CN1604444A

CN1604444A - 纹波变换器

Info

Publication number: CN1604444A
Application number: CN200410079863.9A
Authority: CN
Inventors: 野间隆嗣; 竹村博
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-09-29
Filing date: 2004-09-23
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2024-09-23
Also published as: US7417413B2; US20050067363A1; GB0417807D0; US20070164719A1; GB2406450B; JP4107209B2; GB2406450A; CN100349373C; JP2005110369A; US7233135B2

Abstract

一种纹波变换器包括用于转换输入直流电压的晶体管，用于平滑转换的直流电压的扼流线圈和滤波电容器，用于当晶体管截止时使电流流过扼流线圈的续流二极管，和根据输出电压中的纹波用于控制晶体管导通/截止的比较单元。在该纹波变换器中，在输出端与比较单元中比较器的同相输入端之间的连接通路上设置波形变换器。变换输出电压波形的结果与参考电压进行比较，而比较的结果反馈给该晶体管。

Description

纹波变换器

技术领域

本发明涉及到纹波变换器。尤其是，本发明涉及到一种为保持开关稳定振荡而不必考虑用于平滑输出的外部附加电容器的类型或者电容量的纹波变换器。

背景技术

纹波变换器泛指直流-直流变换器，其包括用于转换输入直流电压的开关元件、用于平滑转换的直流电压的扼流线圈和滤波电容器、当开关元件断开时用于使电流流过扼流线圈的续流二极管、和用于根据输出电压中纹波大小来控制开关元件接通/断开的控制电路。这种纹波变换器的电路已经众所周知，例如，1991年7月1日，Saishin Dengenkairo Sekkeigijutsu noSubete，CQ出版有限公司公开的“晶体管Gijutsu专刊编号No.28”文献中所描述。

图14A显示了类似于如上所述文献中公开电路的纹波变换器电路图。图14B显示开关元件输出端的电压和输出电压的波形(输出端Vout处的电压波形)。

根据图14A中所示电路图的纹波变换器1包括一个起开关元件作用的PNP晶体管Q1、续流二极管D1、扼流线圈L1、滤波电容器C1、和比较单元2。晶体管Q1的发射极连接到输入端Vin，而其集电极经过扼流线圈L1连接到输出端Vout。晶体管Q1的集电极经由续流二极管D1接地。输出端Vout经由滤波电容器C1接地。比较单元2包括比较器3和具有一端接地的参考电压源Vref。比较器3的同相输入端连接到输出端Vout，而其反相输入端连接到参考电压源Vref。比较器3的输出连接到晶体管Q1的基极。就这些元件而言，比较单元2起到控制电路的作用，其根据输出电压中的纹波来执行开关元件接通/断开的反馈控制。

在如上所述构造的纹波变换器1中，当比较器3的输出处于低电平(以下缩写为L)而且晶体管Q1导通时，输出端Vout的电压(输出电压)vo增加。当输出电压vo超过参考电压源Vref的电压(参考电压)vref时，比较器3的输出转变到高电平(以下缩写为H)而且晶体管Q1截止。在输出电压vo超过参考电压vref时与晶体管Q1截止时之间，存在延迟时间t1，比如由比较器3所引起的延迟和由于晶体管Q1转换时间的存在所引起的延迟。因此，输出电压vo在延迟时间t1期间保持增加。

当晶体管Q1截止时输出电压vo开始降低。当输出电压vo降到低于参考电压vref时，比较器3的输出转变到L而晶体管Q1导通。在输出电压vo降低到参考电压vref时与晶体管Q1导通时之间，存在延迟时间，比如是由比较器3所引起的延迟和由于晶体管Q1转换时间的存在所引起的延迟。因此，输出电压vo在延迟时间t2期间保持下降。当延迟时间t2过去而且晶体管Q1导通时，状态恢复到初始状态。这种情况不断地重复。结果，所描述的输出电压vo实质上形成三角波而且其平均值实际保持在参考电压vref。

上面提到的文献描述在输出端Vout的电压实质上形成如上所述的三角波。然而，这个描述不一定准确。假定具有较大的等效串联电阻(ESR)的电容器被用作滤波电容器的铝电解电容器。实际上，有时该电压形成取决于滤波电容器C1的特性的如上所述的一实际上的三角波。然而，在其它情况下，该电压在三角波的峰值(开关元件导通/截止切换的时间)附近形成具有电压急剧改变的波形，或者通过交替地向后折叠的二次曲线而获得的波形，如将在后面描述的那样。

