JP2000503445A - 混合型レギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 シリーズレギュレータとスイッチングレギュレータが所定の態様で相互接続した混合型レギュレータ。混合型レギュレータでは、負荷が必要とする電流の大部分を、平滑特性は悪いが電力変換効率がよいスイッチングレギュレータから供給するようにする。混合型レギュレータは、負荷に供給される電流を迅速に感知する感知手段をも有する。感知手段の動作に基づいて、電力効率は悪いが平滑特性に優れるシリーズレギュレータが少量のリプル電流のみを供給又は吸収するようにする。シリーズレギュレータは独立電圧源であり、スイッチングレギュレータは独立電流源である。したがって、混合型レギュレータは優れた平滑能力と高効率とを達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】 混合型レギュレータ 発明の背景 発明の属する技術分野 本発明はスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータを相互接続させた レギュレータに関するもので、特にシリーズレギュレータの利点、すなわち負荷 変動がある場合にもリプル現象がないという優れた平滑能力と、スイッチングレ ギュレータの利点、すなわち高効率性とを利用した“混合型”レギュレータに関 するものである。 従来の技術の説明 グリーンラウンドの到来につれて、最近、様々な技術分野において使用される エネルギーの絶対量を減らそうとする努力が行われてきている。このような努力 は電子電気機器に関しても行われてきている。このような努力に加えて、使用さ れるエネルギーの効率を高めることにより、エネルギーの損失を最少化するとい う別の努力も行われてきている。 一方、現在使用されている全ての電子装置、電気機器、家電製品及び各種産業 電子製品において、必ず安定した電力供給、すなわちＤＣ−ＤＣコンバーターが 必要である。電子回路が搭載された機器の多くには、通常＋５ＶＤＣ、＋１２Ｖ ＤＣ及び＋１５ＶＤＣなどの安定化直流電源が使用されている。 ＩＣ、トランジスタ、ランプなどの電子部品には最大許容電圧が定められてい る。最大許容電圧を超える電圧が供給されると、破損するか、寿命が短くなる。 また、演算増幅器あるいは比較器を用いて小さい振幅の信号を増幅したり比較す る場合、回路に電圧を供給する外部電源供給装置の電圧変動が生ずると、回路が うまく作動せず、精度や安定性を低下させることがある。したがって、高精度の 電子装置の発達とともに安定した電力供給装置の発達も重要である。 一般に、レギュレータとは、入力又は出力負荷の変化にかかわらず、出力の電 圧又は電流を強く、かつ一定に維持させる装置を言う。現在、主に使用されてい るレギュレータは、スイッチング（switching）レギュレータとシリーズ（serie s）レギュレータに大分される。リプルのない良好な平滑特性が求められる場合 には、シリーズレギュレータを使用する。一方、小型化及び高効率化を目的とす る場合には、スイッチングレギュレータを使用する。 シリーズレギュレータの一例を図１に示す。シリーズレギュレータはリニア（ linear）レギュレータ又はドロッパ（dropper）レギュレータとも言い、その特 徴としては出力電圧の安定性に優れるという利点がある反面、電力変換効率は悪 いという欠点がある。そのため、特によい電圧安定度を必要とするか、低電力を 取り扱うのに適する。シリーズレギュレータにおいては、電力が供給される主要 経路上に遅延要素（例えば、レギュレータに直列結線されたインダクタあるいは レギュレータに並列結線されたキャパシタ）がない状態で電圧直列帰還（voltag eseries feedback）により制御されるので、定常状態だけではなくトランジエン ト（transient）状態においても本質的に平滑能力に優れている。 