CN1231037A - 混合调节器 - Google Patents

Abstract

一种在其中按期望的方式互连开关调节器和串联调节器的混合调节器。在混合调节器中,由调节性能差但效率高的开关调节器供给负载需要的大部分电流。混合调节器还包括检测单元,用于迅速检测供给负载的电流。根据检测单元的操作,功率效率差但调节功能良好的串联调节器仅供给或吸收少量的波纹电流。串联调节器作为独立的电压源,而开关调节器作为非独立的电流源。因此,混合调节器可确保良好的调节性能,同时实现高效率。

Description

混合调节器

发明的领域

本发明涉及在其中互连开关调节器和串联调节器的调节器，特别涉及这样构成的“混合”调节器，以利用串联调节器的优点，即具有即使在负载发生变化时也没有波纹的良好调节性能，和利用开关调节器高效率的优点。

现有技术的说明

随着绿色循环(Green Round)的出现，近来在许多技术领域中都在进行降低所用能源绝对量的各种努力。在电子和电气装置中也在进行这种努力。除了这种努力之外，还进行着提高使用能源效率的另一种努力，从而使能源损失最小。

同时，目前使用的所有电子装置，电气装置、民用电子装置和各种工业电子装置基本上都需要稳定的电源，即DC-DC转换器。在其内包括电子电路的大多数仪表使用例如一般为+5V DC、+12V DC或+15V DC的稳定的DC(直流)电源。

对于例如IC(集成电路)、晶体管、灯等电子器件来说，设有最大允许电压。当施加给电子器件的电压大于其最大允许电压时，就可能损坏该器件或降低其使用寿命。在把运算放大器或电容器用于放大低振幅信号或与这种信号进行比较的情况下，在适应于电源电压的电路的外部电源中发生的电压变化会导致电路故障，从而产生精度或稳定性的下降。因此，除了开发有高精度的电子器件外，开发稳定的电源装置也很重要。

一般来说，调节器是这样一种装置，不管输入或输出负载变化，都能按稳定和均匀的状态维持输出电压或电流。目前使用的调节器主要分为开关调节器和串联调节器。当需要没有波纹的良好调节性能时，一般使用串联调节器。另一方面，为了获得高效率同时减小尺寸，使用开关调节器。

参照图1，它表示串联调节器的实例。串联调节器也称为“线性调节器”或“降压调节器”。这种调节器有良好的输出电压调节优点和低的功率转换效率的缺点。在这方面，串联调节器适于需要显著调节但功率低的情况。由于这种串联调节器按电压串联反馈方法控制，同时没有配置在其主电源通路上的延迟部件(例如，与调节器串联连接的电感器，或与调节器并联连接的电容器)，所以串联调节器在稳定状态以及瞬间状态条件下有固定的良好调节性能。

在图1所示的串联调节器中，把在外部电源电压Vdd和负载电阻R4上观测的输出电压Vo之间的“差分电压”施加在输出晶体管Q1的集电极和发射极之间。在这种情况下，按照与负载电阻R4所需电流相同量的电流通过输出晶体管Q1的集电极供给输出晶体管Q1的发射极。由于这个原因，该串联调节器显示出低的功率效率。

这种情况下，用于负载电阻R4上的功率由下式(1)表示，而输出晶体管Q1上的功率损耗由下式(2)表示：

[式1]

P_R4=V_R4×I_R4

[式2]

P_Q1=V_cE×I_c≌V_CE×I_R4

为了降低由式2表示的晶体管Q1上的功率损耗，需要降低在输出晶体管Q1的集电极和发射极之间施加的电压V_CE或降低流过输出晶体管Q1集电极的电流I_C，或同时降低电压V_CE和电流I_C。

流过负载电阻R4的电流I_R4几乎与集电极电流I_C相等。施加在负载电阻R4上的电压V_R4与集电极-发射极电压V_CE之和与外部电源电压Vdd相同。因此，假设忽略串联调节器其它部件上的功率损耗，那么串联调节器的功率效率可由下式(3)近似地表示：

[式3] $\mathrm{\η}=\frac{P_{R4}}{P_{\mathrm{Total}}}=\frac{P_{R4}}{R_{R4}+P_{Q1}}=\frac{V_{R4}}{\mathrm{Vdd}}$

式(3)中，“η”表示功率效率，“P_total”表示所述串联调节器的总消耗功率。

当用+12V的外部电源电压Vdd时，采用串联调节器调节驱动TTL IC的+5V电压的情况下，把外部电源电压和输出电压之间的差分电压+7V DC施加在输出晶体管Q1的集电极和发射极之间。因此，在这种情况下，串联调节器的功率效率相当于约42％。