具体地说，例如，当具有较大的等效串联电感(ESL)的电容器用作滤波电容器时，比如含铅低阻抗的电解电容器，该波形在开关元件的导通/截止切换时具有急剧的电压变化，如图15所示。

如另一个例子，考虑滤波电容器是理想电容器而且具有足够小的ESR或者ESL的情况。在这种情况下，在开关元件导通时流过扼流线圈的电流线性地增加，而在开关元件截止时流过扼流线圈的电流线性地减小。即，流过扼流线圈的电流波形是三角形。当滤波电容器是理想电容器时，滤波电容器两端的电压是一个通过积分电容器电流而获得的值。因此，通过平滑具有三角波形的扼流线圈电流获得的滤波电容器两端的电压(即，输出端的电压波形)具有彼此交替地相连的两个二次曲线的波形，如图16所示。在这种情况下的峰值点位于开关元件的导通期间或者截止期间的中间附近。

如上所述，纹波变换器输出电压的波形变化取决于系统的响应延迟(延迟时间t1和t2)和滤波电容器的特性。

通常，当使用一种模块构成直流-直流变换器时，用于输出的附加电容器(另一个滤波电容)经常外部地附加在该模块的输出端。在设计该模块的阶段，难以预知该模块的附加电容器的特性。因此，在某些情况下，在使用纹波变换器时，驱动频率无法设置成期望的值。当使用具有小ESR或者ESL的陶瓷电容器作为输出电容器时，这个问题变成尤为严重。更具体地说，可以从在图16和图14(b)之间的比较了解，当使用陶瓷电容器时，当输出电压vo与参考电压vref交叉的时间被推迟时，导致驱动频率下降。因此，必须选择电感较大值的扼流线圈L1，而纹波增加。所以，已经难以使用陶瓷电容器作为输出电容器。

至于系统的响应延迟，主要原因是由比较器所引起的延迟。由比较器所引起的延迟受过载量(即，输入端之间的电压差、或者图14B中输出电压vo的最大值v1与参考电压vref之间的电压差)的影响，而且当过载量减小时该延迟趋向于更大。这就是，当输出电压变化较快时延迟减小而当输出电压改变较慢时延迟增加。

例如，在图14A中显示的纹波变换器1的中，当为了减少输出电压中的纹波而增加输出电容器的电容量时，则输出电压中的暂态变化量减小。如此，因为输出电压与参考电压vref交叉小于v1，所以在t1时间过载量已经消逝。因而，实际的延迟时间比t1要大，与输出电容器的电容量不增加的情况相比较，这将导致驱动频率降低。当驱动频率减小时，输出电压中的纹波增加。因此，即使当输出电容器的电容量增加时，输出电压中的纹波实质上没有减小。这就是，驱动频率减小而没有减少纹波。

发明内容

为了克服如上所述的问题，本发明优选实施例提供一种纹波变换器，其能够而与在使用纹波变换器时外部附加输出电容器的类型或者电容量无关地保持稳定振荡。

根据本发明优选实施例的纹波变换器包括：用于转换输入直流电压的开关元件；用于平滑转换的直流电压的扼流线圈和滤波电容器；用于当开关元件断开时使电流流过扼流线圈的续流二极管；和控制电路，其用于执行反馈控制以便根据输出电压中的纹波大小控制开关元件是接通还是断开。该控制电路包括用于转换与输出电压成比例信号的波形并且输出结果信号的波形变换器，和用于将波形变换器的输出与参考电压进行比较并且输出比较结果的比较单元。

该波形变换器更可取地包括用于对与输出电压成比例的信号进行相位变换并且输出结果信号的相位变换器。此外，该相位变换器更可取地包括用于微分输入信号并且输出结果信号的微分器，或者用于积分输入信号并且输出结果信号的积分器。

还有，该相位变换器更可取地包括用于检测流过扼流线圈的电流波形并且输出该电流波形的电流检测器，和根据该电流检测器的输出信号用于处理与输出电压成比例信号的信号处理器。此外，该电流检测器更可取地包括与扼流线圈串联设置的电流检测电阻。另外，该电流检测器可以利用扼流线圈的电阻分量。