図１に示すシリーズレギュレータでは、外部供給電圧Ｖddと負荷抵抗Ｒ４が認 める出力電圧Ｖo（抵抗Ｒ４電圧）との“差電圧”が出力トランジスタＱ１のコ レクタとエミッタ間にかかる。この状態で、負荷抵抗Ｒ４が必要とする電流と同 じ大きさの電流が出力トランジスタＱ１のコレクタを経由して出力トランジスタ Ｑ１のエミッタに供給される。そのため、このシリーズレギュレータは電力変換 効率が悪い。 この場合、負荷抵抗Ｒ４で使用される電力は下記式(1)で表わされ、出力トラ ンジスタＱ１での電力損失は下記式(2)で表わされる。 ［式１］Ｐ_R4＝Ｖ_R4×Ｉ_R4 式２によって示されるトランジスタＱ１における電力の損失を減少させるため には、出力トランジスタＱ１のコレクターエミッタ間の電圧Ｖ_CEを減らすか、出 力トランジスタＱ１のコレクタ内を流れるコレクタ電流Ｉ_Cを減らすか又は電圧 Ｖ_CE及びコレクタ電流Ｉ_Cを同時に減らすべきである。 負荷抵抗Ｒ４を流れる電流Ｉ_R4はコレクタ電流Ｉ_Cとほぼ同じである。負荷抵 抗Ｒ４にかかる電圧Ｖ_R4とコレクタエミッタ間電圧Ｖ_CEの合計は外部供給電圧Ｖ ddと同じである。シリーズレギュレータの他の部品における電力損失を無視する と仮定すると、シリーズレギュレータの電力効率は近似的に下記式(3)によって 表わされる。 ［式３］ 式(3)において、“η”は電力効率を示し、“Ｐ_Total”は前記シリーズレギュ レータ全体の消費電力を示す。 シリーズレギュレータがＴＴＬＩＣを駆動するための＋５Ｖ電圧を生成するた めに用いられる場合、外部供給電圧Ｖddが＋１２Ｖであると、外部供給電圧と出 力電圧との差電圧である＋７ＶＤＣが出力トランジスタＱ１のコレクタとエミッ タ間にかかる。したがって、この時シリーズレギュレータの電力効率は４２％程 度である。 もちろん、式３から明らかなように、Ｖdd電圧を減らし、電圧Ｖ_R4を高めるこ とで、電力変換効率は上昇する。しかし、一般に、外部供給電圧又は出力電圧の 選択幅は限定的であるので、電力効率を任意に設定することに限界が存在する。 一方、電力変換過程中に消費される電力損失はすべて熱に変換される。したが って、出力トランジスタＱ１が許容温度よりも高い温度にまで熱くなるのを防止 するためには、大きな放熱材(heat sink)を付加すべきである。その結果、体積 が大きくなる。そのため、２０Ｗより大きい高出力を必要とする場合の電源部と してシリーズレギュレータを使用するのは困難である。 図２にスイッチングレギュレータの一例を示す。図２に示すように、シリーズ レギュレータにおいては制御素子として演算増幅器Ｕ１が使用されるのに対し、 スイッチングレギュレータにおいては演算増幅器として比較器Ｕ２が使用される 点を除いては、スイッチングレギュレータはシリーズレギュレータと構造が似て いる。スイッチングレギュレータは、出力トランジスタＱ１と負荷抵抗Ｒ４の間 に、インダクタとキャパシタからなる平滑回路が挿入されている点でもシリーズ レギュレータと異なる。換言すると、シリーズレギュレータは線形制御をし、反 面スイッチングレギュレータはスイッチング制御をする。したがって、シリーズ レギュレータでは出力リプルがないが、スイッチングレギュレータにはスイッチ ングリプルが存在する。 図２のスイッチングレギュレータにおいては、抵抗Ｒ４にかかる出力電圧が副 帰還抵抗Ｒ２、Ｒ３でセンシングされる。その後、出力電圧について比較器Ｕ２ で比較が遂行される。比較の結果に基づき、比較器Ｕ２の出力はハイ（high）又 はロー（low）状態となる。比較器Ｕ２からの出力信号に対して、出力トランジ スタＱ１はオン（on）又はオフ（off）のスイッチング動作を行う。その結果と して、インダクタＬ１にはハイレベル（つまり、Ｖdd）又はローレベル（つまり 、ゼロ）の電圧がかかる。定常状態において、この電圧のパルス波形は、インダ クタＬ１とキャパシタＣ１を有する平滑回路により平滑される。キャパシタＣ１ の電圧は、平均電圧値はインダクタＬ１にかかるパルス波の平均電圧値に相当す る値を有し、そのためスイッチングリプルを含んだ波形となる。 