の変動も大きくなり、帰還コンデンサ１８
１の充電量に過不足が発生してくる。そして、変動幅が
大きくなると、臨界モードで設計した主回路１４０１が
断続モードや連続モードになるなど、動作モードの急激
な変化が起こり、発振周波数が大幅に変化するため、ス
イッチング雑音を除去するフィルタの設計条件が難しく
なるという第４の問題があった。

【００１９】さらに、上記従来の昇圧型ＤＣＤＣコンバ
ータ装置では、入力電圧や出力電圧が小さいため、出力
端のダイオード１９０の順方向電圧による損失が全損失
のかなりの部分を占め、変換効率の低下を招いていると
いう第５の問題があった。

【００２０】すなわち、第１の問題は、主トランジスタ
の要求するベース電流の上限値が入力電圧に依存するこ
とが原因であり、第２の問題は、主トランジスタが要求
するベース電流の上限値自身が温度によって変化するこ
とが原因であり、第３の問題は、第１の問題および第２
の問題を無理やり起動抵抗の値で満足させようとしたこ
との副作用が原因である。また、第４の問題は、充電す
る時間が変動するのに時定数が帰還コンデンサ容量と起
動抵抗値で固定されていることが原因であり、第５の問
題は、電圧降下の大きいダイオードを用いているのが原
因である。

【００２１】上記第１、第２、第３の問題についての理
解を助けるために、起動抵抗１４２２がない場合を考え
てみる。起動時のベース電流は、入力電源１から起動抵
抗１４２１を介して流入する電流であり、電源電圧とベ
ース・エミッタ順方向電圧（約０．７Ｖ）の差を起動抵
抗１４２１の値で除した値になる。

【００２２】すなわち、電源電圧が１．６Ｖから０．９
Ｖまで変動する場合、起動抵抗１４２１の端子間電圧
は、０．９Ｖから０．２Ｖに変化するため、このベース
電流の変化も同様に４．５倍も変化する。また、常温で
３００の値を持つトランジスタの電流増幅率は，−２０
℃〜＋８０℃の温度変化で、概ね２００〜４５０ぐらい
変動する。このような条件下での起動抵抗の値は、最悪
条件時でもベース電流の上限値が確保できるように決め
ることになる。最悪条件時は、入力電圧が最小０．９Ｖ
で、電流増幅率が最小になる−２０℃の低温時である。
この時のベース電流の上限値を１ｍＡとすると、起動抵
抗は（０．９Ｖ−０．７Ｖ）／１ｍＡ＝２００Ωとな
る。この値を用いた時の、入力電圧が最大の１．６Ｖに
おけるベース電流の上限値は、（１．６Ｖ−０．７Ｖ）
／２００Ω＝４．５ｍＡとなる。これを電流増幅率の温
度依存性を考慮して、主トランジスタのコレクタ電流値
の最好条件と最悪条件の比を見積もると、（４．５ｍＡ
／１ｍＡ）×（４５０／２００）＝１０. １２５倍とな
る。このように、最悪条件では適切な設定であっても、
最好条件時ではこの１０倍もの値になるため、起動時や
過負荷時に主トランジスタを破壊させない何等かの仕組
みが必要になることが分かる。

【００２３】また最好条件では、必要以上の電流が主ト
ランジスタのベースのノードに供給されているため、出
力電圧制御にともなう廃棄電流も大きく、損失電力が大
きくなる。さらに、この廃棄電流は、トランジスタ１１
４のコレクタ電流となって流れるため、トランジスタ１
１４の動作にも大きな影響を与える。すなわち、コレク
タ電流の増加は、トランジスタ１１４の相互コンダクタ
ンスの増加をもたらし、ＤＣＤＣコンバータの制御系の
開ループ利得が大きくなって、位相余裕を減少させる。
一方、最悪条件では、開ループ利得が低下するため、出
力電圧、等価出力抵抗など、出力性能が劣化する。この
ような、制御系への影響も、設計時に配慮する必要があ
るため、設計が難しいと言った第６の問題もある。

【００２４】図２０に示した従来の回路には、上記第１
の問題を軽減する目的で起動抵抗１４２２が設けられて
いるが、効果が薄く、損失する電力が増す副作用を持っ
ている。すなわち、起動抵抗１４２２に流れる電流は、
出力電圧が主トランジスタ１８０のベース・エミッタ順
方向電圧（約０．７Ｖ）より小さい時には、起動時のベ
ース電流を減じる働きをするが、それより大きくなる
と、加算する働きに転じ、出力電圧が目標電圧に安定す
ると、その値は安定した値になる。従って、出力電圧が
目標電圧に安定した後のベース電流の上限値は、変動す
る起動抵抗１４２１の電流と、安定した起動抵抗１４２
１の電流の代数和になり、その配分を調節することで、
上記第１の問題を多少なりとも軽減することができる。
しかし、制御のために廃棄する電流の中に、変換損失の
代償を払って得た出力端の電流が含まれるため、ＤＣＤ
Ｃコンバータとしての効率は低下する。また、出力電圧
制御以外のフィードバックが存在するため、負荷電流が
大きい状態での起動など、起動の確実性も考慮しなけれ
ばならず、設計が難しいと言った第７の問題もある。

【００２５】なお、上記第１〜７の問題点は、図２０に
示した従来の昇圧型に構成したＲＣＣ型ＤＣＤＣコンバ
ータの問題点であると同時に、降圧型、極性逆転型を含
むＲＣＣ型ＤＣＤＣコンバータの問題点でもある。

【００２６】（発明の目的）本発明の第１の目的は、主
トランジスタのベース電流の上限値が電源電圧の影響を
受けないＤＣＤＣコンバータ装置を提供することにあ
る。

【００２７】本発明の第２の目的は、各温度における主
トランジスタのベース電流の必要上限値が供給され、温
度変化による廃棄電流の変化を小さくしたＤＣＤＣコン
バータ装置を提供することにある。

【００２８】本発明の第３の目的は、大きな入力電圧、
負荷電流などの変動により発生する動作モードの急激な
変化や、それにともなう発振周波数の大幅な変化を緩和
したＤＣＤＣコンバータ装置を提供することにある。

【００２９】本発明の第４の目的は、損失電力を抑えた
ＤＣＤＣコンバータ装置を提供することにある。

【００３０】本発明の第５の目的は、起動抵抗のような
起動時の不安定さの回避や、損失電力を最小限にするた
め、電力変換した出力電圧を自らの電源として利用しな
いＤＣＤＣコンバータ装置を提供することにある。

【００３１】本発明の第６の目的は、低消費電力の表示
手段を備えたＤＣＤＣコンバータ装置を提供することに
ある。

【００３２】本発明の第７の目的は、昇圧型、降圧型、
極性逆転型と異なる形式であっても、回路の基本部分を
共通に利用できるようにしたＤＣＤＣコンバータ装置を
提供することにある。

【００３３】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
上記第１の目的を達成するために、主トランジスタおよ
び装置電源を有する可変電流発生手段と、前記主トラン
ジスタのコレクタ端子に一端が接続されたインダクタ
と、前記インダクタと磁気回路を共有する巻線および前
記主トランジスタのベース端子と前記巻線との間に接続
された帰還コンデンサを有して前記主トランジスタに対
して正帰還動作する正帰還手段と、前記主トランジスタ
のコレクタ端子に一端が接続されダイオードを有する整
流手段と、前記主トランジスタと逆極性のトランジスタ
を有し、前記逆極性のトランジスタのコレクタ電流が前
記可変電流発生手段を制御する駆動手段と、前記可変電
流発生手段に接続された電流発生手段と、装置出力端子
に接続され、装置出力電圧と基準電圧とを比較し、前記
可変電流発生手段に出力する比較手段とを備え、前記駆
動手段のトランジスタのコレクタ電流は、前記電流発生
手段の電流から前記比較手段の電流を減じて出力するこ
とを特徴とするものである。

【００３４】本発明の第２の構成は、上記第１、第２の
目的を達成するために、主トランジスタおよび装置電源
を有する可変電流発生手段と、前記主トランジスタのコ
レクタ端子に接続されたインダクタと、前記インダクタ
と磁気回路を共有する巻線および前記主トランジスタの
ベース端子と前記巻線との間に接続された帰還コンデン
サを有する正帰還手段と、前記主トランジスタと逆極性
で、前記主トランジスタのコレクタ端子にエミッタ端子
が接続される従トランジスタ、および前記従トランジス
タのベース端子と前記巻線との間に接続された従帰還コ
ンデンサを有する整流手段と、前記主トランジスタと逆
極性のトランジスタを有し、前記逆極性のトランジスタ
のコレクタ電流が前記可変電流発生手段を制御する駆動
手段と、前記可変電流発生手段に接続された電流発生手
段と、装置出力端子に接続され、装置出力電圧と基準電
圧とを比較し、前記可変電流発生手段に出力する比較手
段とを備え、前記駆動手段のトランジスタのコレクタ電
流は、前記電流発生手段の電流から前記比較手段の電流
を減じて出力することを特徴とするものである。

【００３５】本発明の第３の構成は、上記第３の目的を
達成するために、主トランジスタと、トランスと、ダイ
オードと、帰還コンデンサと、駆動手段と、状態検出手
段と、変調手段とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を
構成したものである。

【００３６】本発明の第４の構成は、上記第４の目的を
達成するために、主トランジスタと、トランスと、従ト
ランジスタと、主帰還コンデンサと、従帰還コンデンサ
と、駆動手段とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を構
成したものである。

【００３７】本発明の第５の構成は、上記第３および第
４の目的を達成するために、主トランジスタと、トラン
スと、従トランジスタと、主帰還コンデンサと、従帰還
コンデンサと、駆動手段と、状態検出手段と、変調手段
とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を構成したもので
ある。

【００３８】本発明の第６の構成は、上記第６の目的を
達成するために、状態検出手段と、表示手段とを設けて、
ＤＣＤＣコンバータ装置を構成したものである。

【００３９】本発明の第７の構成は、上記第７の目的を
達成するために、少なくとも駆動手段と、電流発生手段
と、比較手段とを、それぞれＩＣ化またはモジュール化
してＤＣＤＣコンバータ装置を構成したものでる。

【００４０】

【作用】本発明の第１の構成によれば、駆動手段の出力
トランジスタのコレクタ電流は、ベース・エミッタ間電
圧で決定され、電源電圧変動にともなうコレクタ・エミ
ッタ間電圧の変動の影響を受けず、これが主トランジス
タのベースに流れるため、トランス、ダイオード、帰還
コンデンサとともに構成した主回路の入力電圧の変動が
あっても、主トランジスタのベース電流の上限値の変動
を抑えることができる。

【００４１】本発明の第２の構成によれば、主トランジ
スタのベース電流の上限値の温度依存性を補償する温度
依存性を有する電流発生手段の電流が、駆動手段の出力
トランジスタのコレクタ電流となり、主トランジスタの
ベースに流れるため、トランス、ダイオード、帰還コン
デンサとともに構成した主回路の使用環境温度に変動が
あっても、出力電圧制御にともなう廃棄電流の変動を抑
えることができる。

【００４２】本発明の第３の構成によれば、状態検出手
段で得た主回路の状態によって制御される変調手段が、
駆動手段の出力トランジスタのコレクタ電流の大きさ
を、装置出力電圧を制御する電流と、帰還コンデンサの
充電を調節する電流とを区別して、主トランジスタのベ
ースに流すため、トランス、ダイオードとともに構成し
た主回路の入力電圧や負荷電流に変動があっても、主回
路の動作モードを制御するとができる。

【００４３】本発明の第４の構成によれば、トランスの
２次巻線からの帰還電圧が、各々主帰還コンデンサ、従
帰還コンデンサを経由して、主トランジスタおよび逆極
性の従トランジスタのベースに加わり、従トランジスタ
が少ない電圧降下で整流動作をするため、損失電力を低
減することができる。

【００４４】本発明の第５の構成によれば、状態検出手
段で得た主回路の状態によって制御される変調手段が、
駆動手段の出力トランジスタのコレクタ電流の大きさ
を、装置出力電圧を制御する電流と、主帰還コンデンサ
および従帰還コンデンサの充電を調節する電流とを区別
して、主トランジスタのベースおよび従トランジスタの
ベースに流すため、トランスとともに構成した主回路の
入力電圧や負荷電流に変動があっても、主回路の動作モ
ードを制御することができる。

【００４５】本発明の第６の構成によれば、状態検出手
段と表示手段とにより、主回路の電流放出フェーズの期
間に表示器を点灯させることで、表示器が消費する電力
を低減することができる。

【００４６】本発明の第７の構成によれば、少なくとも
駆動手段と電流発生手段と比較手段とをＩＣ化またはモ
ジュール化することで、生産性を向上し、コストを低減
することができる。

【００４７】

【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の実施例に
ついて詳細に説明する。［第１実施例］本発明の第１の実施例は、請求項１、
５、６、８、２１に対応し、昇圧型主回路を備えて問題
点１、３、６、７を解決し、目的１、５、７を達成する
ものである。

【００４８】（第１実施例の構成）図１は、本発明の第
１実施例の構成を示すものであり、乾電池１〜２本で動
作するような電源電圧の低い機器用に構成した昇圧型Ｄ
ＣＤＣコンバータ装置であり、図２０に示した従来例と
同じ要素には同じ符号を付してある。

【００４９】図１において、１は入力電源、２は出力コ
ンデンサ、３は出力の負荷である。１７０は磁気回路を
共有した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有する
トランス、１８０は主トランジスタ、１８１は帰還コン
デンサ、１９０はダイオードであり、これらと出力コン
デンサとで主回路１０１を構成している。また、１１１
はツェナー・ダイオード、１１２は抵抗、１１３はコン
デンサ、１１４はトランジスタであり、これらで基準電
圧を有する比較回路１１０を構成している。さらに、１
２０は電流源であり、１３３、１３４はカレントミラー
を成すトランジスタであり、このカレントミラーで主ト
ランジスタ１８０のベース電流の上限値を供給する駆動
回路１３０を構成している。そして、駆動回路１３０と
比較回路１１０とで、出力電圧を目標の電圧に導く制御
回路１０２を構成している。ここで言う電流源１２０
は、電源と接地間に一つのダイオード接続と、一つのコ
レクタ・エミッタ間電圧しか設けられてなく、電源電圧
が０．９Ｖまで低下しても出力電流が変化しない、例え
ば特開昭６０−１９１５０８号公報の「電流発生装置」
などに示されるような、低い電圧の入力電源で直接駆動
できる電流源である。なお、従来例を示す図２０との相
違点は、起動抵抗１４２１、１４２２が、電流源１２０
と駆動回路１３０に置き代わっている点である。

【００５０】（第１実施例の動作）本発明の第１実施例
の動作は、上記した従来例の動作に良く似ているが、次
の点で異なっている。実施例においては、トランス１７
０の巻線１７２から主トランジスタ１８０のベースへの
帰還は、主トランジスタ１８０が導通または遮断状態の
初期の段階から、各々の完全な状態に加速する目的で設
けられており、帰還コンデンサ１８１を通じて供給され
る電流は、ごく短時間しか持続しないように、帰還コン
デンサ１８１の容量が決定されている。そのため、電流
蓄積フェーズにおける主トランジスタ１８０の潜在的な
コレクタ電流は、駆動回路１３０からの電流のみで決定
される。一方、図２０におけるＤＣＤＣコンバータの帰
還コンデンサ１８１は、容量が大きいか、またはバイパ
スされているため、帰還抵抗１８２に流れる帰還電流
は、電流蓄積フェーズが終了する時刻においても流れて
いるため、起動抵抗１４２１、１４２２から供給される
電流と一体となって、起動時の電流蓄積フェーズにおけ
る主トランジスタ１８０の潜在的なコレクタ電流を決定
している。

【００５１】以下、本発明の第１実施例の動作につい
て、図１の回路図および図２のタイミング図を参照して
説明する。

【００５２】（電流蓄積フェーズ開始）図１において、
入力電源１が印加された直後の出力電圧Ｖｏは、まだ目
的の電圧よりも十分に低いため、トランジスタ１１４の
ベース電位が低く、そのコレクタ電流も小さい。そのた
め、主トランジスタ１８０のベース電流は、駆動回路１
３０の出力であるトランジスタ１３４のコレクタ電流と
同じ値になる。このベース電流により主トランジスタ１
８０のコレクタには、その電流増幅率倍のコレクタ電流
が流れようとする。しかし、コレクタの負荷であるトラ
ンス１７０の巻線１７１はインダクタとして振舞うた
め、電流を直ぐには増加させることができない。そのた
め、主トランジスタ１８０のコレクタは、ベース電流の
電流増幅率倍の電流を流す能力を潜在的に持ったまま飽
和する。

【００５３】（電流蓄積フェーズ）飽和中の主トランジ
スタ１８０のコレクタ・エミッタ電圧を無視すると、巻
線１７１の両端には入力電源１のＶｉが加わるため、巻
線１７１のインダクタンスをＬとすると、その電流はＶ
ｉ／Ｌの傾きで増加していく。すると、巻線１７２に正
の電圧が発生し、この電圧変化が帰還コンデンサ１８１
を通じて主トランジスタ１８０のベースに加わるため、
ベース電流が一気に増加し、主トランジスタ１８０のコ
レクタは大きく飽和し、そのコレクタ・エミッタ電圧を
小さくする。なお、帰還コンデンサ１８１は、この大き
なベース電流により短時間に放電するため、主トランジ
スタ１８０のベース電流は、駆動回路１３０からの電流
と同じ大きさになっている。

