CN1383604A

CN1383604A - 交流/直流变换器

Info

Publication number: CN1383604A
Application number: CN01801752.5A
Authority: CN
Inventors: P·C·M·马里恩; A·A·M·马里努斯
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2000-04-21
Filing date: 2001-04-10
Publication date: 2002-12-04
Also published as: EP1290776A1; WO2001082459A1; US20020006048A1; US6473322B2; JP2003532362A

Abstract

在包括扼流圈,开关单元和二极管的上变换器中,开关单元以这种方式被控制,使得开关单元为非导通的时间间隔正比于二极管为导通的时间间隔。上变换器对宽范围线电压振幅和在上变换器输出上获取的宽范围功率具有高的功率因数。

Description

交流/直流变换器

本发明涉及交流/直流(AC-DC)变换器，其包括：

被连接到提供交流电压之电压源相反极端的输入端子和输出端子；

耦合到输入端子用于整流交流电压的整流装置；

耦合到整流装置的电感单元；

耦合到输出端子的缓冲电容；

耦合在电感单元和缓冲电容之间的单向单元；

耦合到电感单元用于控制电流通过电感单元的开关单元；

控制电路，其耦合到开关单元的控制电极，用于产生周期性的控制信号，该信号用于使开关单元在频率f上交替地导通和非导通，该控制电路具有：

第一电路部分，用于设置第一时间间隔t-on，在该第一时间间隔t-on期间，开关单元在控制信号的每个周期中是导通的，和

第二电路部分，用于设置第二时间间隔t-off，在该第二时间间隔t-off期间，开关单元在控制信号的每个周期中是非导通的。

这种AC-DC变换器在US4683529中公开了。已知AC-DC变换器的控制电路使开关单元在该第一时间间隔t-on期间导通，其在由电压源提供的交流电压的每个半周期期间是基本上不变的。在该第一时间间隔t-on期间，电感单元中的电流基本上线性地增加。t-on值对应于在输出端获取的功率。由于t-on值在交流电压的每个半周期期间是基本上不变的，在一周期控制信号上平均从电压源上获得的电流值基本上正比于交流电压。因此实现了已知AC-DC变换器的功率因数较高且由AC-DC变换器产生的THD较低。在该第二时间间隔t-off期间，电感单元中的电流基本上线性地下降。在已知AC-DC变换器中，控制电路使开关单元几乎在电感单元中的电流已经变成基本上等于零之后立即再次导通。开关单元的这个控制称为“过渡模式”。随着电感单元中的电流基本上为零，通过单向单元施加相同的电流。因此当开关单元变成导通时，实现了在单向单元中仅仅发生比较小的功率耗散。

经常选择控制信号的频率为比较高，因为这能够使电感单元和常常被配置在输入端子和整流器装置之间的EMI滤波器被选择为相对较小。结果，AC-DC变换器较小且不昂贵。但是，如果在输出端获取的功率下降，或者如果由电压源供给的交流电压的幅值增加，t-on值就通过控制电路减少。因此，在所获取功率的这个较低功率时和/或在交流电压最大振幅的较高值时，已知AC-DC变换器工作在过渡模式，其结果是，控制信号的频率显著地增加。已知AC-DC变换器的缺点就在于在高频时大多数已知控制电路不足以能够足够精确地控制时间间隔t-on，使得AC-DC变换器工作中的不稳定性可以发生。开关单元中耗散的功率量在控制信号比较高的频率下也较高。

本发明的目的是提供AC-DC变换器，其能够以稳定的方式工作在从输出端获取的大范围功率上和在由电压源供给的大范围交流电压的振幅上，并且其具有高的功率因数，小的THD和元件中小的功率耗散。

为实现此目的，在开头提及类型的AC-DC变换器的特征在于：第二电路部分包括第三电路部分，其用于设置在等于下式之值时的第二时间间隔t-off：

C2*(C1*t-on+(1+C1)*t-d)，其中t-d是第三时间间隔，在此期间，单向单元在控制信号的每个周期内是导通的，C1和C2是在交流电压每个半周期期间为具有不变值的参数，由此而来C2＞0，C1＝＞0和t-off＞t-d。