根据本发明优选实施例的纹波变换器保持稳定振荡而不必考虑当使用纹波变换器时外部附加输出电容器的类型或者电容量。

从下面参考附图对优选实施例的详细描述中，本发明的这些和各种其它特点、元件、步骤、特征和优点将变得更清晰明显。

附图说明

图1是显示根据本发明优选实施例的纹波变换器电路图；

图2是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器电路图；

图3是显示图2中显示纹波变换器的几个部分在某一状态下电压波形图；

图4是显示图2中所示纹波变换的几个部分在另一个状态下电压波形图；

图5是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器电路图；

图6是显示图5中所示纹波变换的几个部分电压波形图；

图7是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器电路图；

图8是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器电路图；

图9是显示图8中所示纹波变换器的几个部分电压波形图；

图10是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图；

图11是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图；

图12是显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图；

图13A是显示图12中所示纹波变换器中电流互感器例子的透视图而图13B是剖面图；

图14A是显示根据已有技术的纹波变换器的电路图而图143是显示在某一状态下纹波变换器几个部分的电压波形图；

图15是显示图14A中所示纹波变换的几个部分在另一个状态下电压波形图；和

图16是显示图14A中所示纹波变换的几个部分在另一个状态下电压波形图。

具体实施方式

第一优选实施例

图1显示根据本发明第一优选实施例的纹波变换器的电路图。在图1中，与图14B中元件对应或等效的元件用相同的编号表示，并且将省略其描述。

在图1所示的纹波变换器10中，波形变换器11设置在输出端Vout和比较器3的同相输入端之间的连接通路上。除此之外，纹波变换器10与根据已有技术图14中所示的纹波变换器1相同。在纹波变换器10中，波形变换器11和比较单元2定义一个控制电路，其根据输出电压中的纹波用于执行开关元件接通/断开的反馈控制。

在纹波变换器10中，输出电压vo的波形通过波形变换器11变换，而波形变换的结果与参考电压vref进行比较。如将在随后描述，波形变换器11将输出电压vo的波形转换成不同的波形。因此，不考虑附加于纹波变换器的输出电容器，可以根据输出电容器改变波形变换器的特性以便增加驱动频率的允许调整范围，因此保持了期望的振荡状态。现在，参考优选实施例更具体地描述该波形变换器。

第二优选实施例

图2显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图2中，与图1中元件对应或等效的元件用相同的编号表示，并且将省略其描述。

在图2所示的纹波变换器15中，输出端Vout经过串联的电阻R1和R2接地。此外，彼此串联连接的电容器C2与电阻R3并联连接到电阻R1。电阻R1与R2之间的结点连接到比较器3的同相输入端。这就是，电阻R1、R2与R3、和电容器定义了波形变换器16。

对于波形变换器16的元件，电阻R1和R2提供一个电路，其用于将与输出电压vo成比例的电压ver1输入到比较器3同相输入端。电容器C2与电阻R3和R2提供一个电路(微分器)，其用于将微分输出电压vo获得的值ver2输入到比较器3的同相输入端。因此，实际上输入到比较器3同相输入端的电压ver是这两个值的和。提供电阻R3是为了调节纹波电压的反馈量，而且当它不必要时可以省略(短路)。

现在，设定具有较小的ESR或者ESL的电容用作滤波电容器C1，比如陶瓷电容器。图3显示在这种情况下的电压ver1、电压ver2，和电压ver。输入到比较器3同相输入端的电压ver相位与输出电压vo的相位比较稍微超前。因此，在当电压ver与参考电压vref交叉时和当晶体管Q1的导通/截止转换时之间，延迟时间t1′和t2′与不使用波形变换器16(即，当输出电压vo本身输入到比较器3的同相输入端时)的情况相比较有所增加。

然而，因为延迟时间实际上是由比较器特性决定的恒定值，由于电压ver与参考电压vref交叉，所以晶体管Q1实际上是在预定延迟时间t1和t2之后转换导通/截止的。预定延迟时间t1和t2比上面所述的延迟时间t1′和t2′短。因此，晶体管Q1导通/截止的转换比图3中所示波形快。这表示驱动频率增加。因此，使用较小的扼流线圈作扼流线圈L1，这使纹波变换器15能够设计的更紧凑。此外，纹波变换器15克服已有技术中的问题，设定相同的延迟时间(t1、t2)，在使用陶瓷电容器作为滤波电容器C1时与使用电解电容器的情况相比较驱动频率减小。

相反地，设定具有较大的ESR的电容器用作滤波电容器C1，比如低阻抗的电解电容器。图4显示在这种情况下的电压ver1、电压ver2，和电压ver。这就是，输入到比较器3同相输入端的电压ver相位与输出电压vo的相位比较稍微超前。因此，类似于使用具有较小的ESR或者ESL电容器的情况，比如陶瓷电容器，驱动频率增加。这能够使纹波变换器设计更紧凑。