【００５４】（電流蓄積フェーズ終了〜電流放出フェー
ズ開始）さらに、巻線１７１の電流が増加して、主トラ
ンジスタ１８０の潜在的なコレクタ電流に達すると、主
トランジスタ１８０のコレクタは飽和状態から抜け出
し、コレクタ・エミッタ電圧が急に高くなる。その結
果、巻線１７１の電流の増加が止まり、巻線１７２に発
生していた正の電圧はゼロに向かう。この電圧変化が帰
還コンデンサ１８１を通じて主トランジスタ１８０のベ
ースに加わるため、ベース電流が減少し、主トランジス
タ１８０のコレクタ電流も減少する。

【００５５】一方、巻線１７１によって発生した磁気回
路内の磁束は、その大きさに見合う電流を、磁気回路を
共有する巻線の何れかに流そうと働くため、この場合、
主トランジスタ１８０のコレクタ電流の減少した分の電
流を、ダイオード１９０を通じて出力のコンデンサ２や
負荷３に流そうとする。この巻線１７１の電流を流そう
とする振舞いは、電流源の振舞いと同じであり、入力電
源１より高い出力電圧であっても、また、ダイオード１
９０の順方向電圧を乗り越えてでも、負荷３に電流を流
し込むことができる。

【００５６】（電流放出フェーズ）巻線１７１から負荷
３に電流を流し始めることで、出力端の電圧が増加し、
反対に巻線１７１の電流値は減少する。その結果、巻線
１７２に発生していた正の電圧は負に反転し、この電圧
変化が帰還コンデンサ１８１を通じて主トランジスタ１
８０のベースに加わるため、ベース電流が一気に減少す
る。その際、巻線１７２に発生する電圧を、主トランジ
スタ１８０が完全に遮断になるような値に設定すること
で、巻線１７１に蓄積された電流は全てダイオード１９
０を通じて出力のコンデンサ２や負荷３に流すことがで
きる。

【００５７】この時、帰還コンデンサ１８１には、主ト
ランジスタ１８０の飽和時に蓄積したベースの余剰電荷
が瞬時に流れ、帰還コンデンサ１８１をわずかに充電す
るが、主トランジスタ１８０を十分に遮断するだけのベ
ース電位ｖ_b180を保っている。しかし、帰還コンデンサ
１８１は、駆動回路１３０からの電流ｉ_b180により充電
されるため、主トランジスタ１８０のベース電位ｖ_b180
は時間とともに増加する。帰還コンデンサ１８１の充電
は、概ねトランス１７０の電流放出フェーズ期間内に完
了するように設定されている。この充電時間は，帰還コ
ンデンサ１８１の容量値ｃ₁₈₁に比例し，駆動回路１３
０からの電流値ｉ_b180に反比例する。

【００５８】（電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェー
ズ開始）そして時間とともに、巻線１７１から負荷３に
流れ込む電流は減少し、ゼロを通り過ぎる値になるとダ
イオード１９０が電流の流れを阻止するため、巻線１７
１の電流の減少が止まり、巻線１７２に発生していた負
の電圧はゼロに向かう。その電圧変化は、帰還コンデン
サ１８１を通じて主トランジスタ１８０のベースに加わ
るため、ベース電流が増加し、主トランジスタ１８０の
コレクタ電流を増加させる。そして、主トランジスタ１
８０のコレクタは、再び飽和する。

【００５９】（電流蓄積フェーズ）すると再び、巻線１
７２に正の電圧が発生し、この電圧変化が帰還コンデン
サ１８１を通じて主トランジスタ１８０のベースに加わ
るため、ベース電流が一気に増加し、主トランジスタ１
８０のコレクタは大きく飽和し、そのコレクタ・エミッ
タ電圧を小さくする。

【００６０】このような繰り返しにより、出力の負荷3
の端子電圧が増加して、これがツェナー・ダイオード１
１１のツェナー電圧とトランジスタ１１４のベース・エ
ミッタ順方向電圧の和の大きさを越えると、トランジス
タ１１４のコレクタ電流が流れ、駆動回路１３０からの
電流を横取りする。その結果、主トランジスタ１８０の
ベース電流が減少し、主トランジスタ１８０の潜在的な
コレクタ電流も減少する。そして、巻線１７１に蓄積さ
れる電流が減少した結果、巻線１７１から負荷３に放出
する電流の総量が減少し、負荷３の端子電圧を減少させ
る。このように、出力端の電圧は主トランジスタ１８０
のベース電流を調節することで制御できる。

【００６１】以上の主回路１０１の動作は、制御回路１
０２から供給される小さなベース電流を、主回路１０１
のダイオード１９０から出力される大きな電流に変換す
る電流−電流変換手段であると考えても良い。出力電圧
は、その出力電流が負荷３に流れた結果として発生する
ものである。

【００６２】このような動作をするＤＣＤＣコンバータ
装置の入力電圧が、例えば１．６Ｖ〜０．９Ｖまで変動
したとしても、主トランジスタ１８０のベースに電流を
供給する駆動回路１３０のトランジスタ１３４のコレク
タの電位は、回路構成上、図２のタイミング図のよう
に、主トランジスタ１８０のベース・エミッタ順方向電
圧以上にはならないので、トランジスタ１３４のコレク
タ・エミッタ間電圧は、入力電圧が０．９Ｖであっても
０．２Ｖは確保でき、トランジスタ１３４のコレクタ電
流は、非飽和領域におけるそのベース・エミッタ間電圧
との関係式に基づいた大きさになる。従って、トランジ
スタ１３３が発生するそのコレクタ電流に対応したベー
ス・エミッタ間電圧が、トランジスタ１３４にも加わる
ように構成したカレントミラーの出力電流は、その入力
電流の大きさにほぼ等しくなる。また、このカレントミ
ラーの入力に印加される電流は、回路構成上、電源と接
地間に一つのダイオード接続と、一つのコレクタ・エミ
ッタ間電圧しか設けられていない電流源１２０の出力電
流であるため、電源電圧が０．９Ｖまで低下しても、そ
の大きさは変化しない。

【００６３】従って、駆動回路１３０のトランジスタ１
３４のコレクタから供給されるベース電流の上限値も入
力電圧の変動に依存しないため、電流値の設定が容易に
できる。また、最悪条件と最好条件の差が小さくなるた
め、ベース電流の上限値の設計マージンは少なくて済
む。そのため、出力電圧制御にともなう廃棄電流が減少
し、無駄な電力消費が抑えられるとともに、起動時や過
負荷時の主トランジスタの保護が最適化できるため、他
の保護手段を設けたり、定格に余裕のあるトランジスタ
を使用する必要がなくなる。その結果、ＤＣＤＣコンバ
ータの電力変換効率を低下させるという前記した第１の
問題点と、コストを増加させてしまうという第３の問題
点を解決することができる。

【００６４】なお、上記電流源１２０の電流に、主トラ
ンジスタ１８０の電流増幅率が持つ温度依存性がもたら
すそのベース電流の上限値の温度依存性と同じ温度依存
性を持たせることにより、出力電圧制御にともなう廃棄
電流の大きさは、温度によって増減することがなくな
る。そのため、ベース電流の上限値を、必要最低限の大
きさに設定できるため、出力電圧制御にともなう廃棄電
流の減少や、無駄な電力消費の低減や、起動時や過負荷
時の主トランジスタ１８０の保護の最適化などの効果を
より高めることができる。その結果、ＤＣＤＣコンバー
タの電力変換効率を低下させるという第１、第２の問題
と、コストを増加させてしまうという第３の問題を解決
することができる。

【００６５】このような温度依存性を有する電流源１２
０は、電源と接地間に一つのダイオード接続と、一つの
コレクタ・エミッタ間電圧しか設けられていない特願平
４−２６４５４８号公報の「増幅装置」を基に構成すれ
ば、電源電圧が０．９Ｖまでの安定な動作と、温度依存
性を兼ね備えさせることができる。

【００６６】また、上記電流源１２０の電流には、ベー
ス電流の上限値の温度依存性と同じ温度依存性と、電源
電圧が０．９Ｖまで安定な電流出力の両方が得られるよ
うに構成したが、これは、入力電源の変動が少ない用途
のＤＣＤＣコンバータに利用する場合には、前者のベー
ス電流の上限値の温度依存性と同じ温度依存性を持たせ
るだけでも、前記した第２および第３の問題点を解決す
ることができる。

【００６７】［第２実施例］本発明の第２の実施例は、
請求項１、５、６、９、２１に対応し、昇圧型主回路を
備えて問題点１、３、６、７を解決し、目的１、５、７
を達成するものである。

【００６８】（第２実施例の構成）図３は本発明の第２
実施例の構成を示すものであり、図１に示した第１実施
例の構成とは、駆動回路２３０、昇圧型主回路２０１の
トランス２７０が異なるが、それ以外は同じ構成の昇圧
型ＤＣＤＣコンバータ装置である。駆動回路２３０は、
トランジスタ１３３、１３４、２３１、２３２から構成
され、トランス２７０は、磁気回路を共有した第１の巻
線１７１と第２の巻線１７２と第３の巻線２７３と有し
ている。

【００６９】（第２実施例の動作）本発明の第２実施例
の動作は、主トランジスタ１８０のベースへの電流供給
方法と、電流放出フェーズでの電流の取り出し方の点
で、上記第１実施例の動作と異なる。しかし、電流蓄積
フェーズと電流放出フェーズとを交互に繰り返しなが
ら、出力端に電力を供給する基本動作は全く同じであ
る。以下、その違いの部分である駆動回路２３０とトラ
ンス２７０を中心に、本実施例の動作について説明す
る。

【００７０】（駆動回路２３０について）上記した第１
実施例の構成では、電流源１２０の電流が駆動回路１３
０に入力され、その出力であるトランジスタ１３４のコ
レクタと、比較回路１１０の出力であるトランジスタ１
１４のコレクタが、直接、主トランジスタ１８０のベー
スに接続され、このノードにおいて、駆動回路１３０か
らの電流と、比較回路１１０からの電流が減算されるよ
うに構成されている。その減算した大きさの電流が、主
トランジスタ１８０のベース電流になっている。一方、
本実施例では、電流源１２０の出力電流と、比較回路１
１０の出力電流が、駆動回路２３０の入力のダイオード
接続トランジスタ２３１のベース・コレクタのノードに
おいて減算される。その減算した大きさの電流が、駆動
回路２３０に入力し、その出力であるトランジスタ１３
４のコレクタ電流が、主トランジスタ１８０のベース電
流の上限値となるように構成されている。このように異
なる構成であるが、主トランジスタ１８０のベースから
見ると、何れの場合も駆動回路の出力のトランジスタの
コレクタから電流が供給されており、かつ、その大きさ
も電流源１２０の電流値から比較回路１１０の出力電流
値を減じたものであるため、その動作は上記第１実施例
のものと全く同じである。従って、動作波形も上記発明
の第１実施例と同じになるため、図２のタイミング図と
同じになる。

【００７１】しかしながら、比較回路１１０をモノリシ
ックＩＣで構成しようする場合には違いが生じる。一般
に、回路をモノリシックＩＣ内に構成する場合には、同
一基板上の素子の分離を図るために、Ｐ型基板電位を回
路の最低電位に接続するように構成されている。

【００７２】上記第１実施例の回路の最低電位は接地電
位になるため、もし接地電位より低い電圧がコレクタ端
子に加わると、最低電位である接地電位の基板（Ｐ型）
と、トランジスタのコレクタ電極である埋込層（Ｎ型）
とが順方向にバイアスされるため、トランジスタ１１４
は、正常なトランジスタとして動作しなくなる。ところ
が、このような場面が、図２のタイミング図から明らか
なように、電流放出フェーズの比較回路１１０のトラン
ジスタ１１４のコレクタで発生する。

【００７３】しかし、本発明の第２実施例の構成では、
主トランジスタのベースにはＮＰＮトランジスタが接続
されていないため、このような問題は発生しない。この
ように、本発明の第２実施例は、比較回路１１０をモノ
リシックＩＣにする場合に有利である。

【００７４】なお、上記の説明において、駆動回路２３
０は、単に電流の向きを変える手段としていたが、これ
は、トランジスタ２３１、２３２から成るカレントミラ
ーの電流比、およびトランジスタ１３３、１３４から成
るカレントミラーの電流比の倍率を大きくとることで、
制御にともなう廃棄電流の大きさを低く抑えることがで
きる。すなわち、電流源１２０と比較手段１１０の各出
力電流を小さいうちに減算させた後、必要な大きさの電
流値まで、カレントミラーで電流増幅することで、廃棄
する電流の絶対値を小さくすることができ、損失電力の
低減が図れる。

【００７５】（トランス２７０について）上記した第１
実施例の構成では、電流蓄積フェーズの電流と、電流放
出フェーズの電流は、共に巻線１７１に流れるが、本実
施例では、電流蓄積フェーズの電流は巻線１７１に流
れ、電流放出フェーズの電流は巻線２７３に流れるよう
に構成されている。トランス２７０に蓄積された磁気回
路内の磁束は、その大きさに見合う電流を、磁気回路を
共有する巻線の何れかに流すため、巻線１７１と巻線２
７３の巻き数などの特性が同一であれば、この二つ構成
のダイオード１９０を流れる電流は同じで、上記第１実
施例の動作と基本的には同じになる。

【００７６】なお、巻線２７３と巻線１７１の巻き数比
を変えたり、巻線２７３の入力電源に接続された端子
を、接地や他の電源に接続した構成であっても良い。ま
た、出力電圧を検出する手段を、非絶縁型の比較回路１
１０から、絶縁型の比較回路に変えることで、絶縁型の
ＤＣＤＣコンバータを構成することができる。

【００７７】［第3 実施例］本発明の第３実施例は、請
求項２、５、６、７、１０、２１に対応し、昇圧型主回
路を備えて問題点１、３、４、６、７を解決し、目的
１、３、５、７を達成するものである。

【００７８】（第３実施例の構成）図４は、本発明の第
３実施例の構成を示すものであり、図１に示した第１実
施例の構成とは、状態検出回路３６０、変調回路３４
０、表示回路３６５が新たに設けられ、比較回路３１０
の内部構成が変わり、駆動回路２３０に直列に変調回路
３４０が挿入された点が異なり、それ以外は同じ構成の
昇圧型ＤＣＤＣコンバータ装置である。

【００７９】駆動回路２３０は、トランジスタ２３１、
２３２、１３３、１３４から構成されており、これは、
上記第２実施例のものと同じであるが、トランジスタ２
３１、２３２から成るカレントミラーの出力と、トラン
ジスタ１３３、１３４から成るカレントミラーの入力の
間に、変調回路３４０が挿入されている。また、比較回
路３１０は、上記第１実施例の比較回路１１０を機能表
現したもので、基準電圧３１１および増幅回路３１２か
ら構成されているが、動作は上記第１実施例の比較回路
１１０の動作と全く同じである。これは、例えば特開平
２−１９３４１０号公報の「比較装置」に示されるよう
な、１．２５Ｖの基準電圧より低い、１．６Ｖ〜０．９
Ｖの電源電圧でも動作する比較回路にすることで、入力
電源１を０．９Ｖまで下げて利用できる。

【００８０】状態検出回路３６０は、主回路１０１の電
流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、その
結果を変調回路３４０または表示回路３６５に出力す
る。変調回路３４０は、状態検出回路３６０が電流蓄積
フェーズと判断した際には、その入力と同じ電流を、ま
た電流放出フェーズと判断した際には、帰還コンデンサ
１８１の充電を最適にする値の電流を、各々区別して出
力するように構成されている。表示回路３６５は、トラ
ンジスタ３６７抵抗３６９、３６６、ＬＥＤ３６８から
構成されており、状態検出回路３６０の電流放出フェー
ズ開始の信号を基に、表示器を短時間点灯させるように
構成してある。

【００８１】（第３実施例の動作）本発明の第３実施例
の動作は、駆動回路２３０の出力電流が、電流蓄積フェ
ーズまたは電流放出フェーズで異なる値を区別して出力
する点で、上記第１実施例の動作と異なる。しかし、電
流蓄積フェーズと電流放出フェーズを交互に繰り返しな
がら、出力端に電力を供給する基本動作は全く同じであ
る。一方、表示回路３６５は、ＤＣＤＣコンバータに直
接関係しないが、状態検出回路３６０の出力パルスで表
示器を点滅動作させることで、乾電池駆動機器の電池寿
命を伸ばす効果がある。本実施例の動作波形は、主回路
１０１が同一の第１実施例の図２のタイミング図と同じ
である。