第三电路部分引起第二时间间隔t-off比时间间隔t-d持续更长时间。在时间间隔Δt＝t-off-t-d期间，电感单元，单向单元和开关单元不带有电流。结果，在时间间隔Δt期间，从电压源不获取功率，并且没有功率被提供给缓冲电容。AC-DC变换器开关单元的这种控制称为不连续模式。与在其中一周期控制信号的持续时间等于t-on和t-d之和的过渡模式工作相比，一周期控制信号的持续时间被伸长Δt。根据本发明的AC-DC变换器常常被标定为使得AC-DC变换器在交变电压最大振幅的额定值和在输出端获取的功率的额定值时工作于过渡模式。例如，如果在输出端获取的功率下降或者交变电压的最大振幅增加，则第三电路部分引起从过渡模式的工作过渡到不连续模式的工作。结果，控制信号频率的增加小于如果AC-DC变换器已经继续在过渡模式下工作时已经有的增加。根据此，AC-DC变换器的工作保持稳定，开关单元中的功率耗散是有限的。还发现根据本发明的AC-DC变换器的功率因数在从输出端获取的大范围功率上和在由电压源供给的大范围交流电压的振幅上是相对高的，同时由AC-DC变换器产生的THD比较低。另外，在标称负载和在由电压源供给的交流电压振幅的标称值时，能够选择控制信号的频率为比较高。正如上面的说明，这具有的优点是：电感单元和可能的EMI滤波器两者都能够很小。

具体地说，用根据本发明的其中C1＞0和C2＝1的AC-DC变换器实施例已经获得了良好结果。在这种情况下，时间间隔Δt正比于t-on和t-d之和，作为其结果，在不连续模式工作期间，在控制信号的两个连续周期内通过电感单元的电流平均值之间的比率是等于在过渡模式工作期间的比率。换言之，从电压源获取的电流的形式基本上保持不变。结果，如果第三电路部分使AC-DC变换器变换到不连续模式的工作，AC-DC变换器的功率因数保持相对高，所产生的THD保持相对低。根据本发明的AC-DC变换器的这种实施例能够通过例如在控制电路中容纳模拟定时器(由第一电流源和第一电容器形成)和当该开关单元变成导通时接通该模拟定时器和当线圈电流基本上变成零时关断所述模拟定时器来实现。定时器中出现的值(即跨过第一电容器的电压)是时间间隔Δt的量度，通过它，扩展相关高频周期以获得希望的t-off值。时间间隔Δt能够利用包括第二电流源和第二电容器的第二模拟定时器从跨过第一电容器的电压中获得。当线圈电流基本上等于零时第二定时器被导通。跨过第二电容器的电压是等于跨过第一电容器的电压的时刻，时间间隔Δt已经过去，并且开关单元一定被再次导通。

在根据本发明AC-DC变换器的优选实施例中，选择常数C1等于零和选择常数C2大于1。如果选择常数C1等于零，时间间隔Δt不正比于t-on+t-d。实际上，已经发现相对比较容易地具体实现第三电路部分使得C1等于零。还发现，在从输出端获取的大范围功率上和在由电压源供给的大范围交流电压的振幅上功率因数是比较高的，THD是比较低的。具体地说，使用这种实施例已经获得了满意的结果，该实施例中，在工作期间，第三电路部分设置t-off为等于K*(Um/(U0-Um))的值，这里K是常数，Um是整流交变电压的瞬间幅值，U0是在AC-DC变换器输出端之间的电压。

实际上已经发现，通过电感单元的电流在第三时间间隔t-d结束时并不正好变成零，相反发生振荡，其频率为f-osc，该频率由电感单元的自感和诸如开关单元寄生电容的寄生电容决定的。该振荡的结果，频率为f-osc的交变电压施加在开关单元的两端。如果开关单元要变成导通同时该交变电压具有相对高的振幅时，则比较高的功率耗散将发生在该开关单元中。为了防止这种情况，根据本发明的AC-DC变换器的控制电路最好具有第四电路部分，其用于根据开关单元两端的电压来保持该开关单元处于非导通状态。作为该第四电路部分的结果，开关单元能够当该开关单元两端的交变电压的振幅是相对低时才被变成导通，使得在开关单元中的功率耗散保持相对小。