从输入到比较器3同相输入端的电压ver相位与输出电压vo的相位比较稍微超前的事实了解到，波形变换器16本质上包括相位变换器。

第三优选实施例

图5显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图5中，与图2中元件对应的元件用相同的编号表示，并且将省略其描述。

在图5所示的纹波变换器18中，代替图2中的彼此串联的电容器C2与电阻R3，电阻R4和电容器C3与R2并联连接。因此，电阻R1、R2和R4，以及电容器C3定义了波形变换器19。

对于波形变换器19的元件，电阻R1和R2提供一个电路，其用于将与输出电压vo成比例的电压ver1输入到比较器3同相输入端。电阻R1与R4和电容器C2提供一个电路(积分器)，其用于将积分输出电压vo而获得的值ver2输入到比较器3的同相输入端。因此，实际上输入到比较器3同相输入端的电压ver是这两个值的和。

现在，设定使用具有较大ESR的电容器，比如普通的电解电容器。图6显示在这种情况下的电压ver1、电压ver2，和电压ver。输入到比较器3同相输入端的电压ver相位与输出电压vo的相位比较稍微滞后。因此，在当电压ver与参考电压vref交叉时与当晶体管Q1的导通/截止转换时之间，延迟时间t1′和t2′与不使用波形变换器16(即，当输出电压vo本身实质上输入到比较器3的同相输入端)的情况相比较有所减小。

然而，因为延迟时间实际上是由比较器的特性决定的恒定值，由于电压ver与参考电压vref交叉，所以晶体管Q1导通/截止的转换实际上在预定延迟时间t1和t2之后。预定延迟时间t1和t2比上面所述的延迟时间t1′和t2更长。因此，晶体管Q1的导通/截止转换比图6中所示波形滞后。这表示驱动频率减小。当系统的延迟时间小而且驱动频率高不使用波形变换器时，导致开关损耗大，通过使用积分输出电压的值(如这样一种波形变换器)，减小了开关损耗，以致减小驱动频率。

从输入到比较器3同相输入端的电压ver相位与输出电压vo的相位比较稍微滞后这一事实可知，波形变换器16实质上包括相位变换器。

第四优选实施例

图7是根据本发明优选实施例的纹波变换器的电路图。在图7中，与图1中元件相对应或等效的元件用相同的编号表示，并且省略对其的描述。

图7显示的纹波变换器20不同于图1显示纹波变换器10的仅仅是波形变换器21。波形变换器21包括：电压检测器22，它用于检测输出电压以及输出与输出电压vo成比例的信号；检测电流器23，它用于检测流过扼流线圈L1的电流并且输出相应的信号；和信号处理器24。输出端Vout经过电压检测器22连接到信号处理器24的输入端。配备电流检测器23以便检测流过与输出端Vout导线连接的扼流线圈L1的电流，而且它与信号处理器24的另一个输入端连接。信号处理器24的输出端连接到比较器3的同相输入端。该电流变换器及其功能将具体地描述。

第五优选实施例

图8显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图8中，与图14A中元件对应的元件用相同的编号表示，并且省略对其描述。

在图8显示的纹波变换器30中，一个具有较小电阻的电流检测电阻R5安排在扼流线圈L1与输出端Vout之间，两个串联连接的电阻R1和R2连接在地与扼流线圈L1和电阻R5的结点之间，而电阻R1与R2之间的结点与比较器3的同相输入端连接。在这种情况下，电阻R1与R2和电流检测电阻R5定义了波形变换器31，其中电流检测电阻R5起电流检测器的作用。

在如上所述构造的纹波变换器30中，电流检测电阻R5两端的电压与流过扼流线圈L1的电流成比例。因此，扼流线圈L1与电流检测电阻R5之间结点的电压(表示为电压vr)，其具有根据流过扼流线圈L1的电流来转换输出电压vo的波形而获得的波形。通过电阻R1与R2在结点分压获得的电压输入到比较器3的同相输入端，以致于通过电流检测器检测的信号与通过电压检测器检测的信号之和被输入到比较器3的同相输入端。因此，波形变换器31实质上包括一个信号处理器，它根据电流检测器的输出信号来处理与输出电压成比例的信号。