スイッチングレギュレータの出力電圧に含まれるリプルには、スイッチング操 作自体によって生じるスイッチングリプルと、負荷変動による負荷変動リプルと がある。スイッチング周波数を高めることでスイッチングリプルを減少させるこ とができる。しかしながら、この場合にはスイッチング周波数に比例してスイッ チング操作により引き起こされる電力損失が増加する。その結果、必然的に電力 効率が低下する。そのため、操作速度の速い部品を使用すべきであるが、これは 製造原価の増加という結果を招く。 負荷変動リプルは、大きなインダクタンスとキャパシタンスをもつ平滑回路を 用いることで減少させることができ、これにより平滑特性を改良することができ る。しかし、このような場合、使用されるインダクタとキャパシタの体積が大き くなる。また製造コストも上昇する。 上記から明かなように、スイッチングレギュレータは、電力損失が少ない、す なわち電力効率が高く、体積も小さい利点があるので、グリーンラウンドの目的 に適ったものである。しかし、スイッチングレギュレータは出力電圧にスイッチ ングリプルが存在し、かつ負荷変動に対応する能力が不十分という欠点もある。 表１に、現存するシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータの利点及 び欠点を示す。これらの利点と欠点は互いに反対の関係にある。 ［表１］ 発明の概要 したがって、本発明の目的は、従来のシリーズレギュレータとスイッチングレ ギュレータが有する前記したような問題点を解消することにあり、シリーズレギ ュレータの利点、すなわち負荷変動がある場合にもリプル現象がないという優れ た平滑能力と、スイッチングレギュレータの利点、すなわち高効率性とを利用し た混合型レギュレータを提供することにある。 本発明にしたがえば、この目的は、独立電圧源としてのシリーズレギュレータ と、従属電流源としてのスイッチングレギュレータを有し、スイッチングレギュ レータにより高電力効率で大電流が供給されるとき、リプル現象が起こらないよ うに、シリーズレギュレータが所定の小電流を供給するかまたは吸収するような 態様で、スイッチングレギュレータがシリーズレギュレータに接続されている、 混合型レギュレータにより達成される。 図面の簡単な説明 本発明の他の目的および視点は、添付図面および以下の実施態様の説明により 明らかとなるであろう。 図１は、従来のシリーズレギュレータの回路図である。 図２は、従来のスイッチングレギュレータの回路図である。 図３は、本発明にかかる混合型レギュレータの回路図である。 図４ａないし図４ｄは、本発明にかかる混合型レギュレータの出力波形図であ る。 図５ａ及び図５ｂは、本発明にかかる混合型レギュレータの負荷変動時の出力 平滑能力を測定した結果を示す波形図である。 好ましい実施形態の説明 図３は本発明の混合型レギュレータの一態様を示す。図３に示されるように、 混合型レギュレータは、主に４つの機能ブロック、つまり、独立電圧源であるシ リーズレギュレータ１０と、従属電流源であるスイッチングレギュレータ２０と 、シリーズレギュレータ１０から出力された小電流ｉ_aを感知して、スイッチン グレギュレータ２０が大電流ｉ_dを供給するように制御するための制御電圧を出 力する感知手段３０と、負荷４０とを有する。 本発明では、シリーズレギュレータ１０は、外部供給電圧Ｖddと接地間に直列 連結された抵抗Ｒ１、Ｒ５により分圧された電圧である基準電圧Ｖ_refを生成す る基準電圧生成回路１１を有する。シリーズレギュレータ１０はまた、前記基準 電圧生成回路１１の出力電圧と副帰還電圧を受ける演算増幅器Ｕ１と、二つのト ランジスタＱ２、Ｑ３からなり、前記演算増幅器Ｕ１の出力電圧を受けるベース ドライバ１２と、出力端回路１３と、副帰還回路１４とを有する。出力端回路１ ３は、外部電圧を感知手段３０側に供給するためのトランジスタＱ１と、前記感 知 手段３０からの出力電圧を接地に導通させるためのトランジスタＱ_aとからなる 。