单向单元在时间间隔t-d结束时已经停止载有电流之后的短时间内，单向单元在高阻方向上仍然为对电流的相对高的导通状态。当AC-DC变换器工作在过渡模式时，如果在时间间隔t-d结束时单向单元已经停止载有电流之后的短时间内开关单元将变成导通的话，则比较大的电流将在短的时间周期内从缓冲电容流过单向单元和开关单元。这种电流尤其在单向单元中引起功率耗散，并且也将降低AC-DC变换器的“综合效率”。为了防止开关单元在通过单向单元的电流已经变成零之后很快就变成导通，根据本发明AC-DC变换器的第一电路部分最好具有第五电路部分，其用于在单向单元已经变成截止之后在第四时间间隔期间保持开关单元处于非导通状态。用其中第四时间间隔反比于在第一时间间隔期间通过电感单元之电流最大幅值的实施例已经获得了良好的结果。

通常，根据本发明的AC-DC变换器被设计成将电功率提供给耦合到输出端子的负载，该电功率位于由最大功率和最小功率限定的范围内。另外，设计常常是使AC-DC变换器在获取最大电功率时工作于过渡模式。如果获取的功率减小，则控制信号的频率增加。这个增加是通过第三电路部分被限制到某个程度。但是，控制信号的频率不仅由所获取的电功率控制而且还由从电压源供给的交变电压振幅控制，随着交变电压的振幅变得较大，控制信号的频率在所提供的每个电功率上也变得较大。如果交变电压的振幅较高且所提供的功率较小，则尽管有第三电路部分的频率限制效果，控制信号的频率也可以变成不能接受的高。为了确保能够设置在相同范围之上的所提供功率，而且如果交变电压的振幅是高的，在所提供功率的最大值时降低控制信号的频率是希望的。由于这个原因，根据本发明AC-DC变换器的控制电路被安装有第六电路部分是有利的，该第六电路部分用于在从输出端获取功率的预定量下，根据交变电压的振幅来设置控制信号的频率。如果交变电压的振幅是相对高的，第六电路部分就降低控制信号的频率。结果，AC-DC变换器即使在获取最大电功率时也工作在不连续模式。由于在所获取最大功率时控制信号的这个比较低的频率，当所获取功率被降低时，控制信号的频率能够不再达到不能接受的高值。

参考下面的实施例，本发明的上述和其它特征将变得清楚。

附图中：

图1表示根据本发明的AC-DC变换器的例子；

图2是图1所示例子之一部分控制电路实施例的更详细视图；

图3表示图2中所示控制电路部分的另一实施例；

图4也是图1所示例子之一部分控制电路实施例的详细视图；和

图5表示图4中所示控制电路部分的另一实施例。

图1中，K1和K2表示被连接到提供交流电压之电压源的两极的输入端子。输入端子K1和K2被连接到用于整流交流电压的整流装置GM的对应输入端。在该例中，整流装置GM由二极管桥形成的。端子K4是整流装置GM的第一输出，端子K3是整流装置GM的第二输出。端子K4通过线圈L，开关单元S1和欧姆电阻R3的串联配置被连接到端子K3。在该例中，线圈L形成电感单元。开关单元S1形成用于控制通过电感单元电流的开关单元。K6是开关单元S1和欧姆电阻R3的节点。开关单元S1和欧姆电阻R3的串联配置被二极管D1和电容C3的串联配置所旁路。在该例中，二极管D1和电容C3分别形成单向单元和缓冲电容。二极管D1和电容C3的节点K5形成AC-DC变换器的第一输出端子。AC-DC变换器的第二输出端子是由端子K3形成的。图1所示例子的所有其它元件和电路部分联合形成控制电路，其被耦合到开关单元S1的控制电极，用于产生使开关单元S1在频率f下交替导通和截止的周期性控制信号。