现在，假设在纹波变换器30中使用具有较小的ESR或者ESL的电容器作为滤波电容器C1，比如陶瓷电容器。图9显示在这种情况下的电压vo、电压vr，和电压ver。电压vo与图2中显示纹波变换器15的情况下相同。电压vr具有在晶体管Q1导通时间期间线性增加而晶体管Q1截止时间期间线性减小的波形，与流过扼流线圈L1的电流成比例。电压ver是这两个电压之和。

如从图9中所了解，在当电压ver与参考电压vref交叉时与当晶体管Q1的导通/截止转换时之间，延迟时间t1′和t2′与不使用波形变换器31(即，当输出电压vo本身实质上输入到比较器3的同相输入端)的情况相比较有所增加。因此，驱动频率增加类似于图2中显示的纹波变换器15的情况。

此外，就纹波变换器30而言，彼此串联连接的电阻R1与R2两端的电压可以通过改变电流检测电阻R5的电阻来改变，而与纹波电压的大小无关。因此，该波形变换器的设计灵活性与纹波变换器15的情况相比较有所增加。而且，获得稳定的工作。此外，在纹波变换器30中，即使当输出电容器是外部地附加到该模块时，电压ver仅仅变成接近于当输出电压vo幅度减小时的电压vr。因此，有利于保持驱动频率基本一样。

第六优选实施例

图10显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图10中，与图2中元件对应的元件用相同编号表示，并且省略对其的描述。

在图2所示的纹波变换器15中，彼此串联连接的电容器C2和电阻R3与波形变换器16中的电阻R1并联连接。因此，电容器C2的一端连接到输出端Vout。另一方面，在图10显示的纹波变换器40中，在波形变换器41中，电流检测电阻R6安排在扼流线圈L1与输出端Vout之间，并且电容器C2的一端连接到扼流线圈L1与电流检测电阻R6之间的结点。电阻R6具有较小的电阻值并且起电流检测器的作用，类似于图8所示纹波变换器30中的电流检测电阻R5。类似于纹波变换器15的情况，当不必要时，电阻R3可以省略(短路)。

在如上所述构造的纹波变换器40中，利用电阻R1与R2，在电阻R1与R2之间的结点获得的信号波形与输出电压vo成比例，类似于纹波变换器15的情况。另一方面，在电阻R3与R2之间的结点处，由电容器C2和电阻R3与R2获得的信号波形是通过微分一个求和电压而获得的值，该和电压是输出电压vo与流过扼流线圈L1与电阻R6有关的电流分量之和。因此，波形变换器41实质上包括一个信号处理器，它根据电流检测器的输出信号来处理与输出电压成比例的信号。

在纹波变换器30中，与纹波变换器40相反，由电阻R1与R2检测的电压不是输出电压vo。在这种情况下，控制扼流线圈L1与电阻R5之间结点处的电压以至于是恒定值。因此，当例如输出电流增加时电阻R5两端的电压降增加，这可能使负载调节变坏(即，当负载电流增加时纹波变换器的输出电压变化)。

另一方面，在纹波变换器40中，输出电压vo本身是用作为通过电阻R1与R2的直流反馈，因此负载调节没有变坏。此外，因为纹波电压的交流分量经过电容器C2和电阻R3输入到比较器3，所以在比较器3同相输入端的波形基本保持是三角形，类似于纹波变换器30的情况。从而，在保持纹波变换器30优点的同时也改善了输出电压的精度。

此外，类似于纹波变换器30，经过电容器C2和电阻R3输入到比较器3的电压幅度可以通过改变电阻R6的电阻值来改变，与纹波电压的大小无关。这增加了波形变换器的设计灵活性，并且获得更稳定的工作。

第七优选实施例

图11显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图11中，与图10中元件对应的元件用相同编号表示，并且将省略其描述。

在图10所示的纹波变换器40中，用于检测电流的电阻R6是以与波形变换器41中扼流线圈L1和输出端Vout之间的电流通路串联的方式设置的。因此，由电流检测电阻R6所引起的功率损耗不能忽略。鉴于这个，在纹波变换器50中，利用了扼流线圈L1包含的电阻分量(以下简称电阻Ri)，因此这种以串联方式设置的分离电阻，如电阻R6被忽略。

在纹波变换器50中，包含电阻R7和电容器C4的串联电路与扼流线圈L1并联连接。此外，电容器C2的一端连接到电阻R7和电容器C4之间的结点，这就定义了波形变换器51。即，波形变换器51包含电阻R1、R2、R3与R7，和电容器C2与C4。