副帰還回路１４は、全システムの利得を決定するための二つの抵抗Ｒ２、Ｒ３ からなる。 本発明では、スイッチングレギュレータ２０は、感知手段３０にかかる電圧を 受ける比較器Ｕ２とキャパシタＣ２とプルアップ抵抗Ｒ６からなる比較回路２１ を有する。スイッチングレギュレータ２０はまた、二つのトランジスタＱ４、Ｑ ５からなり、比較回路２１から出力される電圧を受けるゲートドライバ２２と、 ＭＯＳＦＥＴ（Metal oxide semiconductor field effect transitor）Ｑ_tと二 つの抵抗Ｒ７、Ｒ８からなり、ゲートドライバ２２の出力電圧を制御電圧として 受ける出力端回路２３と、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とダイオードＤ１か らなり、出力端回路２３から出力される電流を平滑する平滑回路２４とを有する 。 本発明では、感知手段３０は、単にシリーズレギュレータ１０の出力端回路１ ３と負荷４０（つまり抵抗Ｒ４）間に連結されるセンシング抵抗Ｒ_Cを有するも のである。センシング抵抗Ｒ_Cは、供給または吸収される電流ｉ_aを感知し、その 感知した電流を相当する電圧に変換する。 シリーズレギュレータ１０の基準電圧生成回路１１は、抵抗による電圧分配法 則にしたがって基準電圧を生成する。基準電圧はゼナーダイオード又はその他の 適切な手段によっても生成される。 本発明に適用される前記シリーズレギュレータ１０が既存のシリーズレギュレ ータと比較して格別に異なる点は、電流ｉ_aを吸収し得るよう、トランジスタＱ_a が付加されている点である。たとえば、図１の従来のシリーズレギュレータでは 、出力端回路としてＮＰＮトランジスタＱ１一つのみである。しかしながら、本 発明においては、シリーズレギュレータ１０の出力端回路１３は、ＮＰＮトラン ジスタＱ１に加えてＰＮＰトランジスタＱ_aを有している。 ＰＮＰトランジスタＱ_aが加えられている理由は、本発明では出力電流ｉ_aを負 荷４０に供給する機能のほかに、電流−ｉ_aを吸収する機能が必要であるためで ある。既存のシリーズレギュレータの場合には、負荷に電流ｉ_aを供給する機能 だけが必要である。 本発明においては、スイッチングレギュレータ２０のインダクタＬ１により誘 発されるリプル電流を迅速に供給または吸収するためには、バンド幅をできるだ け広くすべきである。シリーズレギュレータ１０とスイッチングレギュレータ２ ０は負荷４０の抵抗Ｒ４に並列で結線されているが、シリーズレギュレータ１０ は電圧源であり、スイッチングレギュレータ２０は電流源であるので、問題はな い。 さて、図３を参照して、負荷として使用される抵抗Ｒ４に流れる電流ｉ_aにつ いて定量的に説明する。 負荷電流ｉ_oはシリーズレギュレータ１０から供給される電流ｉ_aとスイッチン グレギュレータ２０から供給される電流ｉ_dの合計に相当する。これは、下記式 ４で表わされる。 ［式４］ ｉ₀＝ｉ_a＋ｉ_d シリーズレギュレータ１０はスイッチングレギュレータ２０に比べて効率がか なり悪いため、高効率を保障するためには、できるだけ電流ｉ_aは減らし電流ｉ_d は増やす必要がある。言い換えれば、ｉ_dがｉ_aより十分に大きくなければならな い。すなわち、次のような関係となるべきである。 ［式５］ ｉ_d＝ｋｉ_a（ただし、ｋ》１） 式５において、変数ｋはｉ_aに対するｉ_dの比率、つまり電流増幅率である。こ の変数ｋは、図３の感知手段3０をなすセンシング抵抗Ｒ_cと、比較器回路２１の 比較器Ｕ２の出力の上昇及び下降特性を決定する抵抗Ｒ６と、キャパシタＣ２と を変更することにより調整することができる。 実験結果によると、変数ｋ値の大きさは数ないし数十程度となる。変数ｋが数 十程度の大きな値である場合、式(4)と式(5)から、下記式(6)に示されるような 近似式を導くことができる。 ［式６］ ｉ₀＝ｉ_a＋ｉ_d＝ｉ_a＋ｋｉ_a≒ｋｉ_a＝ｉ_d 定常状態においては、負荷４０に要求される電流ｉ_Oの大部分は、スイッチン グレギュレータ２０により供給される電流ｉ_dにより供給されるため、効率がよ い。トランジエント（transient）状態では負荷の変動時にだけシリーズレギュ レータ1０がリプル電流の形態で迅速に電流ｉ_aを供給するため、本発明の混合型 レギュレータは平滑能力が優れている。式６にはこのような物理的意味が内包さ れている。 以下、本発明の混合型レギュレータの動作を定性的に説明する。 混合型レギュレータに外部から供給電圧Ｖddが供給されると、基準電圧生成回 路１１により基準電圧Ｖ_refが生成される。基準電圧Ｖ_refは演算増幅器Ｕ１の非 反転入力端子（＋）に入力される。演算増幅器Ｕ１は、反転入力端子（−）にお いても電圧を受ける。初期状態で負荷４０で現れる出力電圧がゼロであり、この ゼロレベル電圧が副帰還手段１４を介して反転入力端子（−）に入力されるため 、演算増幅器Ｕ１の反転入力端子（−）に入力される電圧はゼロである。 その結果、演算増幅器Ｕ１の出力電圧のレベルはゼロより大きい電圧となる。 そして演算増幅器の出力電圧はベースドライバ１２を介して、出力端回路１３を 構成する第１トランジスタＱ１のベースに入力され、トランジスタＱ１を導通（ ターンオン）させる。トランジスタＱ１の導通状態では、感知手段３０の抵抗Ｒ_c には＋ｉ_aの電流が流れるので、プラスの電圧が抵抗Ｒ_cに生成される。すなわ ち、負荷４０に連結された抵抗Ｒ_cの一端における電圧は、第１トランジスタＱ １に連結された一端の電圧よりも低い。 したがって、前記感知手段３０、すなわち抵抗Ｒ_cの両端の電圧をそれぞれ受 ける比較器回路２１の出力はローレベルとなる。比較回路２１の出力電圧がロー レベルであるので、ゲートドライバ２２の第４トランジスタＱ４はターンオフ動 作し、ゲートドライバ２２の第５トランジスタＱ５はターンオン動作する。第５ トランジスタＱ５のターンオン状態において、出力端回路２３のＭＯＳトランジ スタＱｔはターンオン動作する。すなわち、ゲートドライバ２２の出力電圧がロ ーレベルであると、出力端回路２３の出力電圧はハイレベルとなる。 ＭＯＳトランジスタＱ_tのターンオン動作により、外部供給電圧Ｖddの電圧、 つまりハイレベルの電圧は平滑回路２４のインダクタＬ１により電流に変換され る。その結果、電流ｉ_dが生成する。その結果、負荷４０に流れる電流ｉ₀は電流 ｉ_dと電流ｉ_aの合計に相当する。負荷に流れる電流に対応する最終出力電圧は副 帰還回路１４により連続的に感知される。つまり最終出力電圧は、副帰還回路１ ４の抵抗Ｒ２とＲ３により分圧され、演算増幅器Ｕ１の（−）入力端子に入力さ れる。演算増幅器Ｕ１の（−）入力端子に入力される電圧が演算増幅器Ｕ１の（ ＋）端子に入力される基準電圧Ｖ_refより低い場合は、電流＋ｉ_a及び電流ｉ_dが 連続的に負荷抵抗に供給される。 電流ｉ_dが電流ｉ_Oより大きいとき、電流ｉ_dの過剰電流分が抵抗Ｒ_cを逆流する 。すなわち、電流−ｉ_aが生成する。この電流は出力端回路１３に含まれるトラ ンジスタＱ_aの動作により接地に吸収される。この際に、感知手段３０のセンシ ング抵抗Ｒ_cでは負の電圧が形成され、その結果、比較器回路２１への入力電圧 のレベルが反転される。 したがって、スイッチングレギュレータ２０の出力端回路２３はターンオフと なるので、インダクタＬ１を流れる電流ｉ_dの量が減少する。電流ｉ_dが減少する と、迅速に電流ｉ_aが増加してｉ_dの減少量を迅速に充当する。電流ｉ_aが所定の 量まで増加すると、センシング抵抗Ｒ_cで再び正の電圧が生成される。その結果 、電流ｉ_dは再び増加する。 以上のような作動を繰り返すことにより、インダクタＬ１を介して供給される 電流ｉ_dの波形は大きい直流電流に小さいリプル電流が載せられた形態となる。 また、センシング抵抗Ｒ_cを介して供給される電流ｉ_aの波形は小さいリプル電流 に対応した形態となる。