电路部分I是第一电路部分，其用于设置第一时间间隔t-on，在此期间，开关单元S1在控制信号的每个周期中是导通的。第一时间间隔t-on是依赖于交变电压的最大振幅和在输出端子获取的功率被设置的。电路部分I的第一输入被连接到第一输出端子K5。电路部分I的第二输入被连接到开关单元S1和欧姆电阻R3的节点K6。电路部分I的第三输入被连接到端子K4。在该例中，电路部分VI形成第六电路部分，其依赖于交变电压的振幅，在输出端子获取的预定量功率时，用于设置控制信号的频率f。电路部分I的结构在本领域大部分是公知的。电路部分I可以例如通过由Motorola制造的ICMC34262或者MC33262形成。电路部分I的输出被连接到电路部分SSG的第一输入。电路部分SSG形成控制信号发生器。电路部分SSG的输出被连接到电路部分V的输入。电路部分V形成第五电路部分，其用于在单向单元D1已经变成截止之后在第四时间间隔期间将开关单元S1保持为截止状态。电路部分V的输出被连接到开关单元S1的控制电极。电路部分SSG的输出也被连接到电路部分III的第一输入。电路部分III形成第三电路部分，其用于设置等于式C2*(C1*t-on+(1+C1)*t-d)之值时的第二时间间隔t-off，在此期间，开关单元S1在控制信号的每个周期中是截止的，其中t-d是第三时间间隔，在此期间，二极管D1在控制信号的每个周期内是导通的，C1和C2是在交流电压每个半周期期间为具有不变值的参数，由此而来C1＝＞0，C2＞0和t-off＞t-d。在图1所示的例子中，常数C1被选择为等于零，使得电路部分III设置第二时间间隔t-off为正比于第三时间间隔t-d的值。电路部分III的第二输入被连接到整流装置GM的输出K4。端子K7形成电路部分III的输出。电路部分III包括电路部分VI。在该例中，电路部分VI形成第六电路部分，其依赖于交变电压的振幅，在输出端子获取的预定量功率时，用于设置控制信号的频率f。二极管D1和线圈L的节点通过电容C1和C2的串联配置被连接到输出端子K3。电容C2被二极管D2旁路。端子K7通过欧姆电阻R3和R2的串联配置被连接到电容C1和C2的节点。欧姆电阻R2被二极管D3和欧姆电阻R1的串联配置旁路。二极管D3和欧姆电阻R1的节点被连接到电路部分VccG的输出。电路部分VccG是用于产生电压Vcc的电路部分。该电压出现在电路部分VccG的输出。电压Vcc以在图1中没有表示的方式也被用来给AC-DC变换器的部件特别是被体现作为IC的部件馈电。欧姆电阻R2和R3的节点被连接到比较器Comp1的第一输入。比较器Comp1的第二输入被连接到电路部分VRG的输出。电路部分VRG是基准电压发生器。比较器Comp1的输出被连接到电路部分SSG的第二输入。电容C1和C2，二极管D2和D3，欧姆电阻R1和R2，比较器Comp1和基准电压发生器VRG联合形成第四电路部分，用来依赖于开关单元两端的电压将开关单元S1保持在截止状态。电路部分III和第四电路部分联合形成第二电路部分，其用于设置第二时间间隔t-off，在此期间，开关单元S1在控制信号的每个周期中是截止的。