现在，考虑纹波变换器50中的扼流线圈L1(电感l1与电阻分量ri)、电阻R7(电阻r7)与电容器C4(电容量c4)它们之间的关系。通常大家认为，当选择这样的值c4＝l1/(ri·r7)时，电容器C4两端的电压与流过扼流线圈L1的电流值成正比。因此，电阻R7与电容器C4之间结点的电压基本上与纹波变换器40中的扼流线圈L1与电流检测电阻R6之间结点的电压相同。所以，由于附加了分离的电流检测电阻，同时消除了不必要的功率损耗，纹波变换器50获得与纹波变换器40相同的优点。

当该数值如此选择以致于c4＜l1/(ri·r7)时，电容器C4两端的纹波电压增加。因此，比较器3的过载电压增加，以致于驱动频率增加。相反地，当该数值如此选择以致于c4＞l1/(ri·r7)时，电容器C4两端的纹波电压减小，因此驱动频率减小。这就是，其效果相当于增加或者降低纹波变换器40中电阻R6的电阻值而获得的效果。

第八优选实施例

图12显示根据本发明另一个优选实施例的纹波变换器的电路图。在图12中，与图2中元件对应的元件用相同编号表示，并且将省略其描述。

在图12所示的纹波变换器60中，作为波形变换器61中的电流检测器，电流互感器CT是安排在扼流线圈L1与输出端Vout的连接线路上。电流互感器CT的其中一端连接到电阻R1与R2之间的结点，而另一个端与比较器3的同相输入端连接。依据如上所述的连接，提供一个信号相加器，即，信号处理器。

在如上所述构造的纹波变换器60中，在电流互感器CT中产生与流过扼流线圈L1的电流成比例的电压。因此，该电压加上出现在两个电阻R1与R2之间结点与输出电压vo成比例的电压ver1，而其结果输入到比较器3同相输入端。

如上所述，在纹波变换器60中，通过将与流过扼流线圈L1的电流成比例的电压加上与输出电压vo成比例的电压可以变换波形。流过扼流线圈L1的电流取决于输入与输出电压之间的差值和扼流线圈L1的电感，与虑输出电容器的种类无关。因此，在不考虑输出电容器的类型或者电容量情况下提供稳定的控制工作。

还是在这种情况下，类似于纹波变换器50的情况，即使当负载电流较大时输出电压也能准确地控制。

代替电流互感器CT，可以使用近似于扼流线圈L1配置的配线电极61，如图13A和13B所示。图13A是透视图而图13B是显示扼流线圈L1与配线电极61之间位置关系的剖面图。

根据如上所述的配置，由流过扼流线圈L1的电流产生的通量(漏磁通)跨过配线电极61。于是，虽然不能期望使用电流互感器的情况下有较大的值，但是与流过扼流线圈L1的电流成比例的电压产生在配线电极61上。因此，优点是不需要分开提供电流互感器。

应该理解，上面的描述仅仅是本发明的说明。在不违背本发明的情况下，那些技术上精通的人可以做出各种各样替换与修改。因此，本发明的范围是包含在属于附加的权利要求范围内的所有那些替换、修改与改变。

Claims

1.一种纹波变换器包括：

用于转换输入直流电压的开关元件；

用于平滑转换的直流电压的扼流线圈和滤波电容器；

用于当开关元件断开时使电流流过扼流线圈的续流二极管；和

用于执行反馈控制的控制电路，以便根据输出电压中的纹波大小控制开关元件是接通还是断开；其中

所述控制电路包括：用于转换与输出电压成比例的信号的波形并且输出结果信号的波形变换器；以及用于将波形变换器的输出与参考电压进行比较并且输出比较结果的比较单元。

2.根据权利要求1所述的纹波变换器，其特征在于所述纹波变换器包括一个用于变换与输出电压成比例的信号的相位并且输出结果信号的相位变换器。

3.根据权利要求2所述的纹波变换器，其特征在于所述相位变换器包括一个用于微分输入信号并且输出结果信号的微分器，和用于积分输入信号并且输出结果信号的积分器。

4.根据权利要求1所述的纹波变换器，其特征在于所述相位变换器包括用于检测流过扼流线圈的电流波形并且输出所述电流波形的电流检测器，和根据电流检测器的输出信号用于处理与输出电压成比例的信号的信号处理器。

5.根据权利要求4所述的纹波变换器，其特征在于所述电流检测器包括与所述扼流线圈串联设置的电流检测电阻。

6.根据权利要求4所述的纹波变换器，其特征在于所述电流检测器利用扼流线圈的电阻分量。