当然，由式(3)可知，通过增加电压VR4同时降低电压Vdd，可以提高功率转换效率。但是，由于选择期望的外部电源电压或期望的输出电压的范围被限定，所以在功率效率的任意设定上有限制。

另一方面，功率转换期间消耗的功率损耗完全变为热。因此，为了防止输出晶体管Q1因热导致温度高于允许的温度，必须额外使用大的散热片。这会导致体积庞大。由于这个原因，在必须使用大于20W的大功率情况下，很难把串联调节器用作电源。

参照图2，它表示开关调节器的实例。如图2所示，开关调节器有与串联调节器类似的结构，只是开关调节器使用比较器U2作为其控制部件，而串联调节器使用运算放大器U1作为其控制部件。与串联调节器不同，开关调节器还包括调节电路，该电路由电感器和电容器组成，并配置在输出晶体管Q1和负载电阻R4之间。换句话说，开关调节器进行开关控制，而串联调节器进行线性控制。因此，即使没有在串联调节器中包含的输出波纹，开关调节器也包含开关波纹。

在图2所示的开关调节器中，通过负反馈电阻R2和R3检测施加在电阻R4上的输出电压。然后，对于该输出电压，在比较器U2中进行比较。根据比较的结果，比较器U2输出高电平或低电平的信号。根据来自比较器U2的输出信号，输出晶体管Q1完成接通(ON)或断开(OFF)的开关操作。结果，将高电平(即Vdd)或低电平(即零)施加给电感器L1。在稳定状态下，通过包括电容器C1和电感器L1的调节电路调节电压的脉冲波形。电容器C1上的输出电压有与施加给电感器L1脉冲波的平均值对应的值，以致输出电压有包含开关波纹的波形。

在开关调节器的输出电压中包含的波纹包括由开关操作本身造成的开关波纹和因负载变化造成的负载变化波纹。通过提高开关频率可以降低开关波纹。但是，在这种情况下，由开关操作造成的功率损耗与开关频率成正比地增加。结果，不可避免地出现功率效率的下降。由于这个原因，也更需要使用具有高工作速度的部件。但是，这会导致制造成本的增加。

通过使用带有大电感和电容的调节电路，可以降低负载变化波纹，从而改善调节性能。但是，在这种情况下，使用的电感器和电容器体积庞大。还出现制造成本的增加。

由以上说明可知，开关调节器满足绿色循环的要求在于，它具有低功率损耗即高功率效率和较小尺寸的优点。但是，这种开关调节器的缺点是在其输出电压中包含开关波纹和适应负载变化的能力不足。

以下的表1表示目前的串联调节器和开关调节器的彼此相反的优点和缺点。

                   表1

               串联调节器

优点                        缺点

良好的调节性能              低功率效率

不包含波纹

抵抗负载变化能力强          体积庞大的散热片

                 开关调节器

优点                        缺点

良好的功率效率              包含开关波纹的不良调节性能

紧凑型散热片                抵抗负载变化能力弱

发明的公开

因此，本发明的目的在于解决包含在普通串联调节器和开关调节器中的上述问题，提供一种这样构成的混合调节器，以利用串联调节器的优点，即具有即使在负载发生变化时也没有波纹的良好调节性能，和利用开关调节器高效率的优点。

按照本发明，通过提供混合调节器来实现本目的，该混合调节器包括：用作独立电压源的串联调节器；和作为非独立电流源的开关调节器，开关调节器按这样的方式耦合串联调节器，即串联调节器供给或吸收期望的少量电流，以防止开关调节器以大功率效率供给大量电流时产生的波纹。

附图的简要说明

根据参照附图对实施例的以下说明，本发明的其它目的和方案将变得明了，其中：

图1是表示普通串联调节器的电路图；

图2是表示普通开关调节器的电路图；

图3是表示本发明混合调节器的电路图；

图4a至图4d是在本发明的混合调节器中产生的输出波形图；和

图5a和图5b是表示在测量本发明的混合调节器抗负载变化的输出调节性能后获得的结果的波形图。

优选实施例的说明

参照图3，它表示本发明实施例的混合调节器。如图3所示，混合调节器主要包括四个功能块，亦即作为独立电压源的串联调节器10；作为非独立电流源的开关调节器20；检测单元30，用于检测从串联调节器10输出的少量电流io，从而输出适于控制开关调节器20的控制电压，以提供大电流i_d；和负载40。