图1所示例子的工作如下。

如果输入端子K1和K2被连接到提供交变电压的电压源，并且负载被连接到输出端子K3和K5，则控制电路使开关单元S1在频率f下交替地导通和截止。如果负载是额定负载且交变电压具有额定最大振幅，则AC-DC变换器工作在过渡模式。在第一时间间隔t-on期间，开关单元S1是通过控制信号被变成导通的，并且电流经过线圈L从输出K4，开关单元S1和欧姆电阻R3流到输出端子K3。该电流的幅值基本上线性地增加并且正比于出现在输出K4的整流交变电压的瞬时值。在第一时间间隔t-on的结束，控制电路使开关单元S1不导通。在第二时间间隔t-off期间，开关单元S1保持在非导通状态。在开关单元S1已经变成非导通之后，电流从线圈L的第一端，经过二极管D1，电容C3，输出端子K3，二极管桥GM和输出K4流到线圈L的第二侧。该电流的振幅基本上线性地降低。电容C3由该电流充电。在时间间隔t-off的结束，电路部分III输出上的电势从高变到低。在时间间隔t-off的最后部分即当通过线圈L的电流的振幅已经显著下降时，通过线圈L的电流变成交变电流，其频率是由线圈L的电感和诸如与开关单元S1并联寄生电容的若干寄生电容的电容确定的。该交变电流引起交变电压出现在开关单元S1上，其频率等于线圈L中的交变电流的频率。如果当开关单元两端的电压幅值较高时开关单元S1将被变成导通，则在开关单元中将耗散大量的功率。这将导致AC-DC变换器的“综合效率”和开关单元的使用寿命的降低。在图1所示的AC-DC变换器中，开关单元中的这种耗散被第四电路部分所抵消。电容C1和C2形成电容分压器，使得电压总是出现在电容C2上，该电压正比于开关单元两端的电压和欧姆电阻R3两端的电压之和。电容C2两端的电压被二极管D2和D3“嵌位”(akkoord？)在地(-二极管结)和Vcc(+二极管结)之间。如果电容C2两端的电压为高或者电路部分III输出端的电压为高，则比较器Comp1第一输入上的电势也为高。只有当电容C2两端的电压和电路部分III输出端上的电压两者都为低时，则比较器Comp1第一输入上的电势才比比较器Comp1第二输入上的基准电压低。结果，比较器Comp1输出和电路部分SSG第二输入上的电压从低变到高，并且电路部分SSG的输出和电路部分V的输入上的电压也从低变到高。当在电路部分V输入上的电压已经变成高之后开始的第四时间间隔已经过去时，电路部分V引起电路部分V输出上的电压变成高。结果，开关单元S1变为导通。利用图1中未示出的电路部分，第四时间间隔变成反比于在第一时间间隔期间通过线圈L的电流最大幅值。应注意，与高频周期的持续时间相比，在线圈电流已经显著下降之后出现在开关单元两端的第四时间间隔和交变电压周期常常为比较短。在过渡模式工作的情况下，第二时间间隔t-off基本上等于第三时间间隔t-d。在这两个时间间隔之间的(小的)差别是由第四和第五电路部分引起的。下面的方程应用于第三时间间隔t-d：

t-d＝t-on*(Um/(U0-Um))。该方程中，Um是出现在输出K4上的整流交变电压的瞬间幅值。U0是出现在输出端子K3和K5之间的交变电压的幅值。电路部分III设置时间间隔t-off为下述方程所适用的值：

t-off＝K*(Um/(U0-Um))该方程中，K是由电路部分III的大小确定的常数。选择这些大小使得在额定负载和交变电压相对低的最大振幅时t-d＝t-off或者K＝t-on。换言之，在额定负载和交变电压振幅的相对低值时，AC-DC变换器工作在过渡模式。

如果在输出端子K3和K5获取的功率下降和/或者交变电压的最大振幅增加，电路部分I设置t-on的较小值。结果，t-d的值也下降。但是，t-off的值保持不变使得t-off大于在这种情况下的t-d。在这种情况下，AC-DC变换器工作在不连续模式。由于t-on在由电压源提供的交流电压的半周期上可以被认为是不变的，根据公式t-off＝(K/t-on)*t-d，从上述公式可以推出t-off正比于t-d。随着AC-DC变换器变化到不连续模式，负载的降低引起控制信号的频率增加到比如果AC-DC变换器保持工作在过渡模式时其已经处于之情况的较小程度。还发现，仍然在低负载时，图1所示AC-DC变换器具有相对高的功率因数和仅仅产生比较小的THD。

在输出端的给定负载下，如果交变电压的振幅增加，则在第六电路部分VI输入上出现的电压振幅也增加。响应这个增加，电路部分VI增加常数K的值，其结果是，控制信号的频率降低。交变电压振幅的增加也引起电路部分I设置较低值的t-on。T-on的这个降低是通过由电路部分VI引起的t-off增加来补偿的。因此，即使当负载为比较高时也可以防止交变电压最大振幅的增加引起频率的本质增加。在负载降低的情况下，这种本质增加将引起频率变得如此的高使得比较大的功率耗散发生在开关单元S1中，同时伴有可能的不稳定性。这些问题是通过采用第六电路部分来预防的。