これは根本的にバンド幅が広いシリーズレギュレータ１ ０がスイッチングレギュレータ２０から出力されたリプル成分を除去することに より、リプルのない出力電流ｉ_Oを生成することを意味する。このような特性に より優れた平滑能力が実現されるものである。 本発明の混合型レギュレータを形成する主要部品の素子値の範囲について述べ る。 センシング抵抗Ｒ_cの抵抗値は適切に選択すべきである。センシング抵抗Ｒ_cの 抵抗値が大きくなると、その大きくなった抵抗値におけるセンシング抵抗Ｒ_cの センシング感度が増加して、スイッチングレギュレータ２０には有利である。し かしながら、シリーズレギュレータ１０に関しては、センシング抵抗Ｒ_cの抵抗 値が高くなりすぎると、シリーズレギュレータ１０から負荷４０に伝達される電 力がかなり減少する。これは、センシング抵抗Ｒ_cは負荷、すなわち抵抗Ｒ４と 直列で媒介される形態を取っているためである。センシング抵抗Ｒ_cの抵抗値が 低すぎると、センシング抵抗Ｒ_cからの出力電圧、つまりセンシング電圧がノイ ズ電圧の影響を受ける。そのため、センシング抵抗Ｒ_cの抵抗値の幅は適切に選 択すべきである。本発明においては０．０１〜１０Ωが好ましい。 インダクタＬ１のインダクタンス値も適切に選択すべきである。スイッチング 周波数が増加することで、インダクタンス値を小さくすることができる。しかし 、インダクタンス値があまり小さければ、大量の電流が急激に流れる。この場合 には、出力端回路２３のＭＯＳトランジスタＱ_tが破損するおそれがあるという 問題がある。一方、インダクタンス値があまり大きければ、例えば無限大であれ ば、シリーズレギュレータ２０がないものと同じ効果となる。したがって、本発 明では１０〜１，０００μＨの範囲が好ましい。 さらに、数十〜数百ｎＦのキャパシタンスを有する平滑回路２３のキャパシタ ーＣ１のみによって出力を平滑することが可能である。これは、本発明の混合型 レギュレータは、平滑能力に優れた独立電圧源であるシリーズレギュレータ１０ が従属電流源であるスイッチングレギュレータ２０とを組み合わせて形成されて いるからである。 さて、本発明の混合型レギュレータに対する実験結果を図4ａないし図４ｄを 参照して述べる。 実験において、外部供給電圧としては＋１２ＶＤＣを使用し、得ようとする出 力電圧としては、利用し易い＋５ＶＤＣに設定した。軽負荷としては７５Ωを混 合型レギュレータに連結し、重負荷としては５Ωを７５Ωに並列で追加して結線 した。負荷変動による出力電圧及びこの時のシリーズレギュレータ１０とスイッ チングレギュレータ２０が供給する電流量の変動を観察するため、意図的に負荷 変動を誘発させた。 ７５Ωの負荷に並列で５Ωの負荷を付加し、前記二つの負荷間には所定のスイ ッチを配置した。手動で前記スイッチをオン及びオフして、負荷変動を引き起こ した。 図４ａないし図４ｄに示す物理量は、混合型レギュレータの出力電圧Ｖｏと、 インダクタＬ１にかかる電圧Ｖ_Lと、スイッチングレギュレータ２０が供給する 電流ｉ_dと、シリーズレギュレータ１０が供給する電流ｉ_aである。図４ａと図４ ｂは軽負荷時（すなわち、負荷抵抗Ｒ４の抵抗値が７５Ω）の出力の波形を示す 。一方、図4ｃと図４ｄは重負荷時（すなわち、負荷抵抗Ｒ４の抵抗値が７５Ω と５Ωの並列状態）の出力の波形を示す。図４ｂと図４ｄの最上部の波形は出力 電圧のリプル成分のみを拡大した波形である。 図４ａないし図４ｄから出力がよく平滑されることが分かる。図４ｂ及び図４ ｄを見ると、＋５Ｖの平滑された出力電圧を得ることにおいて、軽負荷時の出力 では約３０ｍＶｐ（出力の０．６％に相当）のリプルが存在し、重負荷時の出力 では約２０ｍＶｐ（０．４％に相当）のリプルが存在している。 図４ａ（軽負荷時）を見ると、負荷に流れる電流の大部分がスイッチングレギ ュレータから供給され、リプル電流のみがシリーズレギュレータから供給される ことが分かる。また、図４ｃ（重負荷時）においても、負荷に流れる電流（約１ Ａ）の大部分がスイッチングレギュレータから供給されることが分かる。 