按照本发明，串联调节器10包括用于产生基准电压V_ref的基准电压产生电路11，基准电压是由串联连接在外部电压源Vdd和地之间的电阻R1和R5分压的电压。串联调节器10还包括用于接收来自基准电压产生电路11的输出电压和负反馈电压的运算放大器U1，由两个晶体管Q2和Q3构成且用于接收来自运算放大器U1的输出电压的基极驱动器12，输出级电路13和负反馈电路14。输出级电路13由把外部电压供给检测单元30的晶体管Q1和把来自检测单元30的输出电压与地接通的晶体管Qa构成。负反馈电路14由两个电阻R2和R3组成，以确定整个系统的增益。

按照本发明，开关调节器20包括比较电路21，该电路由接收施加在检测单元30上的电压的比较器U2、电容器C2和上拉电阻R6组成。开关调节器20还包括由两个晶体管Q4和Q5组成的栅极驱动器22，用于接收来自比较电路21的输出电压；输出级电路23，由MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)Q₁和两个电阻R7及R8组成，用于接收来自栅极驱动器22的作为控制电压的输出电压；和调节电路24，由电感器L1、电容器C1和二极管D1组成，用于调节来自输出级电路23的电流输出。

按照本发明，检测单元30仅包括耦合在串联调节器10的输出级电路13和负载40即电阻R4之间的检测电阻R_C。检测电阻R_C检测在其上供给或吸收的电流i_a，并把检测的电流转换成对应的电压。

尽管为按照由使用电阻获得的电压分配规则产生基准电压，构成串联调节器10的基准电压产生电路11，但也可以用齐纳二极管或其它适当的装置产生基准电压。

本发明采用的串联调节器10与普通的串联调节器的主要差别在于它有适于吸收电流i_a的晶体管Q_a。例如，在图1所示的普通串联调节器中，只有一个NPN晶体管Q1用于其输出级电路。但是，按照本发明，串联调节器10的输出级电路13除NPN晶体管Q1外还包括PNP晶体管Q_a，

附加使用PNP晶体管Q_a的理由是由于本发明的串联调节器除应该具有对负载40供给电流i_a的功能外，还应该具有吸收电流i_a即-i_a的功能。在普通串联调节器的情况下，仅要求对负载供给电流i_a的功能。

为了迅速供给或吸收因开关调节器20的电感器L1产生的波纹电流，本发明的串联调节器10应该有尽可能宽的带宽。尽管将串联调节器10和开关调节器20按并联方式连接到负载40的电阻R4上，但由于串联调节器10作为电压源而开关调节器20作为电流源，所以没有问题。

下面，参照图3说明流过作为负载用的电阻R4的电流i_a的定量特性。

负载电流i_o对应于由串联调节器10供给的电流i_a与由开关调节器20供给的电流i_d之和。该电流可用下式(4)表示：

[式4]

i_o=i_a+i_d

由于与开关调节器20相比，串联调节器10有相当差的功率效率，所以为了确保高的功率效率必须减小电流i_a同时增加电流i_d。换句话说，电流i_d应该比电流i_a大得多。就是说，应该满足以下关系式：

[式5]

i_d=ki_a(规定k＞＞1)

在式5中，参数k是i_d与i_a的比率，即电流增益。可以通过改变图3结构中构成检测单元30的检测电阻R_C、用于确定比较电路21的比较器U2的输出升高和下降特性的电阻R6和电容器C2来调整该参数k。

从经验上看，参数k有从单个数字至几十的值。在参数k有几十的较大值情况下，由式(4)和(5)可推出近似的表达式，如下式(6)：

[式6]

i_o=i_a+i_d=i_a+ki_a=ki_a=i_d

在稳定状态下，由于由从开关调节器20供给的电流i_d供给负载40所需的大部分电流i_o，所以可获得高的功率效率。只有当瞬间状态下出现负载变化时，串联调节器10以波纹电流形式迅速供给电流i_a，因此，本发明的混合调节器呈现出良好的调节性能。该物理表达式包含在式(6)中。

下面，定量说明本发明混合调节器的工作。

当电源电压Vdd从外部供给混合调节器时，由基准电压电路11产生基准电压V_ref。把基准电压V_ref供给运算放大器U1的非反相输入端(+)。运算放大器U1还接收其反相数据输入端(-)上的电压。在初始条件下，由于负载40输出零电平电压和把该零电平电压通过负反馈电路14供给反相输入端(-)，所以供给运算放大器U1的反相输入端(-)的电压为零。

结果，运算放大器U1产生其电平比零电平高的输出电压。然后，把来自运算放大器U1的输出电压通过基极驱动器12供给构成输出端电路13的第一晶体管Q1的基极，从而导致晶体管Q1导通。在晶体管Q1导通状态下，“+i_a”电流流过检测电路30的电阻R_C，于是在电阻R_C上产生脉冲电压。换句话说，在连接到负载40上的电阻R_C的一端的电位低于连接到第一晶体管Q1的电阻R_C的另一端上的电位。