图2表示能够被用于根据图1本发明AC-DC变换器例子中的电路部分III的第一实施例。在图2所示的实施例中，不包括电路部分VI。图2中，Lsec是提供在线圈L上的附加线圈，其被磁耦合到主线圈，该主线圈的末端被分别连接到输出K4和二极管D1。附加线圈Lsec，二极管D4和欧姆电阻R4的串联配置将输出端子K3连接到比较器Comp2的第一输入。附加线圈Lsec，二极管D4和欧姆电阻R4的串联配置被电容C5旁路。附加线圈Lsec和二极管D4的串联配置被电容C4旁路。电容C5被开关单元S2旁路。开关单元S2的控制电极被连接到电路部分SSG的输出。整流装置GM的输出K4和K3通过欧姆电阻R5和R6的串联配置被相互连接。欧姆电阻R5和R6的节点被连接到比较器Comp2的第二输入。比较器Comp2的输出形成该实施例电路部分III的输出。图2所示电路部分III实施例的操作如下。

如果通过线圈L的电流给电容C3充电，则线圈L主线圈两端的电压近似等于U0-Um。由于附加线圈Lsec被磁耦合到主线圈，电压就出现在附加线圈Lsec的两端，其正比于U0-Um。结果，电容C4两端的电压也正比于U0-Um。电路部分SSG使开关单元S2和开关单元S1在相同时间上处于非导通。在开关单元S2已经被变成非导通之后，电容C5被由附加线圈Lsec，二极管D4，电容C4和欧姆电阻R4形成的电流源充电。该电流源提供其幅值正比于U0-Um的电流。因此，电容C5两端的电压正比于电容C5被充电时的时间间隔和U0-Um两者。欧姆电阻R5和R6形成电阻分压器，使得出现在比较器Comp2的第二输入上的电压正比于Um。当电容C5两端的电压已经变成等于比较器Comp2的第二输入上的电压时，比较器Comp2的输出上的电压就从高变到低。从前述可容易推得由图2所示实施例设置的t-off符合方程：

t-off＝K*(Um/(U0-Um))其中K是由实施例大小确定的常数。电路部分SSG随后使开关单元S2导通，结果电容C5变成放电。

图3表示电路部分III的另一个实施例，其能够被用于根据图1所示本发明的AC-DC变换器的例子。在图3所示的另一个实施例中，不包括电路部分VI。对应的元件和电路部分是通过相同符号来表示的。电路部分VccG的输出通过欧姆电阻R4和双极晶体管T的串联配置被连接到比较器Comp2的第一输入。比较器Comp2的第一输入通过电容C5也被连接到输出端子K3。电容C5被开关单元S2旁路。开关单元S2的控制电极被连接到电路部分SSG的输出。整流装置GM的输出K4和K3通过欧姆电阻R7，R8和R9的串联配置被相互连接。欧姆电阻R7和R8的节点被连接到双极晶体管T的基电极。欧姆电阻R8和R9的节点被连接到比较器Comp2的第二输入。比较器Comp2的输出形成该实施例中电路部分III的输出。

图3所示实施例的工作如下。

因为三个欧姆电阻R7，R8和R9形成电阻分压器，电压就出现在双极晶体管T的基电极上，根据V_基＝α*Um，该电压正比于Um，其中V_基是晶体管T基电极上的电压，α是比例常数。电路部分VccG被定位这种大小，使得电压出现在其输出端上，根据V_cc＝α*U0，该电压正比于U0。因此引起正比于U0-Um的电压出现在晶体管T的基极-发射极过渡区两端。电路部分VccG，晶体管T和欧姆电阻R7，R8和R9联合形成电流源，该电流源提供正比于U0-Um的电流，并且当开关单元S2为非导通时该电流给电容C5充电。正比于Um的电压出现在比较器Comp2第二输入端上。当电容C5两端的电压已经变成等于比较器Comp2第二输入端上的电压时，比较器Comp2输出端上的电压从高变到低。从前述能够容易地推得由图2所示实施例设置的t-off符合下述方程：