【００８２】（変調回路３４０について）上記した第１
実施例の構成では、出力電圧を目標値にすべく、比較回
路３１０で調節された電流が、駆動回路１３０の出力か
ら主トランジスタ１８０のベースに供給される。ところ
が、この大きさの電流が必要なのは、電流蓄積フェーズ
の時であり、電流放出フェーズでは、帰還コンデンサ１
８１の充電電流になる。帰還コンデンサ１８１の充電量
は、充電する時間と充電電流の積に比例する。

【００８３】いま、入力電圧や負荷電流が大きく変動す
ると、その変動に応じた出力電圧制御のため、主トラン
ジスタ１８０のベース電流が変化し、充電電流も変化す
る。さらに、発振周期が大きく変動するため、充電する
時間も変化し、帰還コンデンサ１８１の充電量に過不足
が生じる。そして、変動幅が大きくなると、臨界モード
で設計した主回路が断続モードや連続モードになるな
ど、動作モードの急激な変化が起こり、発振周波数が大
幅に変化する。そのため、スイッチング雑音を除去する
フィルタの遮断周波数の設定が難しくなると言った問題
が生じる。

【００８４】一方、本発明の第３実施例では、駆動回路
２３０の出力電流を、出力電圧の制御に必要な主トラン
ジスタ１８０のベース電流と、帰還コンデンサ１８１の
充電電流とを区別して出力することにより、この問題を
解決している。すなわち、駆動回路２３０の出力電流
は、電流蓄積フェーズでは出力電圧と負荷電流に対応し
た主トランジスタ１８０のベース電流に、また電流放出
フェーズでは帰還コンデンサ１８１の充電量を最適値に
する電流になるようにしている。これらの制御は、状態
検出回路３６０、変調回路３４０により行なわれる。

【００８５】図２のタイミング図において、電流放出フ
ェーズの期間が入力電圧や負荷の変化よって短くなる
と、帰還コンデンサ１８１の充電量が不足するので、主
トランジスタ１８０のベース電位は、変化する以前より
低い値になる。この値が極端に低くなると、電流放出が
終っても、直ぐには電流蓄積フェーズに移行できず、第
１巻線１７１の電流がゼロを持続する断続モードにな
り、電流放出フェーズの期間が大幅に長くなる。しか
し、本発明の第3 実施例の構成によれば、駆動回路２３
０からの電流を大きくするので、このような状況にはな
らない。一方、入力電圧や負荷の変化よって、電流放出
フェーズの期間が長くなると、充電量が過大になり、電
流放出フェーズであっても、主トランジスタ１８０が導
通状態になり、第１巻線１７１の電流がゼロにならない
連続モードになり、電流放出フェーズの期間が大幅に短
くなる。しかし、本発明の第３実施例の構成によれば、
駆動回路２３０からの電流を小さくするので、このよう
な状況にはならない。

【００８６】なお、状態検出回路３６０で検出する電流
蓄積フェーズと電流放出フェーズとの区別は、トランス
１７０の巻線１７２の電圧ｖ₁₇₂の極性を調べれば分か
る。また，変調回路３４０が設定する帰還コンデンサ１
８１の充電量を最適にする充電電流は、電流放出フェー
ズの時間、帰還コンデンサ１８１の容量値、必要な充電
電圧値などから演算により求めたり、主トランジスタ１
８０のベース電位を測定することで充電量を知り、充電
電流を止めたり、このベース電位の大きさに応じてダイ
ナミックに充電電流を調節するようにしても良い。変調
回路３４０が、電流放出フェーズに帰還コンデンサ１８
１を最適充電させるための電流を作る方法は、比較回路
３１０や電流源１２０で得た電流蓄積フェーズで使う電
流に定数を乗じたり、定数を加算したり、あるいは他の
電流発生回路で得た電流に切り替える方法であっても良
い。

【００８７】また、変調回路３４０は、駆動回路２３０
のカレントミラーとカレントミラーの間に挿入されてい
るが、これを設ける位置は、結果的に駆動回路２３０の
出力電流が、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとで
区別できれば良く、何処にあっても良い。また、駆動回
路２３０以外の電流源１２０や比較回路の出力電流を制
御したりしても良い。これも、結果的に駆動回路２３０
の出力電流が、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズと
で区別できれば良い。

【００８８】（表示回路３６５について）付属機能では
あるが、ＬＥＤなどの１．６Ｖ〜０．９Ｖでは点灯しな
い表示器を利用する場合、これらは昇圧後の高い電圧を
利用することになり、消費電力の増加は避けられず、乾
電池駆動機器の電池寿命を短くする。本発明の第３実施
例の構成は、電流放出フェーズの時刻に合わせて表示器
を点灯させ、電流蓄積フェーズの期間には消灯させるこ
とで、表示器が消費する電力を低減している。表示器が
消費する電力の低減は、連続点灯からダイナミック点灯
（またはパルス点灯）による効果である。しかし、ＤＣ
ＤＣコンバータの発振周期を利用することで、新たに発
振回路を設ける必要がない。さらに、消灯のタイミング
を、電流放出フェーズに合わせることで、出力コンデン
サ２が出力電流を支える負担を軽減させることができ
る。その結果、出力電圧のリップルの増大を軽減でき
る。

【００８９】なお、本発明の第3 実施例の構成では、状
態検出回路３６０から直接、表示手段３６５に信号が加
えられているが、この途中に、短い点灯時間を設定する
単安定マルチバイブレータのようなパルス発生回路を設
けてもよい。

【００９０】［第４実施例］本発明の第４実施例は、請
求項３、５、６、１１、２１に対応し、昇圧型主回路を
備えて問題点１、３、５、６、７を解決し、目的１、
４、５、７を達成するものである。

【００９１】（第４実施例の構成）図５は本発明の第４
実施例の構成を示すものであり、上記した第１実施例の
構成とは、比較回路１１０の代わりに上記第３実施例で
用いた比較回路３１０と、ダイオード１９０の代わりに
主トランジスタ１８０と逆極性の従トランジスタ４９０
が設けられ、またこのベースを駆動する巻線１７２の電
圧を帰還する従帰還コンデンサ４９１と、駆動回路４３
０が新規に設けられた点が異なり、それ以外は同じ構成
の昇圧型ＤＣＤＣコンバータ装置である。

【００９２】従トランジスタ４９０のエミッタは、図１
に示した第１実施例のダイオード１９０のアノードの接
続点に、またコレクタは、ダイオード１９０のカソード
の接続点に、各々接続されている。また、駆動回路４３
０は、トランジスタ２３１、２３２、４３５から成るカ
レントミラーと、トランジスタ１３３、１３４から成る
カレントミラーと、トランジスタ４３６、４３７から成
るカレントミラーと、トランジスタ４３８、４３９から
成るカレントミラーとから構成されている。そして、ト
ランジスタ２３１、２３２のカレントミラーと、トラン
ジスタ１３３、１３４のカレントミラーは、上記第２実
施例のものと同じであるが、トランジスタ２３１、２３
２のカレントミラーにトランジスタ４３５が増設され、
さらに、トランジスタ４３６、４３７のカレントミラー
と、トランジスタ４３８、４３９のカレントミラーが設
けられている。

【００９３】（第４実施例の動作）本発明の第４実施例
の動作は、巻線１７１に蓄積された電流が、従トランジ
スタ４９０のエミッタ〜コレクタを経由して出力端に導
かれる点で、上記した第１実施例の動作と異なる。しか
し、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとを交互に繰
り返しながら、出力端に電力を供給する基本動作は全く
同じである。

【００９４】本実施例と上記した第１実施例との構成の
違いが、電流放出フェーズに関わる各主回路のダイオー
ド１９０と、従トランジスタ４９０にあるため、これら
の動作の違いも、電流蓄積フェーズに現れてくる。従っ
て、本実施例の動作の「電流蓄積フェーズ開始」「電流
蓄積フェーズ」は、上記第１実施例の動作とほぼ同じに
なるため、本実施例の動作の説明は、特に「電流蓄積フ
ェーズ終了〜電流放出フェーズ開始」「電流放出フェー
ズ」「電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェーズ開始」
について、図５の回路図および図６のタイミッグ図を参
照して行なう。

【００９５】（電流蓄積フェーズ終了〜電流放出フェー
ズ開始）巻線１７１の電流が増加して、主トランジスタ
１８０の潜在的なコレクタ電流に達すると、主トランジ
スタ１８０のコレクタは飽和状態から抜け出し、コレク
タ・エミッタ電圧が急に高くなる。その結果、巻線１７
１の電流の増加が止まり、巻線１７２に発生していた正
の電圧はゼロに向かう。この電圧変化が帰還コンデンサ
１８１を通じて主トランジスタ１８０のベースに加わる
ため、ベース電流が減少し、主トランジスタ１８０のコ
レクタ電流も減少する。一方、この電圧変化は、従帰還
コンデンサ４９１を通じて従トランジスタ４９０のベー
スにも加わるため、これまで遮断していた従トランジス
タ４９０は、そのコレクタ電流を流そうとする。

【００９６】一方、巻線１７１によって発生した磁気回
路内の磁束は、その大きさに見合う電流を、磁気回路を
共有する巻線の何れかに流そうと働くため、この場合、
主トランジスタ１８０のコレクタ電流の減少した分の電
流を、従トランジスタ４９０を通じて出力端のコンデン
サ２や負荷３に流そうとする。この巻線１７１の電流
は、従トランジスタ４９０のエミッタ電位を押し上げ、
従トランジスタ４９０のベース・エミッタ電圧を増加さ
せ、これを順方向にバイアスし、エミッタからコレクタ
を経由した電流を、負荷３に流し込もうとする。

【００９７】（電流放出フェーズ）巻線１７１から負荷
３に電流を流し始めることで、出力端の電圧が増加し、
反対に、巻線１７１の電流値は減少する。その結果、巻
線１７２に発生していた正の電圧は負に反転し、この電
圧変化が帰還コンデンサ１８１を通じて主トランジスタ
１８０のベースに加わるため、ベース電流が一気に減少
して、巻線１７１に蓄積された電流は全て従トランジス
タ４９０のエミッタに向かう。一方、巻線１７２の電圧
変化が従帰還コンデンサ４９０を通じて従トランジスタ
４９０のベースに加わるため、ベース電流が一気に増加
する。その結果、従トランジスタ４９０のエミッタ電位
の変化と、ベース電位の変化がともに順方向バイアスさ
せる方向に働くため、従トランジスタ４９０は大きく飽
和する。そして、巻線１７１に蓄積された電流は、電圧
降下の極めて小さい従トランジスタ４９０のコレクタ・
エミッタ間を通過して、出力端のコンデンサ２や負荷３
に流れる。図６の従トランジスタ４９０のエミッタ電位
および上記第１実施例の図２のダイオード１９０のアノ
ード電位であるｖ₁₇₁の波形から明らかなように、従ト
ランジスタ４９０での損失電力は、ダイオード１９０と
比べ、大幅に小さくなる。

【００９８】この時、帰還コンデンサ１８１には、主ト
ランジスタ１８０の飽和時に蓄積したベースの余剰電荷
が瞬時に流れ、帰還コンデンサ１８１をわずかに充電す
るが、主トランジスタ１８０を十分に遮断するだけのベ
ース電位ｖ_b180を保っている。一方、従帰還コンデンサ
４９１は、大きな従トランジスタ４９０のベース電流に
より放電される。その後、帰還コンデンサ１８１は、駆
動回路４３０からの電流ｉ_b180により充電されるため、
主トランジスタ１８０のベース電位ｖ_b180は時間ととも
に増加する。帰還コンデンサ１８１の充電は、概ねトラ
ンス１７０の電流放出フェーズ期間内に完了するように
設定されている。この充電時間は、帰還コンデンサ１８
１の容量値Ｃ₁₈₁に比例し、駆動回路１３０からの電流
値ｉ_b180に反比例する。

【００９９】（電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェー
ズ開始）そして時間とともに、巻線１７１から負荷３に
流れ込む電流は減少し、ゼロを通り過ぎる値になると、
今までエミッタからコレクタに向けて流れていた従トラ
ンジスタ４９０のコレクタ電流の向きは逆転する。する
と、従トランジスタ４９０は、コレクタとエミッタが逆
の逆トランジスタとして動作を始めるが、電流増幅率な
どの特性が急激に変化するため、コレクタ・エミッタ間
電圧が増加し、電流が流れ難くなる。そのため、巻線１
７１の電流の減少率が小さくなり、巻線１７２に発生し
ていた負の電圧はゼロに向かう。その電圧変化は、帰還
コンデンサ１８１を通じて主トランジスタ１８０のベー
スに加わるため、ベース電流が増加し、主トランジスタ
１８０のコレクタ電流を増加させる。また、従帰還コン
デンサ４９１を通じて従トランジスタ４９０のベースに
加わるため、ベースが電流が減少し、従トランジスタ４
９０のコレクタ電流も減少する。その結果、主トランジ
スタ１８０のコレクタは再び飽和し、従トランジスタ４
９０のエミッタ電位をほぼ接地電位まで下げる。

【０１００】（電流蓄積フェーズ）すると再び、巻線１
７２に正の電圧が発生し、この電圧変化が帰還コンデン
サ１８１を通じて主トランジスタ１８０のベースに加わ
るため、ベース電流が一気に増加し、主トランジスタ１
８０のコレクタは大きく飽和し、そのコレクタ・エミッ
タ電圧を小さくする。また、従コンデンサ４９１を通じ
て従トランジスタ４９０のベースに加わるため、ベース
電流が一気に減少させる。その結果、従トランジスタ４
９０のエミッタ電位の変化と、ベース電位の変化がとも
に逆バイアスの方向に向くため、従トランジスタ４９０
は遮断する。

【０１０１】この時、帰還コンデンサ４９１には、従ト
ランジスタ４９０の飽和時に蓄積したベースの余剰電荷
が瞬時に流れ、従帰還コンデンサ４９１をわずかに充電
するが、従トランジスタ４９０を十分に遮断するだけの
ベース電位ｖ_b490を保っている。一方、帰還コンデンサ
１８１は、大きな主トランジスタ１８０のベース電流に
より放電される。その後、従帰還コンデンサ４９１は、
駆動回路４３０からの電流ｉ_b490により充電されるた
め、従トランジスタ４９０のベース電位ｖ_b490は時間と
ともに減少する。従帰還コンデンサ４９１の充電は、ト
ランス１７０の電流放出フェーズ期間内では終らず、そ
の端子電圧の変化が少ないように設定し、従帰還コンデ
ンサ４９１を、電圧源のように振舞うようにしている。
この充電時間は、従帰還コンデンサ４９１の容量値Ｃ
₄₉₁に比例し、駆動回路２３０からの電流値ｉ_b490に反
比例する。

【０１０２】このような繰り返しにより、出力の負荷3
の端子電圧が増加して、これが基準電圧３１１の大きさ
を越えると、増幅回路３１２に出力電流が流れ、電流源
１２０からの電流を横取りし、駆動手段４３０の出力電
流を調節するため、主トランジスタ１８０のベース電流
と、従トランジスタ４９０のベース電流が減少する。そ
の結果、主トランジスタ１８０の潜在的なコレクタ電流
も減少する。そして、巻線１7 １に蓄積される電流が減
少した結果、巻線１７１から負荷３に放出する電流の総
量が減少し、負荷３の端子電圧を減少させる。このよう
に、出力端の電圧は主トランジスタ１８０のベース電流
を調節することで制御できる。

【０１０３】なお、主トランジスタ１８０のコレクタ電
流が増加したとすると、それは主に出力電流が増加した
ためで、その出力電流の増加にともなって、従トランジ
スタ４９０のコレクタ電流も増加している。従って、主
トランジスタ１８０のコレクタ電流が大きくなれば、そ
れにともなって、従トランジスタ４９０のコレクタ電流
値も大きくしなければならない。このような関係から、
本発明の第４実施例の構成では、主トランジスタ１８０
のベース電流に連動した電流を、従トランジスタ４９０
のベースに供給するように構成している。

【０１０４】このように、従トランジスタ４９０を用い
て電流放出フェーズの電流を、出力端に導くことによ
り、そこで発生する電圧降下を極めて小さく抑えること
ができる。その結果、ＤＣＤＣコンバータ装置の電力変
換効率を低下させるという前記した第５の問題点を解決
することができる。

【０１０５】また、本発明の第４実施例の構成では、主
トランジスタ１８０のベースのノードに流す電流と、従
トランジスタ４９０のベースのノードに流す電流とを同
じ大きさにして、回路の簡便化を図っているが、これ
は、トランジスタの電流増幅率など、各々の特性に合わ
せて個々に設定する必要がある。その際は、新たな電流
源や、駆動手段４３０に新たな入力端を設けるなどすれ
ば良い。

【０１０６】（第５実施例）本発明の第５実施例は、請
求項４、５、６、７、１２、２１に対応し、昇圧型主回
路を備えて問題点１、３、４、５、６、７を解決し、目
的１、３、４、５、７を達成するものである。

【０１０７】（第５実施例の構成）図７は本発明の第５
実施例の構成を示すものであり、図５に示した上記第４
実施例の構成とは、状態検出回路３６０および変調回路
５４０が新たに設けられた点が異なり、それ以外は同じ
構成の昇圧型ＤＣＤＣコンバータ装置である。