因此，接收分别在检测单元30即电阻R_c两端上产生的电压的比较电路21输出低电平电压。由于来自比较电路21的输出电压为低电平，所以栅极驱动器22的第四晶体管Q4截止，而栅极驱动器22的第五晶体管Q5导通。在第五晶体管Q5导通的状态下，输出端电路23的MOS晶体管Q_t导通。就是说，栅极驱动器22输出低电平电压，从而造成输出端电路23输出高电平电压。

由于MOS晶体管Q_t导通，外部电源电压Vdd即高电平电压由调节电路24的电感器L1转换成电流形式。结果，产生电流i_d。因此，流过负载40的电流i_o对应于电流i_d和电流i_a之和。因此，由负反馈电路14检测对应于流过负载电流的最终输出电压。换句话说，由负反馈电路14的电阻R2和R3分压最终的输出电压，然后供给运算放大器U1的(-)输入端。当供给运算放大器U1(-)输入端的电压低于供给运算放大器U1(+)输入端的基准电压V_ref时，电流+i_a和电流i_d被持续地供给负载电阻。

当电流i_d大于电流i_o时，电流i_d的剩余部分反向流过电阻R_C。即产生电流-i_a。按照包括在输出端电路13中的晶体管Q_a的运作，该电流被地吸收。此时，在检测单元30的检测电阻R_C上产生负电压。结果，在比较电路21上的输入电压电平被反相。

因此，开关调节器20的输出级电路23截止，以致流过电感器L1的电流i_d量下降。电流i_d的下降导致电流i_a的迅速增加，从而迅速地补偿电流i_d的下降部分。当电流i_a增加至期望的值时，在检测电阻R_C上再次产生脉冲电压。结果，电流i_d又增加。

重复象上述那样的操作，于是通过电感器L1供给的电流i_d有这样的波形，即小的波纹电流被包括在大的DC电流中。还有，供给检测电阻R_C的电流i_a有对应于小波纹电流波形的波形。基本上这意味着有宽带宽的串联调节器10可用于消除由开关调节器20输出的波纹成分，从而产生不带波纹的输出电流i_o。按照这种特性，实现显著的调节。

下面，说明构成本发明的混合调节器所使用的基本元件的特征值。应该适当地选择检测电阻R_C的电阻范围。就开关调节器而言，增加检测电阻R_C的电阻是有利的，因为检测电阻R_C在增加其电阻时显示灵敏度增加。但是，就串联调节器10来说，当检测电阻R_C的电阻过大时，由串联调节器10传输给负载40的功率明显下降。这是因为检测电阻R_C与负载即电阻R4有串联耦合结构的缘故。在检测电阻R_c的电阻过小的情况下，来自检测电阻R_C的输出电压即检测电压会被噪声电压干扰。因此，应该适当地选择检测电阻R_C的范围。按照本发明，检测电阻R_C最好有0.01Ω至10Ω的电阻范围。

还应该适当地选择电感器L1的电感范围。当所用的开关频率增加时，可以降低电感。但是，当电感过小时，大量的电流突然流动。在这种情况下，存在的问题是可能损坏输出级电路23的MOS晶体管Q_t。另一方面，在电感过大的情况下，例如会出现不定的结果，有与未使用开关调节器情况相同的效果。因此，电感器L1最好有10μH至1000μH的电感范围。

此外，仅用带有范围为从几十nF至几百nF电容的调节电路23的电容器C1，就可以调节输出。这是因为通过由具有良好调节性能并作为独立电压源的串联调节器10与作为非独立电流源的开关调节器20的组合构成本发明的混合调节器的缘故。

下面，参照图4a至图4d说明本发明混合调节器进行的实验结果。

实验中，+12V DC被用于外部电源电压，而容易获得的+5V DC被设定为要获得的输出电压。对于轻负载来说，把75Ω的负载与混合调节器耦合。对于重负载来说，5Ω的负载附加地与75Ω的负载并联连接。为了观察基于负载变化输出电压和分别从串联调节器10和开关调节器20供给的电流量的变化，专门使负载变化。

把5Ω的负载与75Ω的负载并联连接，同时把开关配置在两个负载之间。通过交替接通开关或断开开关使负载变化。

图4a至图4d所示的物理量包括来自混合调节器的输出电压Vo，对电感器L1施加的电压V_L，由开关调节器20供给的电流i_d，由串联调节器10供给的电流i_a，图4a和图4b表示轻负载状态即负载电阻R4有75Ω电阻状态下产生的输出波形。另一方面，图4c和图4d表示重负载状态即负载电阻R4有75Ω电阻与5Ω电阻并联电阻的状态下产生的输出波形。在图4b和图4d中，最上边的波形是只有输出电压的波纹成分的放大波形。