t-off＝K*(Um/(U0-Um))这里K是由实施例大小确定的常数。电路部分SSG随后使开关单元S2导通，其结果是电容C5被放电。

图4表示能够用于图1所示AC-DC变换器实施例中的电路部分III的实施例。该实施例的构成极大地对应于图2所示的实施例的构成。CS是电流源，其可以体现为与图2所示实施例电流源相同。图4所示电路部分III的实施例被提供有电路部分VI，其用于在从输出端获取的预定量功率下依赖于交变电压振幅来设置控制信号的频率f。该电路部分VI是由电容C6，开关单元S3和电路部分VII形成的。电路部分VII是用于根据交变电压振幅将开关单元S3保持在导通或者非导通状态的电路部分。电容C5被开关单元S3和电容C6的串联配置旁路。开关单元S3的控制电极被连接到电路部分VII的输出。电路部分VII的输入被连接到输出K4。

图4所示实施例的工作基本上对应于图2所示实施例的工作。如果交变电压的最大振幅是比较低，电路部分VII使开关单元S3保持在截止状态。但是，如果交变电压的最大振幅增加和超过预定值，则电路部分VII使开关单元S3导通。结果，电容C6被平行连接到电容C5。电流源CS现在要求更多时间将电容C5和C6两者都充电到等于出现在比较器Comp2第二输入上的电压。结果，常数K的值及t-off的工作寿命增加。在图4所示的实施例中，如果交变电压的最大振幅超过预定值，t-off要进行一次阶梯增加。

图5表示结合电路部分VI的电路部分III的实施例，其中常数K是交变电压最大振幅的连续函数。结果，对t-off是相同的。图5所示实施例的结构大部分对应于图2所示的实施例。但是，在该实施例中，CS是电流源，其电流能够利用出现在CS输入上的电压来调节。电流源CS的输入被连接到电路部分VII’的输出。电路部分VII’是用于设置出现在电路部分VII’的电压的电路部分，其依赖于交变电压最大振幅。为此目的，电路部分VII’的输入被连接到K4。

图5所示例子的工作大部分对应于图2所示实施例的工作。但是，如果交变电压最大振幅增加，则电路部分VII’增加在电流源输入上的电压，其结果，由电流源CS提供的电流降低(akkoord？，zieNed.Tekst)。这导致K值的增加和t-off工作寿命的增加。

Claims

1.一种交流/直流变换器，包括：

耦合到输入端子用于整流交流电压的整流装置；

耦合到整流装置的电感单元；

耦合到输出端子的缓冲电容；

耦合在电感单元和缓冲电容之间的单向单元；

耦合到电感单元用于控制电流通过电感单元的开关单元；

第二电路部分，用于设置第二时间间隔t-off，在该第二时间间隔t-off期间，开关单元在控制信号的每个周期中是非导通的，

其特征在于：第二电路部分包括第三电路部分，其用于将第二时间间隔t-off设置为等于下式的值：

2.权利要求1的交流/直流变换器，其中C1＞0和C2＝1。

3.权利要求1的交流/直流变换器，其中C1＝0和C2＞1。

4.权利要求3的交流/直流变换器，其中，在工作期间，第三电路部分设置t-off为等于K*(Um/(U0-Um))的值，这里K是常数，Um是整流交变电压的瞬间幅值，U0是在交流/直流变换器输出端之间的电压。

5.权利要求1的交流/直流变换器，其中控制电路提供有第四电路部分，其用于根据开关单元两端电压来保持该开关单元处于非导通状态。

6.权利要求1的交流/直流变换器，其中控制电路具有第五电路部分，其用于在单向单元已经变成非导通之后在第四时间间隔期间保持开关单元于非导通状态。

7.权利要求6的交流/直流变换器，其中第四时间间隔反比于在第一时间间隔通过电感单元的电流的最大幅值。

8.权利要求1的交流/直流变换器，其中控制电路具有第六电路部分，该第六电路部分用于在从输出端获取功率的预定量下，根据交变电压的振幅来设置控制信号的频率f。