【０１０８】駆動回路４３０は、トランジスタ２３１、
２３２、４３５から成るカレントミラーと、トランジス
タ１３３、１３４から成るカレントミラーと、トランジ
スタ４３６、４３７から成るカレントミラーと、トラン
ジスタ４３８、４３９から成るカレントミラーとから構
成されており、これは、上記第４実施例のものと同じで
あるが、トランジスタ２３１、２３２のカレントミラー
の出力と、トランジスタ１３３、１３４のカレントミラ
ーの入力の間に、またトランジスタ２３１、４３５のカ
レントミラーの出力と、トランジスタ４３６、４３７の
カレントミラーの入力の間に、変調回路５４０が挿入さ
れている。

【０１０９】状態検出回路３６０は、主回路４０１の電
流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、その
結果を変調回路５４０に出力するものである。変調回路
５４０は、状態検出回路３６０が電流蓄積フェーズと判
断した際には、入力された大きさの電流を主トランジス
タ１８０のベースのノードに、また従帰還コンデンサ４
９１の充電を最適にする値の電流を従トランジスタ４９
０のベースのノードに各々流す。一方、電流放出フェー
ズと判断した際には、帰還コンデンサ１８１の充電を最
適にする値の電流を主トランジスタ１８０のベースのノ
ードに、また入力された大きさの電流を従トランジスタ
４９０のベースのノードに、各々区別して出力するよう
に構成されている。変調回路５４０は、上記第３実施例
の変調回路３４０と類似の機能である。

【０１１０】（第５実施例の動作）本発明の第５実施例
の動作は、駆動回路５３０の出力電流が、電流蓄積フェ
ーズまたは電流放出フェーズで異なる値を主トランジス
タ１８０および従トランジスタ４９０のベースのノード
に区別して出力する点で、上記第４実施例の動作と異な
る。しかし、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとを
交互に繰り返しながら、出力端に電力を供給する基本動
作は全く同じである。また本発明の第５実施例の動作波
形は、主回路４０１が同一である第４実施例の図６のタ
イミング図と同じである。以下、その違いの部分に関わ
る本実施例の動作について、図７の回路図および図６の
タイミング図を参照して説明する。

【０１１１】上記した第４実施例の構成では、出力電圧
を目標値にすべく、比較回路３１０で調節された電流
が、駆動回路４３０の出力から主トランジスタ１８０お
よび従トランジスタ４９０の各ベースのノードに供給さ
れる。回路動作上、主トランジスタ１８０がこの大きさ
の電流を必要とするのは、電流蓄積フェーズの時であ
り、電流放出フェーズでは、帰還コンデンサ１８１の充
電に利用される。一方、従トランジスタ４９０がこの大
きさの電流を必要とするのは、電流放出フェーズの時で
あり、電流蓄積フェーズでは、従帰還コンデンサ４９１
の充電に利用される。

【０１１２】いま、入力電圧や負荷電流が大きく変動す
ると、その変動に応じた出力電圧制御のため、主トラン
ジスタ１８０および従トランジスタ４９０のベース電流
が変化し、帰還コンデンサ１８１および従帰還コンデン
サ４９１の充電電流も変化する。さらに、発振周期が大
きく変動するため、充電する時間も変化し、帰還コンデ
ンサ１８１および従帰還コンデンサ４９１の充電量に過
不足が生じる。そして、変動幅が大きくなると、臨界モ
ードで設計した主回路が断続モードや連続モードになる
など、動作モードの急激な変化が起こり、発振周波数が
大幅に変化するため、スイッチング雑音を除去するフィ
ルタの遮断周波数の設定が難しくなるなどと言った問題
が生じる。

【０１１３】一方、本発明の第５実施例では、駆動回路
４３０の出力電流を、出力電圧の制御に必要な主トラン
ジスタ１８０および従トランジスタ４９０のベース電流
と、帰還コンデンサ１８１および従帰還コンデンサ４９
１の充電電流とを、各々区別して出力する構成とするこ
とで、この課題を解決している。すなわち、駆動回路４
３０が主トランジスタ１８０のベースのノードに供給す
る電流は、電流蓄積フェーズでは出力電圧と負荷電流に
対応した大きさに、また、電流放出フェーズでは帰還コ
ンデンサ１８１の充電量を最適値にする大きさになるよ
うにしている。また、駆動回路４３０が従トランジスタ
４９０のベースのノードに供給する電流は、電流放出フ
ェーズでは出力電圧と負荷電流に対応した大きさに、ま
た、電流蓄積フェーズでは従帰還コンデンサ４９１の充
電量を最適値にする電流になるようにしている。これら
の制御は、状態検出回路３６０変調回路５４０により行
なわれる。

【０１１４】図６のタイミング図において、電流放出フ
ェーズの期間が入力電圧や負荷の変化よって短くなる
と、帰還コンデンサ１８１の充電量が不足するので、主
トランジスタ１８０のベース電位は、変化する以前より
低い値になる。この値が極端に低くなると、電流放出が
終っても、直ぐには電流蓄積フェーズに移行できず、第
１巻線１７１の電流がゼロを持続する断続モードにな
り、電流放出フェーズの期間が大幅に長くなる。しか
し、本発明の第５実施例の構成によれば、駆動回路４３
０からの電流を大きくするので、このような状況にはな
らない。逆に、入力電圧や負荷の変化よって、電流放出
フェーズの期間が長くなると、充電量が過大になり、電
流放出フェーズであっても、主トランジスタ１８０が導
通状態になり、第１巻線１７１の電流がゼロにならない
連続モードになり、電流放出フェーズの期間が大幅に短
くなる。しかし、本発明の第５実施例の構成によれば、
駆動回路４３０からの電流を小さくするので、このよう
な状況にはならない。

【０１１５】一方、電流蓄積フェーズの期間が入力電圧
や負荷の変化によって長くなると、従帰還コンデンサ４
９１の充電量が過剰になるので、従トランジスタ４９０
のベース電位は、変化する以前より低い値になる。この
値が極端に低くなると、遮断しているはずの従トランジ
スタ４９０が導通し、出力端から電流が逆流して主トラ
ンジスタ１８０のコレクタに流れ、損失電力が増加させ
る。しかし、本発明の第５実施例の構成によれば、駆動
回路４３０からの電流を小さくするので、このような状
況にはならない。逆に、入力電圧や負荷の変化よって、
電流蓄積フェーズの期間が短くなると、充電量が不足す
る。この量が極端に少なくなると、電流放出フェーズの
正帰還の電荷量が減少するため、従トランジスタ４９０
の導通初期の電圧降下が大きくなり、損失電力が増加す
る。しかし、本発明の第５実施例の構成によれば、駆動
回路４３０からの電流を大きくするので、このような状
況にはならない。

【０１１６】なお、状態検出回路３６０の電流蓄積フェ
ーズと電流放出フェーズを区別する方法や、変調回路５
４０が設定する帰還コンデンサ１８１および従帰還コン
デンサ４９１の充電電流値やその生成方法は、上記第３
実施例の状態検出回路３６０および変調回路３４０と同
じである。また、変調回路５４０を設ける位置は、結果
的に、駆動回路４３０の出力電流が、電流蓄積フェーズ
と電流放出フェーズとで区別できれば良く、何処にあっ
ても良い。

【０１１７】（第１から第５実施例の昇圧型主回路のま
とめと、降圧型、極性逆転型への展開）これまで説明し
てきた本発明の第１から第５実施例は、従来例も含め
て、全て昇圧型のＤＣＤＣコンバータの構成であった。
以下の第１のループ、第２のループおよび第３のループ
は、これらの昇圧型主回路の主要な電流経路である。

【０１１８】第１のループは、入力電源の接地側〜入力
電源の正電圧側〜トランスの第１巻線の第１端子〜トラ
ンスの第１巻線の第２端子〜主トランジスタのコレクタ
〜主トランジスタのエミッタ〜入力電源の接地側で、電
流蓄積フェーズの電流経路である。

【０１１９】また、第２のループは、上記第１、第２、
第３実施例では、入力電源の接地側〜入力電源の正電圧
側〜トランスの第１巻線の第１端子〜トランスの第１巻
線の第２端子〜ダイオードのアノード〜ダイオードのカ
ソード〜負荷の出力端側〜負荷の接地側となり、上記第
４、第５実施例では、入力電源の接地側〜入力電源の正
電圧側〜トランスの第１巻線の第１端子〜トランスの第
１巻線の第２端子〜従トランジスタのエミッタ〜従トラ
ンジスタのコレクタ〜負荷の出力端側〜負荷の接地側と
なる電流放出フェーズの電流経路である。

【０１２０】さらに、第３のループは、トランスの第２
巻線の第２端子（接地側）〜トランスの第２巻線の第１
端子〜帰還コンデンサの第１端子〜帰還コンデンサの第
２端子〜主トランジスタのベース〜主トランジスタのエ
ミッタ〜トランスの第２巻線の第２端子（接地側）で、
第１巻線と磁気回路を共有する第２巻線からの正帰還に
より、ブロッキング発振を引き起こす働きをする。

【０１２１】ところで、主トランジスタは、次のように
捉えることができる。すなわち、エミッタに対するコレ
クタの電圧をＸ軸、コレクタからエミッタに流れる電流
をＹ軸とする座標系の第１象限の範囲でしか動作しない
電流源で、Ｘ軸の値がゼロ以下では、Ｙ軸の値はゼロを
維持し、また、エミッタからコレクタに流れる電流は、
ベースに加えられる電流により設定できるような素子で
あると考えることができる。上記の第１のループの入力
電源は、主トランジスタとインダクタ（トランスの第１
巻線１７１）にバイアスを与えることで、主トランジス
タを第１象限の範囲で動作させ、可変電流発生手段とし
て振舞うように構成していると考えてもよい。

【０１２２】従って、上記第１から第５実施例の動作か
ら、第１のループの構成は、入力電源と主トランジスタ
で構成された第１象限しか電流を供給できない可変電流
発生手段が、電流を蓄積するインダクタに電流を供給す
るように構成したものであると言える。そして、第３の
ループの構成は、この可変電流発生手段の電流が設定値
になったら、速やかにその電流値をゼロにして第１のル
ープの電流経路を断つ正帰還手段であると言える。その
結果、インダクタが持っている流れていた電流を流し続
けようとする力が、第２のループの整流手段を順方向に
転じさせて電流経路を開き、出力端に電流を放出するよ
うにしたものであると言える。

【０１２３】このように、上記第１から第５実施例の昇
圧型のＤＣＤＣコンバータの構成と動作は、可変電流発
生手段、正帰還手段、整流手段によって説明することが
できる。ところが、これから説明する第６から第９実施
例の構成の降圧型のＤＣＤＣコンバータや、第１０から
第１３実施例の構成の極性逆転型のＤＣＤＣコンバータ
についても、同様な考え方が適用できる。すなわち、昇
圧型、降圧型、極性逆転型の主回路の動作は、可変電流
発生手段、正帰還手段、整流手段によって説明すること
ができる。各々の型式に分かれるのは、可変電流発生手
段の出力電流の向きと、整流手段に入力される電流の向
きと、主回路の入出力電圧の極性と大きさの違いによる
ものである。

【０１２４】可変電流発生手段から、インダクタに蓄積
する電流には、次の２種類の向きがある。インダクタか
ら電流を流出させようとすると、入力電源とその負電圧
側に接続されたＮＰＮトランジスタとの構成になり、逆
に、インダクタに電流を流入させようとすると、入力電
源とその正電圧側に接続されたＰＮＰトランジスタとの
構成になる。前者が昇圧型主回路に利用され、後者が降
圧型主回路、極性逆転型主回路に利用されている。

【０１２５】また、インダクタから整流手段に放出する
電流にも、次の２種類の向きがある。インダクタの放出
電流の向きが流出する方向の場合、整流手段の極性はダ
イオードであればアノードが、従トランジスタであれば
ＰＮＰトランジスタのエミッタが、各々接続される構成
になる。逆に、流入する方向の場合、整流手段の極性は
ダイオードであればカソードが、従トランジスタであれ
ばＮＰＮトランジスタのエミッタが、各々接続される構
成になる。前者が昇圧型主回路に利用され、後者が降圧
型主回路、極性逆転型主回路に利用されている。

【０１２６】その他、主回路の出力電圧と入力電圧の大
小関係と、その極性の正負、そして入力電源と出力電圧
とが共有する電位、例えば、接地電位をどこにするか、
が異なっている。

【０１２７】このように、細部の構成の違いがあるもの
の、各要素の機能においては、いずれの型式も同じで、
可変電流発生手段を用いた第１のループ、正帰還手段を
用いた第３のループ、整流手段を用いた第２のループで
構成され、その基本的な構成および動作原理は同じであ
る。

【０１２８】従って、上記第１から第５実施例のよう
な、従来例の課題を解決する目的で設けた手段を、降圧
型、極性逆転型のＤＣＤＣコンバータに備えることで
も、昇圧型ＤＣＤＣコンバータで得られた効果と同じ効
果が得られる。以下、このことを第６から第１３実施例
で説明する。

【０１２９】（第６実施例）本発明の第６実施例は、請
求項１、５、６、１３、２１に対応し、降圧型主回路を
備えて問題点１、３、６、７を解決し、目的１、５、７
を達成するものである。

【０１３０】（第６実施例の構成）図８は本発明の第6
実施例の降圧型ＤＣＤＣコンバータの構成を示すもので
ある。これは、図１に示した第１実施例の駆動回路１３
０および比較回路１１０を、図３に示した第２実施例の
図２の駆動回路２３０と、図３に示した第３実施例の比
較回路３１０とに置き換えて、ダイオード１９０を用い
た昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解決のための手段
を、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用したものである。

【０１３１】図８において、１は入力電源、２は出力コ
ンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有し
た第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラン
ス、６８０は主トランジスタ、６８１は帰還コンデン
サ、６９０はダイオードであり、これらで主回路６０１
を構成している。また、電流源１２０、比較回路３１０
は、上記第３実施例の図３と同じものである。さらに、
６３０は駆動回路で、トランジスタ２３１、４３５から
成るカレントミラーと、トランジスタ４３６、４３７か
ら成るカレントミラーと、トランジスタ４３８、４３９
から成るカレントミラーとで構成されている。そして、
電流源１２０と駆動回路６３０と比較回路３１０とで、
出力電圧を目標の電圧に導く制御回路６０２を構成して
いる。

【０１３２】（第６実施例の動作）上記第１から第５実
施例の昇圧型主回路が有する第１、第２、第３のループ
に該当する本実施例の降圧型主回路の電流経路は以下の
ループである。

【０１３３】第１のループは、入力電源１の接地側〜入
力電源１の正電圧側〜主トランジスタ６８０のエミッタ
〜主トランジスタ６８０のコレクタ〜第１巻線１７１の
第２端子〜第１巻線１７１の第１端子〜負荷３の出力端
側〜負荷３の接地側〜入力電源１の接地側で、電流蓄積
フェーズの電流経路である。

【０１３４】また第２のループは、ダイオード６９０の
アノード（接地側）〜ダイオード６９０のカソード〜第
１巻線１７１の第２端子〜第１巻線１７１の第１端子〜
負荷３の出力端側〜負荷３の接地側〜ダイオード６９０
のアノード（接地側）で、電流放出フェーズの電流経路
である。

【０１３５】さらに第３のループは、第２巻線１７２の
第２端子（接地側）〜第２巻線１７２の第１端子〜帰還
コンデンサ６８１の第１端子〜帰還コンデンサ６８１の
第２端子〜主トランジスタ６８０のベース〜主トランジ
スタ６８０のエミッタ〜入力電源１の正電圧側〜入力電
源１の接地側〜第２巻線の第２端子（接地側）で、第１
巻線１７１と磁気回路を共有する第２巻線１７２からの
正帰還の経路である。

【０１３６】すなわち、第１のループの可変電流発生手
段は、第１の巻線１７１に流入させる方向の電流を発生
させるべく、入力電源１とＰＮＰ型の主トランジスタ６
８０で構成し、また、第２のループの整流手段は、第１
の巻線１７１に流入し続ける方向の電流を流させるべ
く、ダイオード６９０の向きを定めている。そして、第
３のループの正帰還手段は、第１巻線１７１と磁気回路
を共有する第２巻線１７２からの正帰還により、ブロッ
キング発振を引き起こさせるように構成されている。

【０１３７】本発明の第６実施例の降圧型ＤＣＤＣコン
バータでは、電流蓄積フェーズの始めに第１のループに
電流が流れるが、第１巻線１７１の電流が小さい時は、
主トランジスタ６８０が飽和しているため、第１巻線１
７１には入力電源１の電圧と、出力端の電圧の差が印加
される。第１巻線１７１の電流が増加して、主トランジ
スタ６８０の潜在的なコレクタ電流値に達すると、第２
巻線１７２の電圧が帰還コンデンサ６８１を介して、主
トランジスタ６８０のベースに印加され、主トランジス
タ６８０が遮断する。すると、第１巻線１７１の電流を
流し続けようとする力が、ダイオード６９０の端子電圧
を順方向電圧にして、負荷３に向けて電流を流し続け
る。この電流が小さくなりゼロを横切る値に達すると、
ダイオード６９０がその流れを阻止するため、第２巻線
１７２の電圧が逆転し、帰還コンデンサ６８１を介して
主トランジスタ６８０を再び飽和させる。