参照图4a至4d，可以看出被良好调节的输出。参照图4b和图4d，可以看出在轻负载状态下输出中存在约30mVp的波纹(占输出百分比的0.6％)，而在重负载状态下输出中存在约20mVp的波纹(占0.4％)。

参照图4a(轻负载状态下)，可以看出由开关调节器供给流过负载的大部分电流，而串联调节器仅供给波纹电流。参照图4c(重负载状态下)，可以看出由开关调节器供给流过负载的大部分电流(约1A)。

图5a和图5b表示在示波器的正常模式下，当负载变化时，测量输出电压中包含的波纹电压和分别由调节器供给的电流量后获得的结果。

参照图5a和图5b，可以看出，尽管负载变化，但输出电压只包含小的波纹。还可以看出，串联调节器10迅速地供给由开关调节器20未充分供给的电流i_d的不足部分，同时迅速地吸收由开关调节器20过多供给的电流i_d的剩余部分。

还进行了测量本发明的混合调节器的功率效率的另一实验。该实验中，在使用+12V的外部电源电压、+5V的输出电压和75Ω与5Ω的并联连接负载的情况下，测量外部供给的电流量和流过负载的电流量。结果，外部供给的电流约为0.65A，流过负载的电流约为1.1A。当把这些值带入式(3)时，可获得约70％的功率转换效率。本发明的混合调节器的这个效率约等于普通开关调节器的效率。

从上述实验结果可知，本发明的混合调节器有优于普通的串联调节器的良好的调节性能，即使当负载发生变化时也不包含波纹，和优于普通开关调节器的高效率。

在以发明者的名义且与放大器有关的先前申请的韩国专利申请No.97-5529中更详细地披露了有关本发明的其它或其类似的技术构思。因此，本发明所涉及的技术领域的技术人员可以容易地实施本发明。

尽管以示例性目的披露了本发明的优选实施例，但技术人员应知道可以进行各种改进、补充和变换均不脱离如权利要求所披露的本发明的范围和精神。

Claims (8)

1．一种混合调节器，其中包括：

作为独立电压源的串联调节器；和

作为非独立电流源的开关调节器，开关调节器以这样的方式耦合串联调节器，即串联调节器供给或吸收期望的少量电流，以防止开关调节器以高效率供给大量电流时产生的波纹。

2．按照权利要求1所述的混合调节器，其特征在于还包括：检测装置，用于检测由串联调节器供给或吸收的少量电流，从而产生用于控制开关调节器的检测电压，以提供大量的电流。

3．按照权利要求2所述的混合调节器，其特征在于，检测装置包括耦合在串联调节器的输出端和负载之间的检测电阻。

4．按照权利要求3所述的混合调节器，其特征在于，检测电阻有0.01Ω至10Ω的电阻范围。

5．按照权利要求2所述的混合调节器，其特征在于，串联调节器包括：

输出级电路，用于把外部电压供给检测装置或把来自检测装置的输出电压与地导通；

负反馈电路，用于接收施加给负载的电压，对接收的电压分压，和输出合成电压，以确定整个系统的增益；基准电压产生电路，用于对外部电源电压分压，从而产生基准电压；

运算放大器，用于接收来自基准电压产生电路的输出电压和来自负反馈装置的输出电压；和

基极驱动器，用于接收来自运算放大器的输出电压，从而控制输出端电路。

6．按照权利要求5所述的混合调节器，其特征在于，输出端电路包括P型晶体管和N型晶体管；

P型晶体管有用于接收来自基极驱动器的输出电压的基极，用于接收外部电源电压的集电极，和与检测装置耦合的发射极；和

N型晶体管有用于接收来自基极驱动器的输出电压的基极，与地相连的集电极，和与检测装置耦合的发射极。

7．按照权利要求2所述的混合调节器，其特征在于，开关调节器包括：

包括比较器的比较装置，用于接收施加在检测装置上的电压；

栅极驱动器，用于接收来自比较装置的输出电压；

输出级电路，用于接收来自栅极驱动器的作为控制电压的输出电压，从而供给对应于外部电源电压的电流；和

调节电路，用于调节来自输出级电路的电流输出和供给负载调节过的电流。

8．按照权利要求7所述的混合调节器，其特征在于，调节电路包括一端与输出级电路的输出端耦合而另一端与负载耦合的电感器，电感器的电感范围为10μH至1000μH。

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