【０１３８】このように、本発明の第６実施例の動作
は、上記第１実施例の動作と同じように、「電流蓄積フ
ェーズ開始」「電流蓄積フェーズ」「電流蓄積フェーズ
終了〜電流放出フェーズ開始」「電流放出フェーズ」
「電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェーズ開始」のサ
イクルを繰り返すことで、出力端に電力を供給してい
く。そして、出力端に供給される電力の大きさは、電流
蓄積フェーズにおける電流蓄積量で決まり、これは制御
回路６０２から主トランジスタ６８０のベースに与えら
れる電流により制御される。

【０１３９】この様子を示したのが、図９のタイミング
図で、主回路６０１の第１巻線１７１の電流、主トラン
ジスタ６８０のコレクタ電流、ダイオード６９０の電流
の各々の向きを、図８のようにとっている。この電流波
形は、図２のタイミング図に示された第１実施例の昇圧
型ＤＣＤＣコンバータの電流波形と同じである。

【０１４０】このように、本発明の第６実施例の動作と
効果は、上記した降圧型主回路と、昇圧型主回路の基本
構成と動作原理が同じであることから、第１および第２
実施例の動作と効果にほぼ同じである。従って、駆動回
路６３０のトランジスタ４３９のコレクタから供給され
るベース電流の上限値は、入力電圧の変動に依存しない
ため、電流値の設定が容易できる。また、最悪条件と最
好条件の差が小さくなるため、ベース電流の上限値の設
計マージンは少なくて済む。そのため、出力電圧制御に
ともなう廃棄電流が減少し、無駄な電力消費が抑えられ
るとともに、起動時や過負荷時の主トランジスタの保護
が最適化できるため、他の保護手段を設けたり、定格に
余裕のあるトランジスタを使用する必要がなくなる。そ
の結果、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を低下させ
るという第１の問題点と、コストを増加させてしまうと
いう第３の問題点を解決することができる。

【０１４１】（第７実施例）本発明の第７実施例は、請
求項２、５、６、７、１４、２１に対応し、降圧型主回
路を備えて問題点１、３、４、６、７を解決し、目的
１、３、５、６、７を達成するものである。

【０１４２】（第７実施例の構成）図１０は、本発明の
第７実施例の降圧型ＤＣＤＣコンバータの構成を示すも
のである。これは、図４に示した第３実施例のダイオー
ド１９０、状態検出回路３６０、変調回路３４０を用い
た昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解決のための手段
を、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用したものである。

【０１４３】図１０において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、６８０は主トランジスタ、６８１は帰還コンデン
サ、６９０はダイオードであり、これらで主回路６０１
を構成している。また、電流源１２０、比較回路３１０
は、上記第３実施例のと同じものである。さらに、駆動
回路６３０は、上記第６実施例のものと同じであるが、
トランジスタ２３１、４３５から成るカレントミラーの
出力と、トランジスタ４３６、４３７から成るカレント
ミラーの入力の間に、変調回路７４０が挿入されてい
る。

【０１４４】状態検出回路３６０は、主回路６０１の電
流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、その
結果を変調回路７４０に出力する。変調回路７４０は、
状態検出回路３６０が電流蓄積フェーズと判断した際に
は、その入力と同じ電流を、また、電流放出フェーズと
判断した際には、帰還コンデンサ６８１の充電を最適に
する値の電流を、各々区別して出力するように構成され
ている。そして、電流源１２０、駆動回路６３０、比較
回路３１０、状態検出回路３６０、変調回路７４０で、
出力電圧を目標の電圧に導く制御回路７０２を構成して
いる。

【０１４５】（第７実施例の動作）本発明の第７実施例
の動作は、駆動回路６３０の出力電流が、電流蓄積フェ
ーズまたは電流放出フェーズで異なる値を区別して出力
する点で、上記第６実施例の動作と異なる。しかし、電
流蓄積フェーズと電流放出フェーズを交互に繰り返しな
がら出力端に電力を供給する基本動作は全く同じであ
る。本発明の第７実施例の動作波形は、主回路６０１が
同一の図９に示した第６実施例のタイミング図と同じで
ある。

【０１４６】本発明の第７実施例の構成で、新たに追加
された変調回路７４０、状態検出回路３６０の動作と効
果は、上記した降圧型主回路と昇圧型主回路の基本構成
と動作原理が同じであることから、上記第３実施例の動
作と効果に同じである。

【０１４７】従って、電流放出フェーズの期間が入力電
圧や負荷の変化によって短くなっても、駆動回路６３０
からの電流を大きくして、帰還コンデンサ６８１の充電
量を適性値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅
な変化を抑えることができる。逆に、入力電圧や負荷の
変化によって電流放出フェーズの期間が長くなっても、
駆動回路６３０からの電流を小さくして、充電量を適性
値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅な変化を
抑えることができる。

【０１４８】［第８実施例］本発明の第８実施例は、請
求項３、５、６、１５、２１に対応し、降圧型主回路を
備えて問題点１、３、５、６、７を解決し、目的１、
４、５、７を達成するものである。

【０１４９】（第８実施例の構成）図１１は本発明の第
８実施例の降圧型ＤＣＤＣコンバータの構成を示すもの
である。これは、図５に示した第４実施例の従トランジ
スタ４９０を用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解
決のための手段を、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用し
たものである。

【０１５０】図１１において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、６８０は主トランジスタ、６８１は帰還コンデン
サ、８９０は従トランジスタ、８９１は従帰還コンデン
サであり、これらで主回路８０１を構成している。ま
た、電流源１２０、比較回路３１０は、上記第３実施例
と同じものである。さらに、駆動回路４３０は、上記第
４実施例のものと同じである。そして、電流源１２０と
駆動回路４３０と比較回路３１０とで、出力電圧を目標
の電圧に導く制御回路８０２を構成している。

【０１５１】（第８実施例の動作）本発明の第８実施例
の降圧型主回路の第１のループと第３のループは、上記
第６実施例のものと同じである。第２のループは、従ト
ランジスタ８９０のコレクタ（接地側）〜従トランジス
タ８９０のエミッタ〜第１巻線１７１の第２端子〜第１
巻線１７１の第１端子〜負荷３の出力端側〜負荷３の接
地側〜従トランジスタ８９０のコレクタ（接地側）で、
電流放出フェーズの電流経路である。

【０１５２】すなわち、第１のループの可変電流発生手
段は、第１の巻線１７１に流入させる方向の電流を発生
させるべく、入力電源１とＰＮＰ型の主トランジスタ６
８０で構成し、また第２のループの整流手段は、第１の
巻線１７１に流入し続ける方向の電流を流させるべく、
ＮＰＮ型の従トランジスタ８９０で構成している。そし
て、第３のループの正帰還手段は、第１巻線１７１と磁
気回路を共有する第２巻線１７２からの正帰還により、
ブロッキング発振を引き起こさせるように構成されてい
る。

【０１５３】本実施例の降圧型ＤＣＤＣコンバータで
は、電流蓄積フェーズの始めに第１のループに電流が流
れるが、第１巻線１７１の電流が小さい時は、主トラン
ジスタ６８０が飽和しているため、第１巻線１７１には
入力電源１の電圧と、出力端の電圧の差が印加される。
第１巻線１７１の電流が増加して、主トランジスタ６８
０の潜在的なコレクタ電流値に達すると、第２巻線１７
２の電圧が帰還コンデンサ６８１を介して、主トランジ
スタ６８０のベースに印加され、主トランジスタ６８０
が遮断する。すると、第１巻線１７１の電流を流し続け
ようとする力が、従トランジスタ８９０のエミッタ電位
を引き下げ、かつ第２巻線１７２の電圧が、従帰還コン
デンサ８９１を介して従トランジスタ８９０のベース電
位を押し上げる結果、ベース・エミッタ間電圧を順方向
電圧にして、従トランジスタ８９０を飽和させ、僅かな
コレクタ・エミッタ間電圧を経由して、負荷３に向けて
電流を流す。この電流が小さくなりゼロを横切る値に達
すると、従トランジスタ８９０のコレクタ・エミッタ間
電圧が増加するため、第２巻線１７２の電圧が逆転し、
帰還コンデンサ６８１を介して、主トランジスタ６８０
を再び飽和させ、従トランジスタ８９０も遮断する。

【０１５４】このように、本発明の第８実施例の動作
は、上記第４実施例の動作と同じように、「電流蓄積フ
ェーズ開始」「電流蓄積フェーズ」「電流蓄積フェーズ
終了〜電流放出フェーズ開始」「電流放出フェーズ」
「電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェーズ開始」のサ
イクルを繰り返すことで、出力端に電力を供給してい
く。そして、出力端に供給される電力の大きさは、電流
蓄積フェーズにおける電流蓄積量で決まり、これは制御
回路８０２から主トランジスタ６８０のベースに与えら
れる電流により制御される。

【０１５５】この様子を示したのが、図１２のタイミン
グ図であり、主回路８０１の第１巻線１７１の電流、主
トランジスタ６８０のコレクタ電流、従トランジスタ８
９０のエミッタ電流の各々の向きを、図１１のようにと
っている。この電流波形は、図６のタイミング図に示さ
れた上記第４実施例の昇圧型ＤＣＤＣコンバータの電流
波形と同じである。

【０１５６】このように、本発明の第８実施例の動作と
効果は、上記した降圧型主回路と昇圧型主回路の基本構
成と動作原理が同じことから、上記第４実施例の動作と
効果にほぼ同じである。従って、従トランジスタ８９０
を用いて電流放出フェーズの電流を出力端に導くことに
より、そこで発生する電圧降下を極めて小さく抑えるこ
とができる。その結果、ＤＣＤＣコンバータ装置の電力
変換効率を低下させるという第５の問題点を解決するこ
とができる。

【０１５７】［第９実施例］本発明の第９実施例は、請
求項４、５、６、７、１６、２１に対応し、降圧主回路
を備えて問題点１、３、４、５、６、７を解決し、目的
１、３、４、５、７を達成するものである。

【０１５８】（第９実施例の構成）図１３は、本発明の
第９実施例の降圧型ＤＣＤＣコンバータの構成を示すも
のである。これは、図７に示した第５実施例の従トラン
ジスタ４９０、状態検出回路３６０、変調回路５４０を
用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解決のための手
段を、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用したものであ
る。

【０１５９】図１３において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、６８０は主トランジスタ、６８１は帰還コンデン
サ、８９０は従トランジスタ８９１は従帰還コンデンサ
であり、これらで主回路８０１を構成している。また、
電流源１２０、比較回路３１０は、上記第３実施例と同
じものである。さらに、駆動回路４３０は、上記第４実
施例のものと同じであるが、トランジスタ２３１、２３
２のカレントミラーの出力と、トランジスタ１３３、１
３４のカレントミラーの入力の間に、またトランジスタ
２３１、４３５のカレントミラーの出力と、トランジス
タ４３６、４３７のカレントミラーの入力の間に、変調
回路９４０が挿入されている。

【０１６０】状態検出回路３６０は、主回路８０１の電
流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、その
結果を変調回路９４０に出力するものである。変調回路
９４０は、状態検出回路３６０が電流蓄積フェーズと判
断した際には、入力された大きさの電流を主トランジス
タ６８０のベースのノードに、また、従帰還コンデンサ
８９１の充電を最適にする値の電流を従トランジスタ８
９０のベースのノードに各々流す。一方、電流放出フェ
ーズと判断した際には、帰還コンデンサ６８１の充電を
最適にする値の電流を主トランジスタ６８０のベースの
ノードに、また入力された大きさの電流を従トランジス
タ８９０のベースのノードに、各々区別して出力するよ
うに構成されている。そして、電流源１２０、駆動回路
４３０、比較回路３１０、状態検出回路３６０、変調回
路９４０により、出力電圧を目標の電圧に導く制御回路
９０２を構成している。

【０１６１】（第９実施例の動作）本発明の第９実施例
の動作は、駆動回路４３０の出力電流が、電流蓄積フェ
ーズまたは電流放出フェーズで異なる値を区別して出力
する点で、上記第８実施例の動作と異なる。しかし、電
流蓄積フェーズと電流放出フェーズとを交互に繰り返し
ながら、出力端に電力を供給する基本動作は全く同じで
ある。本発明の第９実施例の動作波形は、主回路８０１
が同一の図１２に示した本発明の第８実施例のタイミン
グ図と同じである。

【０１６２】本発明の第９実施例の構成で、新たに追加
された変調回路９４０、状態検出回路３６０の動作と効
果は、上記した降圧型主回路と昇圧型主回路の基本構成
と動作原理が同じであることから、上記第５実施例の動
作と効果に同じである。

【０１６３】従って、電流放出フェーズの期間が入力電
圧や負荷の変化によって短くなっても、駆動回路４３０
からの電流を大きくして、帰還コンデンサ６８１の充電
量を適性値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅
な変化を抑えることができる。逆に、入力電圧や負荷の
変化によって電流放出フェーズの期間が長くなっても、
駆動回路４３０からの電流を小さくして、充電量を適性
値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅な変化を
抑えることができる。

【０１６４】一方、電流蓄積フェーズの期間が入力電圧
や負荷の変化によって長くなっても、駆動回路４３０か
らの電流を小さくして、従帰還コンデンサ８９１の充電
量を適性値にするため、従トランジスタ８９０の遮断を
維持することができる。逆に、入力電圧や負荷の変化に
よって電流蓄積フェーズの期間が長くなっても、駆動回
路４３０からの電流を大きくして、充電量を適性値にす
るため、帰還電荷による従トランジスタ８９０の導通初
期の電圧降下を低く保つことができる。

【０１６５】［第１０実施例］本発明の第１０実施例
は、請求項１、５、６、１７、２１に対応し、極性逆転
型主回路を備えて問題点１、３、６、７を解決し、目的
１、５、７を達成するものである。

【０１６６】（第１０実施例の構成）図１４は、本発明
の第１０実施例の極性逆転型ＤＣＤＣコンバータの構成
を示すものである。これは、図１１に示した第１実施例
の駆動回路１３０および比較回路１１０を、図３に示し
た第２実施例の駆動回路２３０と、図４に示した第３実
施例の比較回路３１０とに置き換えて、ダイオード１９
０を用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解決のため
の手段を、極性逆転型ＤＣＤＣコンバータに適用したも
のである。

【０１６７】図１４において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、１０８０は主トランジスタ、１０８１は帰還コン
デンサ、１０９０はダイオードであり、これらで主回路
１００１を構成している。また電流源１２０は、上記第
３実施例と同じものである。さらに駆動回路６３０は、
上記第６実施例と同じものである。また比較回路１０１
０は、基準電圧３１１と増幅回路３１２とレベルシフト
回路１０１３とから構成されている。

【０１６８】これまでの昇圧型、降圧型のＤＣＤＣコン
バータでは、主トランジスタのベース電流を増加すれ
ば、出力端の電位は上昇したが、本発明の第１０実施例
のような極性逆転型ＤＣＤＣコンバータでは、負電圧の
絶対値は増加するが、電位は下降するため、その電位変
化を制御に利用しようとすると、制御回路の位相を逆転
する必要がある。そのため、上記第３実施例の比較回路
３１０内の増幅回路３１２の非反転入力端子に接続され
ていた基準電圧３１１は、本実施例の比較回路１０１０
では、反転入力端子側に接続されている。また、出力電
位の変化を、正の電源電圧で動作する増幅回路３１２に
導くレベルシフト回路１０１３を設け、正の電源電圧で
動作する増幅回路３１２と基準電圧３１１とを、そのま
ま利用できるようにしている。最終的に、電流源１２０
と駆動回路６３０と比較回路１０１０とで、出力電圧を
目標の電圧に導く制御回路１００２を構成している。

【０１６９】（第１０実施例の動作）上記第１から第５
実施例の昇圧型主回路が有する第１、第２、第３のルー
プに該当する本発明の第１０実施例の極性逆転型主回路
の電流経路は以下のループである。

【０１７０】第１のループは、入力電源１の接地側〜入
力電源１の正電圧側〜主トランジスタ１０８０のエミッ
タ〜主トランジスタ１０８０のコレクタ〜第１巻線１７
１の第２端子〜第１巻線１７１の第１端子〜入力電源１
の接地側で、電流蓄積フェーズの電流経路である。

【０１７１】また第２のループは、負荷３の接地側〜負
荷３の出力端側〜ダイオード１０９０のアノード〜ダイ
オード１０９０のカソード〜第１巻線１７１の第２端子
〜第１巻線１７１の第１端子（接地側）〜負荷３の接地
側で、電流放出フェーズの電流経路である。

【０１７２】さらに第３のループは、第２巻線１７２の
第２端子（接地側）〜第２巻線１７２の第１端子〜帰還
コンデンサ１０８１の第１端子〜帰還コンデンサ１０８
１の第２端子〜主トランジスタ１０８０のベース〜主ト
ランジスタ１０８０のエミッタ〜入力電源１の正電圧側
〜入力電源１の接地側〜第２巻線の第２端子（接地側）
で、第１巻線１７１と磁気回路を共有する第２巻線１７
２からの正帰還の経路である。

【０１７３】すなわち、第１のループの可変電流発生手
段は、第１の巻線１７１に流入させる方向の電流を発生
させるべく、入力電源１とＰＮＰ型の主トランジスタ１
０８０で構成し、また第２のループの整流手段は、第１
の巻線１７１に流入し続ける方向の電流を流させるべ
く、ダイオード１０９０の向きを定めている。そして，
第３のループの正帰還手段は、第１巻線１７１と磁気回
路を共有する第２巻線１７２からの正帰還により、ブロ
ッキング発振を引き起こさせるように構成されている。

【０１７４】本発明の第１０実施例の極性逆転型ＤＣＤ
Ｃコンバータでは、電流蓄積フェーズの始めに第１のル
ープに電流が流れるが、第１巻線１７１の電流が小さい
時は、主トランジスタ１０８０が飽和しているため、第
１巻線１７１には入力電源１の電圧が印加される。第１
巻線１７１の電流が増加して、主トランジスタ１０８０
の潜在的なコレクタ電流値に達すると、第２巻線１７２
の電圧が帰還コンデンサ１０８１を介して、主トランジ
スタ１０８０のベースに印加され、主トランジスタ１０
８０が遮断する。すると、第１巻線１７１の電流を流し
続けようとする力が、ダイオード１０９０の端子電圧を
順方向電圧にして、負荷３からの電流を流し続ける。こ
の電流が小さくなりゼロを横切る値に達すると、ダイオ
ード１０９０がその流れを阻止するため、第２巻線１７
２の電圧が逆転し、帰還コンデンサ１０８１を介して主
トランジスタ１０８０を再び飽和させる。

【０１７５】このように、本発明の第１０実施例の動作
は、上記第１実施例の動作と同じように、「電流蓄積フ
ェーズ開始」「電流蓄積フェーズ」「電流蓄積フェーズ
終了〜電流放出フェーズ開始」「電流放出フェーズ」
「電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェーズ開始」のサ
イクルを繰り返すことで、出力端に電力を供給してい
く。そして、出力端に供給される電力の大きさは、電流
蓄積フェーズにおける、電流蓄積量で決まり、これは制
御回路１００２から主トランジスタ１０８０のベースに
与えられる電流により制御される。

【０１７６】この様子を示したのが、図１５のタイミン
グ図であり、主回路１００１の第１巻線１７１の電流、
主トランジスタ１０８０のコレクタ電流、ダイオード１
０９０の電流の各々の向きを、図１４のようにとってい
る。この電流波形は、図２のタイミング図に示した上記
第１実施例の昇圧型ＤＣＤＣコンバータの電流波形と同
じである。

【０１７７】このように、本発明の第１０実施例の動作
と効果は、上記した極性逆転型主回路と昇圧型主回路の
基本構成と動作原理が同じであることから、上記第１お
よび第２実施例の動作と効果にほぼ同じである。従っ
て、駆動回路６３０のトランジスタ４３９のコレクタか
ら供給されるベース電流の上限値は、入力電圧の変動に
依存しないため、電流値の設定が容易できる。また、最
悪条件と最好条件の差が小さくなるため、ベース電流の
上限値の設計マージンは少なくて済む。そのため、出力
電圧制御にともなう廃棄電流が減少し、無駄な電力消費
が抑えられるとともに、起動時や過負荷時の主トランジ
スタの保護が最適化できるため、他の保護手段を設けた
り、定格に余裕のあるトランジスタを使用する必要がな
くなる。その結果、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率
を低下させるという第１の問題点と、コストを増加させ
てしまうという第３の問題点を解決することができる。

【０１７８】なお、本発明の第１０実施例の比較回路１
０１０は、正の電源電圧で動作する増幅回路３１２と基
準電圧３１１をそのまま利用するために、レベルシフト
回路１０１３を設けて構成していたが、これは他の方法
であってもよい。例えば、出力端と反転入力端の間に帰
還経路を持つ正の電源電圧で動作する演算増幅器を設
け、その仮想接地になる反転入力端子と、主回路の出力
端との間に抵抗を設けることで、出力端の電圧値を電流
値に置き換え、その電流を基準電流と直接比較する方法
や、その電流を再び電圧に変換して、増幅回路３１２と
基準電圧３１１を利用する方法によっても達成できる。

【０１７９】［第１１実施例］本発明の第１１実施例
は、請求項２、５、６、７、１８、２１に対応し、極性
逆転型主回路を備えて問題点１、３、４、６、７を解決
し、目的１、３、５、６、７を達成するものである。

【０１８０】（第１１実施例の構成）図１６は、本発明
の第１１実施例の極性逆転型ＤＣＤＣコンバータの構成
を示すものである。これは、図４に示した第３実施例の
ダイオード１９０、状態検出回路３６０、変調回路３４
０を用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバータの課題解決のため
の手段を、極性逆転型ＤＣＤＣコンバータに適用したも
のである。

【０１８１】図１１において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、１０８０は主トランジスタ、１０８１は帰還コン
デンサ、１０９０はダイオードであり、これらで主回路
１００１を構成している。また、電流源１２０は、上記
第３実施例と同じものである。さらに駆動回路６３０
は、上記第６実施例のものと同じであるが、トランジス
タ２３１、４３５から成るカレントミラーの出力と、ト
ランジスタ４３６、４３７から成るカレントミラーの入
力の間に、変調回路１１４０が挿入されている。

【０１８２】また、比較回路１１１０は、上記第１０実
施例の比較回路１０１０と同じ機能であるが、レベルシ
フト回路１０１３Ｘを、電流源１０１３Ａ、トランジス
タ１０１３Ｂ、１０１３Ｃから成るカレントミラー、抵
抗１０１３Ｄで構成している。入力電源１の電圧に依存
しない電流を、抵抗１０１３Ｄに流し、一定の電圧降下
を発生させ、出力端の負の電圧に重畳させて、増幅回路
３１２の非反転入力端子に印加される電圧を、増幅回路
３１２の動作領域に変換している。

【０１８３】状態検出回路３６０は、主回路１００１の
電流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、そ
の結果を変調回路１１４０に出力する。変調回路１１４
０は、状態検出回路３６０が電流蓄積フェーズと判断し
た際には、その入力と同じ電流を、また電流放出フェー
ズと判断した際には、帰還コンデンサ１０８１の充電を
最適にする値の電流を、各々区別して出力するように構
成されている。そして、電流源１２０、駆動回路６３
０、比較回路１１１０、状態検出回路３６０、変調回路
１１４０により、出力電圧を目標の電圧に導く制御回路
１１０２を構成している。

【０１８４】（第１１実施例の動作）本発明の第１１実
施例の動作は、駆動回路６３０の出力電流が、電流蓄積
フェーズまたは電流放出フェーズで異なる値を区別して
出力する点で、上記第１０実施例の動作と異なる。しか
し、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとを交互に繰
り返しながら、出力端に電力を供給する基本動作は全く
同じである。本発明の第１１実施例の動作波形は、主回
路１００１が同一の図１５に示した第１０実施例のタイ
ミング図と同じである。

【０１８５】本発明の第１１実施例の構成で、新たに追
加された変調回路１１４０、状態検出回路３６０の動作
と効果は、上記した極性逆転型主回路と昇圧型主回路の
基本構成と動作原理が同じであることから、上記第３実
施例の動作と効果に同じである。

【０１８６】従って、電流放出フェーズの期間が入力電
圧や負荷の変化よって短くなっても、駆動回路６３０か
らの電流を大きくして、帰還コンデンサ１０８１の充電
量を適性値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅
な変化を抑えることができる。逆に、入力電圧や負荷の
変化によって電流放出フェーズの期間が長くなっても、
駆動回路６３０からの電流を小さくして、充電量を適性
値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅な変化を
抑えることがきる。

【０１８７】なお、レベルシフト回路１０１３Ｘにおい
て、必要なレベルシフトの電圧値は、抵抗１０１３Ｄの
値で自由に設定できる。また、安定動作時のトランジス
タ１０１３Ｃのコレクタ電位は、正電圧であるため、電
流源１２０、駆動回路６３０比較回路１１１０、状態検
出回路３６０、変調回路１１４０などと同一のモノリシ
ック基板上に形成でき、ＩＣ化に有利である。

【０１８８】［第１２実施例］本発明の第１２実施例
は、請求項３、５、６、１９、２１に対応し、極性逆型
主回路を備えて問題点１、３、５、６、７を解決し、目
的１、４、５、７を達成するものである。

【０１８９】（第１２実施例の構成）図１７は、本発明
の第１２実施例の極性逆転型ＤＣＤＣコンバータの構成
を示すものである。これは、図５に示した第４実施例の
従トランジスタ４９０を用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバー
タの課題解決のための手段を、極性逆転型ＤＣＤＣコン
バータに適用したものである。

【０１９０】図１７において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、１０８０は主トランジスタ、１０８１は帰還コン
デンサ、１２９０は従トランジスタ、１２９０は従帰還
コンデンサであり、これらで主回路１２０１を構成して
いる。また電流源１２０は、上記第３実施例と同じもの
で、比較回路１０１０は、上記第１０実施例と同じもの
である。さらに駆動回路４３０は、上記第４実施例のも
のと同じである。そして、電流源１２０と駆動回路４３
０と比較回路１０１０とで、出力電圧を目標の電圧に導
く制御回路１２０２を構成している。

【０１９１】（第１２実施例の動作）本発明の第１2 実
施例の極性逆転型主回路の第１のループと第３のループ
は、上記第１０実施例のものと同じである。第２のルー
プは、負荷３の接地側〜負荷３の出力端側〜従トランジ
スタ１２９０のコレクタ〜従トランジスタ８９０のエミ
ッタ〜第１巻線１７１の第２端子〜第１巻線１７１の第
１端子（接地側）〜負荷３の接地側で、電流放出フェー
ズの電流経路である。

【０１９２】すなわち、第１のループの可変電流発生手
段は、第１の巻線１７１に流入させる方向の電流を発生
させるべく、入力電源１とＰＮＰ型の主トランジスタ１
０８０で構成し、また、第２のループの整流手段は，第
１の巻線１７１に流入し続ける方向の電流を流させるべ
く、ＮＰＮ型の従トランジスタ１２９０で構成してい
る。そして、第３のループの正帰還手段は、第１巻線１
７１と磁気回路を共有する第２巻線１７２からの正帰還
により、ブロッキング発振を引き起こさせるように構成
されている。

【０１９３】本実施例の極性逆転型ＤＣＤＣコンバータ
では、電流蓄積フェーズの始めに第１のループに電流が
流れるが、第１巻線１７１の電流が小さい時は、主トラ
ンジスタ１０８０が飽和しているため、第１巻線１７１
には入力電源１の電圧が印加される。第１巻線１７１の
電流が増加して、主トランジスタ１０８０の潜在的なコ
レクタ電流値に達すると、第２巻線１７２の電圧が帰還
コンデンサ１０８１を介して、主トランジスタ１０８０
のベースに印加され、主トランジスタ１０８０が遮断す
る。すると、第１巻線１７１の電流を流し続けようとす
る力が、従トランジスタ１２９０のエミッタ電位を引き
下げ、かつ第２巻線１７２の電圧が従帰還コンデンサ１
２９１を介して従トランジスタ１２９０のベース電位を
押し上げる結果、ベース・エミッタ間電圧を順方向電圧
にして、従トランジスタ１２９０を飽和させ、僅かなコ
レクタ・エミッタ間電圧を経由して、負荷３からの電流
を流し続ける。この電流が小さくなりゼロを横切る値に
達すると、従トランジスタ１２９０のコレクタ・エミッ
タ間電圧が増加するため、第２巻線１７２の電圧が逆転
し、帰還コンデンサ１２８１を介して主トランジスタ１
２８０を再び飽和させ、従トランジスタ１２９０も遮断
する。

【０１９４】このように、本発明の第１２実施例の動作
は、上記第４実施例の動作と同じように、「電流蓄積フ
ェーズ開始」「電流蓄積フェーズ」「電流蓄積フェーズ
終了〜電流放出フェーズ開始」「電流放出フェーズ」
「電流放出フェーズ終了〜電流蓄積フェーズ開始」のサ
イクルを繰り返すことで、出力端に電力を供給してい
く。そして、出力端に供給される電力の大きさは、電流
蓄積フェーズにおける電流蓄積量で決まり、これは制御
回路１２０２から主トランジスタ１０８０のベースに与
えられる電流により制御される。

【０１９５】この様子を示したのが、図１８のタイミン
グ図であり、主回路１２０１の第１巻線１７１の電流、
主トランジスタ１０８０のコレクタ電流、従トランジス
タ１２９０のエミッタ電流の各々の向きを、図１７のよ
うにとっている。この電流波形は、図６のタイミング図
に示された上記第４実施例の昇圧型ＤＣＤＣコンバータ
の電流波形と同じである。

【０１９６】このように、本発明の第１２実施例の動作
と効果は、上記した極性逆転型主回路と昇圧型主回路の
基本構成と動作原理が同じことから、上記第４実施例の
動作と効果にほぼ同じである。従って、従トランジスタ
１２９０を用いて電流放出フェーズの電流を出力端に導
くことにより、そこで発生する電圧降下を極めて小さく
抑えることができる。その結果、ＤＣＤＣコンバータ装
置の電力変換効率を低下させるという第５の問題点を解
決することができる。

【０１９７】［第１３実施例］本発明の第１３実施例
は、請求項４、５、６、７、２０、２１に対応し、極性
逆転型主回路を備えて問題点１、３、４、５、６、７を
解決し、目的１、３、４、５、７を達成するものであ
る。

【０１９８】（第１３実施例の構成）図１９は、本発明
の第１３実施例の極性逆転型ＤＣＤＣコンバータの構成
を示すものである。これは、上記発明の第５実施例の図
５の構成の、従トランジスタ４９０、状態検出回路３６
０、変調回路５４０を用いた昇圧型ＤＣＤＣコンバータ
の課題解決のための手段を、極性逆転型ＤＣＤＣコンバ
ータに適用したものである。

【０１９９】図１９において、１は入力電源、２は出力
コンデンサ、３は出力の負荷、１７０は磁気回路を共有
した第１の巻線１７１と第２の巻線１７２を有するトラ
ンス、１０８０は主トランジスタ、１０８１は帰還コン
デンサ、１２９０は従トランジスタ、１２９１は従帰還
コンデンサであり、これらで主回路１２０１を構成して
いる。また電流源１２０は、上記第３実施例の図３と同
じもので、比較回路１０１０は、上記第１０実施例のと
同じものである。さらに駆動回路４３０は、上記第４実
施例のものと同じであるが、トランジスタ２３１、２３
２のカレントミラーの出力と、トランジスタ１３３、１
３４のカレントミラーの入力の間に、またトランジスタ
２３１、４３５のカレントミラーの出力と、トランジス
タ４３６、４３７のカレントミラーの入力の間に、変調
回路１３４０が挿入されている。

【０２００】状態検出回路３６０は、主回路１２０１の
電流蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出し、そ
の結果を変調回路１３４０に出力するものである。変調
回路１３４０は、状態検出回路３６０が電流蓄積フェー
ズと判断した際には、入力された大きさの電流を主トラ
ンジスタ１０８０のベースのノードに、また従帰還コン
デンサ１２９１の充電を最適にする値の電流を従トラン
ジスタ１２９０のベースのノードに各々流す。一方、電
流放出フェーズと判断した際には、帰還コンデンサ１０
８１の充電を最適にする値の電流を主トランジスタ１０
８０のベースのノードに、また入力された大きさの電流
を従トランジスタ１２９０のベースのノードに、各々区
別して出力するように構成されている。そして、電流源
１２０、駆動回路４３０、比較回路１０１０、状態検出
回路３６０、変調回路１３４０により、出力電圧を目標
の電圧に導く制御回路１３０２を構成している。

【０２０１】（第１３実施例の動作）本発明の第１３実
施例の動作は、駆動回路４３０の出力電流が、電流蓄積
フェーズまたは電流放出フェーズで異なる値を区別して
出力する点で、上記第１２実施例の動作と異なる。しか
し、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとを交互に繰
り返しながら、出力端に電力を供給する基本動作は全く
同じである。本実施例の動作波形は、主回路１２０１が
同一の図１８に示した上記第１２実施例タイミング図と
同じである。

【０２０２】本発明の第１３実施例の構成で、新たに追
加された変調回路１３４０、状態検出回路３６０の動作
と効果は、上記した極性逆転型主回路と昇圧型主回路の
基本構成と動作原理が同じであることから、上記第５実
施例の動作と効果に同じである。

【０２０３】従って、電流放出フェーズの期間が入力電
圧や負荷の変化によって短くなっても、駆動回路４３０
からの電流を大きくして、帰還コンデンサ１０８１の充
電量を適性値にするため、電流放出フェーズの期間の大
幅な変化を抑えることができる。逆に、入力電圧や負荷
の変化によって電流放出フェーズの期間が長くなって
も、駆動回路４３０からの電流を小さくして、充電量を
適性値にするため、電流放出フェーズの期間の大幅な変
化を抑えることができる。

【０２０４】一方、電流蓄積フェーズの期間が入力電圧
や負荷の変化によって長くなっても、駆動回路４３０か
らの電流を小さくして、従帰還コンデンサ１２９１の充
電量を適性値にするため、従トランジスタ１２９０の遮
断を維持することができる。逆に、入力電圧や負荷の変
化によって、電流蓄積フェーズの期間が長くなっても、
駆動回路４３０からの電流を大きくして、充電量を適性
値にするため、帰還電荷による従トランジスタ１２９０
の導通初期の電圧降下を低く保つことができる。

【０２０５】（昇圧主回路、降圧主回路、極性逆転主回
路の対比）上記第１から１３実施例の構成から、可変電
流発生手段とインダクタとの関係およびインダクタ（第
１巻線１７１）と整流手段との関係を整理すると以下の
ようになる。

【０２０６】第１巻線１７１に電流を蓄積するために
は、入力電源１と主トランジスタから成る可変電流発生
手段が、第１巻線１７１の一端に接続されていれば良
く、第１巻線１７１の他端の電流の行き先は、上記第１
実施例の構成のような入力電源１であっても、上記第６
実施例の構成のような負荷３であっても、上記第１０実
施例の構成のような接地であっても良い。

【０２０７】また、第１巻線１７１から電流を放出する
ためには、その放出方向を向いたダイオードの一端が、
第１巻線１７１の一端に接続されていれば良く、ダイオ
ードの他端は、上記第１実施例の構成のような負荷３で
あっても、上記第６実施例の構成のような接地であって
も、上記第１０実施例の構成のような負荷であっても良
い。同様に、第１巻線１７１から電流を放出するために
は、その放出方向を向いた従トランジスタのエミッタ
が、第１巻線１７１の一端に接続されていれば良く、従
トランジスタのコレクタは、上記第４実施例の構成のよ
うな負荷３であっても、上記第８実施例の構成のような
接地であっても、上記第１２実施例の構成のような負荷
であっても良い。

【０２０８】さらに、ブロッキング発振を維持する第３
のループは、主トランジスタの極性がどうであれ、帰還
コンデンサからの帰還が正になるように構成されていれ
ば良く、また、帰還コンデンサからの帰還が電圧変化分
だけであることから、主トランジスタのエミッタは、交
流的に第２巻線１７２の接地側に接続されていれば良
い。

【０２０９】このように、上記第１から第５実施例の昇
圧型主回路、また第６から第９実施例の降圧型主回路、
さらに第１０から第１３実施例の極性逆転型主回路は、
ブロッキング発振を起こさせる仕組み、電流を蓄積させ
る仕組み、電流を放出する仕組みの全てが同じであるこ
とが分かる。昇圧型主回路、降圧型主回路、極性逆転型
主回路を区別しているのは、入力電源と出力電圧の大小
関係、出力電圧の極性、蓄積電流の方向、放出電流の方
向など違いによるものだけである。

【０２１０】なお、上記第４、第５、第８、第９、第１
２、第１３実施例では、第１巻線１７１の第２端子を、
電流蓄積、電流放出の端子として共用しているため、そ
れらの電流の方向の関係が一義的に決まり、主トランジ
スタと従トランジスタの極性は逆になる。すなわち、主
トランジスタがＮＰＮであれば、従トランジスタはＰＮ
Ｐになる。また上記第２実施例の電流放出用に、第１巻
線１７１と磁気回路を共有する第３の巻線を設けた場合
でも、その一端は放出方向を向いたダイオードが接続さ
れ、またその他端には、接地または電源または負荷に接
続されている。しかし、第３巻線の一端の電流の向き
は、巻き方により電流が流出する方向または流入する方
向のどちらでも良いため、上記第４、第５、第８、第
９、第１２、第１３実施例では、主トランジスタと、従
トランジスタの極性は逆になったが、この場合は従トラ
ンジスタの極性は、第３巻線からの電流の放出方向を向
いた従トランジスタのエミッタが接続されていれば良
く、その極性は、主トランジスタの極性に依存しない。

【０２１１】［各実施例の捕捉］なお、上記第２から第
１３実施例の構成における電流源１２０の出力電流に、
主トランジスタのベース電流の上限値の温度依存性と同
じ温度依存性を持たせることにより、出力電圧制御にと
もなう廃棄電流の温度依存性がなくなり、無駄な電力消
費の低減や、起動時や過負荷時の主トランジスタの保護
の最適化などの効果をより高めることができる。その結
果、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を低下させると
いう第１および第２の問題点と、コストを増加させてし
まうという第３の問題点を解決することができる。そし
て、このような温度依存性を有する電流源１２０は、電
源と接地間に一つのダイオード接続と、一つのコレクタ
・エミッタ間電圧しか設けられていない特願平４−２６
４５４８号公報の「増幅装置」により構成すれば、電源
電圧が０．９Ｖまでの安定な動作と、温度依存性を兼ね
備えさせることができる。

【０２１２】また、上記第１から第１３実施例の構成の
制御回路は、全て一次側の入力電源１で駆動されている
ため、電流源、駆動回路、比較回路、状態検出回路、変
調回路から成る制御回路は、ＤＣＤＣコンバータ装置の
電源投入後、直ちに動作する。そのため、負荷電流が大
きく、出力電圧の立上りに時間がかかるような状況であ
っても、確実に起動できる。

【０２１３】また、上記第１から第１３実施例の構成の
制御回路は、昇圧型、降圧型、極性逆転型と異なる主回
路の形式であっても、制御回路を構成する電流源、駆動
回路、比較回路、状態検出回路、変調回路などの基本部
分のほとんどは共通であるため、これらの制御回路要素
を、ＩＣやモジュールで構成することによって、異なる
型式のＤＣＤＣコンバータ装置でも、同じＩＣやモジュ
ールが利用でき、生産性が向上し、コストを低減するこ
とができる。しかし、極性逆転型主回路の比較回路は、
他の型式の比較回路に対し、位相が反対でレベルシフト
回路が別に必要になるが、これは、ＩＣやモジュールに
する際に、制御の位相が正または負に切り替えられる位
相切替え手段と、レベルシフト手段を加えることで解決
できる。

【０２１４】また、上記第１から第１３実施例の構成で
は、トランス１７０の第２巻線１７２の一端が接地され
ているが、これは、他端が接地された電圧源に一端に接
続しても良い。これは、帰還コンデンサからの帰還が電
圧変化分だけなので、交流的に主トランジスタのエミッ
タ電位と等しければ良く、例えば入力電源であっても良
い。この場合、トランスの巻線は、一つの一続きの巻線
にタップを設けたオートトランスで済むことになるた
め、より安価な構成になる。

【０２１５】また、状態検出回路３６０が、主回路のフ
ェーズを区別するために第２巻線１７２に発生する電圧
を利用する場合、上記第１から第１３実施例の第２巻線
１７２の一端が接地されていると、接地電位より低い電
圧が上記状態検出回路に印加することになる。もし、状
態検出回路３６０を、他の電流源、駆動回路、比較回
路、変調回路などと共に同一のモノリシック基板上に形
成しようとすると、上記第２実施例で説明したＩＣ基板
上での分離が困難になる問題が発生する。しかし、トラ
ンス１７０の第２巻線１７２の一端を、接地より高い、
例えば入力電源などに接続することで、負の電圧が上記
状態検出回路に加わることがなくなり、ＩＣ化する上で
有利である。

【０２１６】また、上記第１から第１３実施例における
帰還コンデンサや従帰還コンデンサには、直列に抵抗が
挿入されていないが、主トランジスタや従トランジスタ
の過大なベース電流を防ぐ目的で、これを挿入してもよ
い。その際、直列に接続された抵抗とコンデンサの時定
数が、各々を充電する電流蓄積フェーズまたは電流放出
フェーズの周期より十分短かければ、ＤＣＤＣコンバー
タの動作に影響は与えない。

【０２１７】また、上記第２実施例を除いた各実施例の
構成では、主回路のトランス１７０に蓄積したエネルギ
ーを、蓄積時に電流を流し込んだ第１巻線から取り出し
ているが、トランスに蓄積された磁気回路内の磁束は、
その大きさに見合う電流を、磁気回路を共有する巻線の
何れにも流せるため、別の巻線によって取り出しても良
い。この場合、さらに、出力電圧を検出する比較回路を
絶縁型にすることで、絶縁型のＤＣＤＣコンバータを構
成することができる。

【０２１８】また、上記第３から第１３実施例における
駆動回路において、その入力電流と出力電流の比を大き
くとることで、制御にともなう廃棄電流の大きさを低く
抑えられ、損失電力の低減が図れる。

【０２１９】また、上記第５、第７、第９、第１１、第
１３実施例における変調回路は、駆動回路内のカレント
ミラーと、カレントミラーの間に挿入されているが、こ
れは、電流源の出力電流を制御したり、比較回路の出力
電流を制御したりしても良い。結果的に、駆動回路の出
力電流が、電流蓄積フェーズと電流放出フェーズとで区
別できれば、何処にあっても良い。

【０２２０】また、上記第４、第５、第８、第９、第１
２、第１３実施例の構成において、電流蓄積フェーズか
ら電流放出フェーズに移行すると、従トランジスタは逆
トランジスタ動作を始める。その時の電流増幅率などの
特性の急激な変化による、コレクタ・エミッタ間電圧の
増加が、次の電流放出フェーズへの移行を加速するが、
トランジスタによっては、この逆トランジスタ動作時の
コレクタ・エミッタ間電圧があまり増加しないものがあ
る。このような場合、第１巻線１７１の電流はそのまま
増大して、出力端から電力を奪うようになるが、電流の
変化率が変わらないため、第２巻線１７２の端子電圧の
極性は変化しない。従って、もし主回路のフェーズの区
別を、第２巻線１７２の電圧によって判定するような状
態検出回路を用いた場合、電流放出フェーズが終ってい
ても、第２巻線１７２の端子電圧の極性が変化しないた
め、暫くの間、出力端から電力を奪う時間が発生する。

【０２２１】このような、順トランジスタ動作と従トラ
ンジスタ動作の区別がつきにくいトランジスタを使用す
る場合には、従トランジスタのコレクタ電流の向きを考
慮して電流放出フェーズを判定する状態検出回路を備え
るか、またはコレクタ電流の向きが逆転した際にコレク
タ・エミッタ間電圧を増加させる手段を備える必要があ
る。例えば、前者は、逆方向の電流が流れ始めることで
生じるコレクタ・エミッタ間電圧の極性の反転を、状態
検出回路が電流放出フェーズ開始と判定し、変調回路、
駆動手段を介して主トランジスタのベース電流またはベ
ース・エミッタ間電圧を増加させ、そのコレクタ電流を
増やす。その結果、第２巻線１７２の電圧が逆転し、電
流蓄積フェーズに移行する。また、後者は、従トランジ
スタのコレクタに逆方向の電流が流れ始めることで生じ
るコレクタ・ベース間電圧の増加や、コレクタ・エミッ
タ間電圧の極性の反転などを利用して、従トランジスタ
のベース電流を減少または遮断させ、コレクタ・エミッ
タ間電圧を増加させる。その結果、第２巻線１７２の電
圧が逆転し、電流蓄積フェーズに移行する。これらの何
れの制御は、状態検出回路や、駆動回路によって構成で
きる。

【０２２２】また、上記第４、第５、第８、第９、第１
２、第１３実施例の従トランジスタは、バイポーラ・ト
ランジスタであるが、これはＦＥＴであっても良い。Ｆ
ＥＴのドレインの電流は、どちらの方向に流れても良い
ような構造になっているため、上記のようなインダクタ
に蓄積された電流を出力端に導いた後の、逆方向電流が
流れ始めようとする際の主回路を電流蓄積フェーズに導
く手段が、特に必要になる。また、ＦＥＴを導通、遮断
させるゲート電圧の振幅が大きく、かつゲートに流れる
直流電流がないため、従帰還コンデンサが不要で、トラ
ンス１７０の第２巻線１７２に直接、ゲートを接続でき
る。ただし、ゲートに印加される電圧が、ＦＥＴの導
通、遮断に適した値になるように、第２巻線１７２の第
２端子の直流電位を設定する必要がある。

【０２２３】また、上記第１から第１３の実施例の入力
電源１の極性は、正になっているが、これが負である場
合には、主トランジスタ、ダイオード、従トランジスタ
など極性が逆になり、また、出力電圧の極性も逆にな
る。

【０２２４】また、上記第１から第１３の実施例の電流
源１２０は、入力電源１が印加されたら、直ちに電流を
出力するように構成されているが、これは入力電源１が
印加された後、徐々にその出力電流が増加し、一定時間
後に設定値になるように構成してもよい。その場合、Ｄ
ＣＤＣコンバータ起動直後の第１巻線１７１に流れる、
大きな主トランジスタのコレクタによる、第１巻線１７
１の磁気飽和を防ぐことができる。

【０２２５】また、上記第１から第１３の実施例の駆動
回路は、入力電源１が印加されたら、直ちに従トランジ
スタのベースのノードに電流を供給するように構成され
ているが、これは入力電源１が印加された最初の電流蓄
積フェーズの期間だけ、これを遮断するように構成する
ことで、起動直後の主トランジスタと従トランジスタが
同時に導通してしまう問題を避けることができる。

【０２２６】また、上記第１から第１３の実施例の駆動
回路は、入力電源１が印加されている間中、主トランジ
スタのベースのノードに電流を送り続ける構成になって
いるが、負荷の短絡などによって発振が停止すると、大
きな電流が主トランジスタや第１巻線１７１に流れるこ
とになる。しかし、これは状態検出回路に発振の有無を
判定させる機能を持たせ、一定時間発振がないと判断し
た時、変調回路を用いて駆動手段からの電流を遮断また
は減少させることで、このような大電流を防ぐことがで
きる。また、この駆動手段からの電流を遮断する機能
を、ＤＣＤＣコンバータの動作または停止の制御に用い
てもよい。その際、制御回路の電源電流も一緒に止まる
構成にすれば、電源スイッチの役割を持たせることがで
きる。

【０２２７】また、上記第４、第５、第８、第９、第１
２、第１３実施例の電流放出フェーズにおける従トラン
ジスタのベースのノードに供給される電流は、電流蓄積
フェーズにおける主トランジスタのベースのノードに供
給される電流と同じ大きさにしているが、これはトラン
ジスタの電流増幅率など、各々の特性に合わせて個別に
設定する必要がある。しかし、この電流は出力電圧など
にほとんど影響がなく、さらに従トランジスタのコレク
タ電流が最大になる電流放出フェーズの始まりには、従
帰還コンデンサから帰還される時間密度の高い放電電流
も加わるため、駆動回路からのベース電流値の精度はあ
まり要求されていない。従って、すべて上記第４、第
５、第８、第９、第１２、第１３実施例のような電流源
からの電流である必要はない。そのため、入力電源電圧
の変化が少ない条件の良いＤＣＤＣコンバータにあって
は、従トランジスタのベースのノードに電流を供給する
手段を、簡易な方法、例えば抵抗と電圧源による供給に
しても良く、上記第４および第５の実施例では、従トラ
ンジスタのベースのノードと接地の間に抵抗を設けた
り、上記第８、第９、第１２、第１３の実施例では、従
トランジスタのベースのノードと入力電源の間に抵抗を
設けたりしても良い。

【０２２８】また、上記第３、第７、第１１実施例の電
流放出フェーズにおける帰還コンデンサの充電量は、状
態検出回路、変調回路、駆動回路によって適性値になる
ように制御されているが、この充電量を意図的に少なく
し、主トランジスタの導通のタイミングを遅らせ、その
遅れ時間を制御することで、発振周期を制御することが
できる。

【０２２９】また、上記発明の第３の実施例の構成の表
示回路は、第５、７、９、１１、１３の実施例において
も設けることができる。その結果、新たに発振回路を設
けることなく、表示器をダイナミック点灯させることが
でき、表示器の消費する電力を低減することができる。

【０２３０】（各実施例の効果）以上の第１から第１３
実施例の構成の昇圧型、降圧型、極性反転型の各ＤＣＤ
Ｃコンバータで得られる効果をまとめると、以下のよう
になる。

【０２３１】（１）帰還コンデンサの容量を小さくした
ため、主トランジスタのベース電流の上限値が、駆動回
路からの電流で決定できる。

【０２３２】（２）入力電源１の電圧が変動しても、駆
動回路からの電流が変動しないので、ベース電流の上限
値の設定が容易で、設計マージンが少なく、無駄な電力
消費が抑えられ、またこの電流値の設定で起動時や過負
荷時の主トランジスタの保護ができるため、他の保護手
段を設けたり、定格に余裕のあるトランジスタを使用す
る必要がない。

【０２３３】（３）使用温度の変動に対応する主トラン
ジスタのベース電流の上限値が、駆動回路から出力され
るように設定してあるので、ベース電流の上限値の設定
の容易さ、設計マージンの少なさ、無駄な電力消費の低
減効果、また起動時や過負荷時の主トランジスタの保護
の容易さなどが、さらに改善される。

【０２３４】（４）出力電圧制御にともなう廃棄電流の
変化が少ないため、比較回路の出力トランジスタの相互
コンダクタンスの変化も少なく、制御系の利得の変化を
小さくすることができる。そのため、制御フィードバッ
クの安定化設計が容易になる。

【０２３５】（５）主トランジスタのベース電流の供給
端に、ＮＰＮトランジスタのコレクタが接続されていな
いため、特別な分離を必要としない、一般的なモノリシ
ックＩＣで構成する際に有利である。

【０２３６】（６）電流放出フェーズにおける、トラン
スからの出力電流を、別巻線で取り出すようにしたた
め、絶縁型ＤＣＤＣコンバータを構成する際に有利であ
る。

【０２３７】（７）駆動回路の入出力電流倍率を大きく
設定することで、廃棄する電流の絶対値を小さくするこ
とができ、損失電力の低減が図れて有利である。

【０２３８】（８）駆動回路の出力電流を、主トランジ
スタのベース電流と、帰還コンデンサの充電電流と、区
別して出力するため、入力電圧や負荷電流の変動があっ
ても、動作モードの急激な変化や、発振周波数の大幅な
変化が起こりにくい。

【０２３９】（９）表示器を、電流放出フェーズの周期
でダイナミック点灯させるため、新たに発振回路を設け
る必要がなく、表示のための消費電力を低減することが
できる。

【０２４０】（１０）電流放出フェーズの出力電流の経
路に、飽和した従トランジスタのエミッタ・コレクタを
用いたため、電圧降下が小さくなり、損失電力を極めて
小さく抑えることができる。

【０２４１】（１１）電流放出フェーズの出力電流の経
路に、飽和した従トランジスタのエミッタ・コレクタを
用い、また、駆動回路の出力電流を、主トランジスタの
ベース電流と帰還コンデンサの充電電流と、従トランジ
スタのベース電流と従帰還コンデンサの充電電流とを区
別して出力するため、損失電力が極めて小さく、また入
力電圧や負荷電流の変動があっても、動作モードの急激
な変化や発振周波数の大幅な変化が起こりにくい。

【０２４２】（１２）昇圧型、降圧型、極性逆転型と異
なる主回路の形式であっても、制御回路を構成する電流
源、駆動回路、比較回路、状態検出回路、変調回路など
の基本部分のほとんどは共通であるため、これらの制御
回路要素を、ＩＣやモジュールで構成することによっ
て、異なる型式のＤＣＤＣコンバータ装置でも、同じＩ
Ｃやモジュールが利用でき、生産性が向上し、コストを
低減することができる。

【０２４３】上記第１実施例の昇圧型ＤＣＤＣコンバー
タ装置によれば、上記の（１）（２）（３）（４）のよ
うな効果が得られる。

【０２４４】また、上記第２実施例の昇圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（５）（６）（７）のような効果が得られる。

【０２４５】また、上記第３実施例の昇圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（５）（７）（８）（９）のような効果が得られ
る。

【０２４６】また、上記第４実施例の昇圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（５）（７）（１０）（１２）のような効果が得
られる。

【０２４７】また、上記第５実施例の昇圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（５）（７）（１０）（１１）（１２）のような
効果が得られる。

【０２４８】また、上記第６実施例の降圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（７）（１２）のような効果が得られる。

【０２４９】また、上記第７実施例の降圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（７）（８）（１２）のような効果が得られる。

【０２５０】また、上記第８実施例の降圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（７）（１０）（１２）のような効果が得られ
る。

【０２５１】また、上記第９実施例の昇圧型ＤＣＤＣコ
ンバータ装置によれば、上記の（１）（２）（３）
（４）（５）（７）（１０）（１１）（１２）のような
効果が得られる。

【０２５２】また、上記第１０実施例の極性逆転型ＤＣ
ＤＣコンバータ装置によれば、上記の（１）（２）
（３）（４）（７）（１２）のような効果が得られる。

【０２５３】また、上記第１１実施例の極性逆転型ＤＣ
ＤＣコンバータ装置によれば、上記の（１）（２）
（３）（４）（７）（８）（１２）のような効果が得ら
れる。

【０２５４】また、上記第１２実施例の極性逆転型ＤＣ
ＤＣコンバータ装置によれば、上記の（１）（２）
（３）（４）（７）（１０）のような効果が得られる。

【０２５５】また、上記第１３実施例の極性逆転型ＤＣ
ＤＣコンバータ装置によれば、上記の（１）（２）
（３）（４）（５）（７）（１０）（１１）のような効
果が得られる。

【０２５６】

【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、主トランジスタと、トランスと、ダイオードと、帰
還コンデンサと、電流発生手段と、駆動手段とを設け
て、ＤＣＤＣコンバータ装置を構成したものであり、駆
動手段の出力トランジスタのコレクタ電流は、ベース・
エミッタ間電圧で決定され、電源電圧変動にともなうコ
レクタ・エミッタ間電圧の変動の影響を受けず、これが
主トランジスタのベースに流れるため、トランス、ダイ
オード、帰還コンデンサとともに構成した主回路の入力
電圧の変動があっても、主トランジスタのベース電流の
上限値の変動を抑えられる効果を有する。

【０２５７】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、主トランジスタと、トランスと、ダイオードと、
帰還コンデンサと、温度依存性を有する電流発生手段
と、駆動手段とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を構
成したものであり、主トランジスタのベース電流の上限
値の温度依存性を補償する温度依存性を有する電流発生
手段の電流が、駆動手段の出力トランジスタのコレクタ
電流となり、主トランジスタのベースに流れるため、ト
ランス、ダイオード、帰還コンデンサとともに構成した
主回路の使用環境温度に変動があっても、出力電圧制御
にともなう廃棄電流の変動を抑えられる効果を有する。

【０２５８】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、主トランジスタと、トランスと、ダイオードと、
帰還コンデンサと、駆動手段と、状態検出手段と、変調
手段とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を構成したも
のであり、状態検出手段で得た主回路の状態によって制
御される変調手段が、駆動手段の出力トランジスタのコ
レクタ電流の大きさを、装置出力電圧を制御する電流
と、帰還コンデンサの充電を調節する電流とを区別し
て、主トランジスタのベースに流すため、トランス、ダ
イオードとともに構成した主回路の入力電圧や負荷電流
に変動があっても、主回路の動作モードを制御できる効
果を有する。

【０２５９】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、主トランジスタと、トランスと、従トランジスタ
と、主帰還コンデンサと、従帰還コンデンサと、駆動手
段とを設けて、ＤＣＤＣコンバータ装置を構成したもの
であり、トランスの２次巻線からの帰還電圧が、各々主
帰還コンデンサ、従帰還コンデンサを経由して、主トラ
ンジスタおよび逆極性の従トランジスタのベースに加わ
り、従トランジスタが少ない電圧降下で整流動作をする
ため、損失電力を低減する効果を有する。

【０２６０】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、主トランジスタと、トランスと、従トランジスタ
と、主帰還コンデンサと、従帰還コンデンサと、駆動手
段と、状態検出手段と、変調手段とを設けて、ＤＣＤＣ
コンバータ装置を構成したものであり、状態検出手段で
得た主回路の状態によって制御される変調手段が、駆動
手段の出力トランジスタのコレクタ電流の大きさを、装
置出力電圧を制御する電流と、主帰還コンデンサおよび
従帰還コンデンサの充電を調節する電流とを区別して、
主トランジスタのベースおよび従トランジスタのベース
に流すため、トランスとともに構成した主回路の入力電
圧や負荷電流に変動があっても、主回路の動作モードを
制御できる効果を有する。

【０２６１】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、状態検出手段と、表示手段とを設けて、ＤＣＤＣ
コンバータ装置を構成したものであり、状態検出手段と
表示手段とにより、主回路の電流放出フェーズの期間に
表示器を点灯させることで、表示器が消費する電力を低
減する効果を有する。

【０２６２】本発明はまた、上記実施例から明らかなよ
うに、少なくとも駆動手段と、電流発生手段と、比較手
段とをＩＣまたはモジュール化して、ＤＣＤＣコンバー
タ装置を構成したものであり、生産性を向上し、コスト
で低減できる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図

【図２】本発明の第１実施例のタイミング図

【図３】本発明の第２実施例の回路図

【図４】本発明の第３実施例の回路図

【図５】本発明の第４実施例の回路図

【図６】本発明の第４実施例のタイミング図

【図７】本発明の第５実施例の回路図

【図８】本発明の第６実施例の回路図

【図９】本発明の第６実施例のタイミング図

【図１０】本発明の第７実施例の回路図

【図１１】本発明の第８実施例の回路図

【図１２】本発明の第８実施例のタイミング図

【図１３】本発明の第９実施例の回路図

【図１４】本発明の第１０実施例の回路図

【図１５】本発明の第１０実施例のタイミング図

【図１６】本発明の第１１実施例の回路図

【図１７】本発明の第１２実施例の回路図

【図１８】本発明の第１２実施例のタイミング図

【図１９】本発明の第１３実施例の回路図

【図２０】従来例の回路図

【符号の説明】１入力電源２出力コンデンサ３負荷１７０トランス１７１、１７２トランスの巻線１８０、６８０、１０８０主トランジスタ１８１、６８１、１０８１帰還コンデンサ１８２帰還抵抗１４２１、１４２２起動抵抗１９０、６９０、１０９０ダイオード 1 ０１、２０１、４０１、６０１、８０１、１００１、
１２０１、１４０１昇圧型主回路１２０、１０１３Ａ電流源１３３、１３４、２３１、２３２、４３５、４３６、４
３７、４３８、４３９トランジスタ１３０、２３０、４３０、６３０駆動回路１１１ツェナー・ダイオード１１２抵抗１１３コンデンサ１１４トランジスタ３１１基準電圧３１２増幅回路１０１３、１０１３Ｘレベルシフト回路１０１３Ｂ、１０１３Ｃトランジスタ１０１３Ｄ抵抗１１０、３１０、１０１０、１１１０比較回路１０２、２０２、４０２、５０２、６０２、７０２、８
０２、９０２、１００２、１１０２、１２０２、１３０
２、１４０２制御回路３６８ＬＥＤ３６６、３６９抵抗３６７トランジスタ３６５表示回路３６０状態検出回路３４０、５４０、７４０、９４０、１１４０、１３４０
変調回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】主トランジスタおよび装置電源を有する
可変電流発生手段と、前記主トランジスタのコレクタ端子に一端が接続された
インダクタと、前記インダクタと磁気回路を共有する巻
線および前記主トランジスタのベース端子と前記巻線と
の間に接続された帰還コンデンサを有して前記主トラン
ジスタに対して正帰還動作する正帰還手段と、前記主トランジスタのコレクタ端子に一端が接続されダ
イオードを有する整流手段と、前記主トランジスタと逆極性のトランジスタを有し、前
記逆極性のトランジスタのコレクタ電流が前記可変電流
発生手段を制御する駆動手段と、前記可変電流発生手段に接続された電流発生手段と、装置出力端子に接続され、装置出力電圧と基準電圧とを
比較し、前記可変電流発生手段に出力する比較手段とを
備え、前記駆動手段のトランジスタのコレクタ電流は、前記電
流発生手段の電流から前記比較手段の電流を減じて出力
することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記ダイオードの一端とが前記インダクタの一端に接続さ
れ、前記インダクタと前記磁気回路を共有する巻線の電
圧が前記帰還コンデンサを介して前記主トランジスタの
ベース端子に供給され、前記主トランジスタのエミッタ
端子を電源共通端子に接続し、前記インダクタの他端を
装置電源に接続し、前記ダイオードの他端を装置出力と
したことを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバー
タ装置。
【請求項３】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記ダイオードの一端とが前記インダクタの一端に接続さ
れ、前記インダクタと前記磁気回路を共有する巻線の電
圧が前記帰還コンデンサを介して前記主トランジスタの
ベース端子に供給され、前記ダイオードの他端を電源共
通端子に接続し、前記主トランジスタのエミッタ端子を
前記装置電源に接続し、前記インダクタの他端を装置出
力としたことを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコン
バータ装置。
【請求項４】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記ダイオードの一端とが前記インダクタの一端に接続さ
れ、前記インダクタと前記磁気回路を共有する巻線の電
圧が前記帰還コンデンサを介して前記主トランジスタの
ベース端子に供給され、前記インダクタの他端を電源共
通端子に接続し、前記主トランジスタのエミッタ端子を
前記装置電源に接続し、前記ダイオードの他端を装置出
力としたことを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコン
バータ装置。
【請求項５】主トランジスタおよび装置電源を有する
可変電流発生手段と、前記主トランジスタのコレクタ端子に接続されたインダ
クタと、前記インダクタと磁気回路を共有する巻線およ
び前記主トランジスタのベース端子と前記巻線との間に
接続された帰還コンデンサを有する正帰還手段と、前記主トランジスタと逆極性で、前記主トランジスタの
コレクタ端子にエミッタ端子が接続される従トランジス
タ、および前記従トランジスタのベース端子と前記巻線
との間に接続された従帰還コンデンサを有する整流手段
と、前記主トランジスタと逆極性のトランジスタを有し、前
記逆極性のトランジスタのコレクタ電流が前記可変電流
発生手段を制御する駆動手段と、前記可変電流発生手段に接続された電流発生手段と、装置出力端子に接続され、装置出力電圧と基準電圧とを
比較し、前記可変電流発生手段に出力する比較手段とを
備え、前記駆動手段のトランジスタのコレクタ電流は、前記電
流発生手段の電流から前記比較手段の電流を減じて出力
することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記従トランジスタのエミッタ端子とが前記インダクタの
一端に接続され、前記インダクタと磁気回路を共有する
前記巻線の電圧が前記帰還コンデンサを介して前記主ト
ランジスタのベース端子に供給され、前記インダクタと
前記磁気回路を共有する巻線の電圧が前記従帰還コンデ
ンサを介して前記従トランジスタのベース端子に供給さ
れ、前記主トランジスタのエミッタ端子を電源共通端子
に接続し、前記インダクタの他端を装置電源に接続し、
前記従トランジスタのコレクタ端子を装置出力としたこ
とを特徴とする請求項５記載のＤＣＤＣコンバータ装
置。
【請求項７】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記従トランジスタのエミッタ端子とが前記インダクタの
一端に接続され、前記インダクタと磁気回路を共有する
前記巻線の電圧が前記帰還コンデンサを介して前記主ト
ランジスタのベース端子に供給され、前記インダクタと
前記磁気回路を共有する巻線の電圧が前記従帰還コンデ
ンサを介して前記従トランジスタのベース端子に供給さ
れ、前記従トランジスタのコレクタ端子を電源共通端子
に接続し、前記主トランジスタのエミッタ端子を装置電
源に接続し、前記インダクタの他端を装置出力としたこ
とを特徴とする請求項５記載のＤＣＤＣコンバータ装
置。
【請求項８】前記主トランジスタのコレクタ端子と前
記従トランジスタのエミッタ端子とが前記インダクタの
一端に接続され、前記インダクタと磁気回路を共有する
前記巻線の電圧が前記帰還コンデンサを介して前記主ト
ランジスタのベース端子に供給され、前記インダクタと
磁気回路を共有する前記巻線の電圧が前記従帰還コンデ
ンサを介して前記従トランジスタのベース端子に供給さ
れ、前記インダクタの他端を電源共通端子に接続し、前
記主トランジスタのエミッタ端子を装置電源に接続し、
前記従トランジスタのコレクタ端子を装置出力としたこ
とを特徴とする請求項５記載のＤＣＤＣコンバータ装
置。
【請求項９】前記主トランジスタのコレクタ端子が前
記インダクタの一端に接続され、前記ダイオードの一端
が前記インダクタと前記磁気回路を共有する第３巻線に
接続され、前記インダクタと前記磁気回路を共有する第
２巻線の電圧が前記帰還コンデンサを介して前記主トラ
ンジスタのベース端子に供給され、前記主トランジスタ
のエミッタ端子を電源共通端子に接続し、前記インダク
タの他端を前記装置電源に接続し、前記ダイオードの他
端を装置出力としたことを特徴とする請求項１記載のＤ
ＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】前記可変電流発生手段、前記インダク
タ、および前記整流手段により構成される主回路の電流
蓄積フェーズまたは電流放出フェーズを検出する状態検
出手段と、前記駆動手段の入力信号を変調して出力させ
る変調手段とを備え、前記変調手段は、前記状態検出手段が前記電流蓄積フェ
ーズと判断した際には、前記駆動手段の入力をそのまま
出力させる一方、電流放出フェーズと判断した際には、
前記帰還コンデンサの充電を最適にする値の電流を出力
させることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記
載のＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】前記電流発生手段は、前記可変電流発
生手段の温度特性と同じ温度特性を有する電流を出力す
ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載
のＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】前記状態検出手段の状態変化の時刻に
合わせて点滅が制御される表示手段を備えたことを特徴
とする請求項１乃至１１のいずれかに記載のＤＣＤＣコ
ンバータ装置。
【請求項１３】少なくとも、前記駆動手段と、前記電
流発生手段と、前記比較手段とをそれぞれＩＣ化または
モジュール化した請求項１１または１２記載のＤＣＤＣ
コンバータ装置。