つぎに、図５ａ及び図５ｂは、負荷変動時、出力電圧で発生するリプル電圧と 、この時に各レギュレータが供給する電流量をオシロスコープのノーマルモード で測定した結果を示す。 図５ａ及び図５ｂから、負荷が変動するにもかかわらず、出力電圧ではリプル が殆ど観察されていないことがわかる。負荷変動が発生する場合、スイッチング レギュレータ２０が不十分に供給した電流ｉ_dの不足分をシリーズレギュレータ １０が迅速に供給し、スイッチングレギュレータ２０が過剰に供給した電流ｉd の過剰分をシリーズレギュレータ１０が迅速に吸収していることも分かる。 本発明の混合型レギュレータの電力効率を測定する別の実験を行なった。この 実験では、外部供給電圧＋１２Ｖ、出力電圧＋５Ｖ、負荷（７５Ωと５Ωの並列 結線）の条件下において、外部から供給される電流量と負荷に流れる電流量を測 定した。結果は、外部供給電流は約０．６５Ａ、負荷に流れる電流は約１．１Ａ であった。これらの値を式(3)に代入すると、電力変換効率は約７０％であった 。本発明の混合型レギュレータの効率は既存のスイッチングレギュレータとほぼ 同等である。 以上の実験結果からわかるように、本発明による混合型レギュレータは、シリ ーズレギュレータの利点である、負荷変動がある場合にもリプル現象がないとい う優れた平滑能力と、スイッチングレギュレータの利点である、高効率性とを備 えるものである。 本発明とは別であるが類似した技術的概念は、本発明者らが先に出願した増幅 器に関わる韓国特許出願番号９７−５５２９により詳細に開示されている。した がって、当業者であれば本発明を容易に実施得るだろう。 本発明の好ましい実施態様は実例を示す目的で開示されているものであるが、 添付の特許請求の範囲に示される本発明の範囲および精神を逸脱することなく、 当業者は種々の変更や追加、置換を行なうことが可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 チョ，ギュ―ヒョン 大韓民国，テジョン 305―350，ユソン― ク，カジョン―ドン，237，カイスト エ ーピーティー．，＃115―401

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 独立電圧源としてのシリーズレギュレータと、従属電流源と してのスイッチングレギュレータを有し、前記スイッチングレギュレータにより 高電力効率で大電流が供給されるとき、リプル現象が起こらないように、前記シ リーズレギュレータが所定の小電流を供給または吸収するような態様で、前記ス イッチングレギュレータが前記シリーズレギュレータに接続されている、混合型 レギュレータ。 ２． 前記シリーズレギュレータによって供給されるか又は吸収さ れる小電流を感知して、前記スイッチングレギュレータが大電流を供給するよう に制御するための感知電圧を生成する感知手段をさらに有することを特徴とする 請求項１記載の混合型レギュレータ。 ３． 前記感知手段は、前記シリーズレギュレータの出力端と負荷 の間に連結されたセンシング抵抗を含むことを特徴とする請求項２記載の混合型 レギュレータ。 ４． 前記センシング抵抗の抵抗値は０．０１〜１０Ωの範囲であ ることを特徴とする請求項３記載の混合型レギュレータ。 ５． 前記シリーズレギュレータは、 外部供給電圧を前記感知手段に供給するか、前記感知手段からの出力電圧を接 地に導通させる出力端回路と、 負荷側にかかる電圧を受け、全システムの利得を決定するように、受けた電圧 を分圧して出力する副帰還手段と、 外部供給電圧を分圧して基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、 前記基準電圧生成回路の出力電圧と前記副帰還手段の出力電圧を受ける演算増 幅器と、 前記演算増幅器の出力電圧を受けて前記出力端回路を制御するベースドライバ とを有することを特徴とする請求項２記載の混合型レギュレータ。 ６． 前記出力端回路はＰ型トランジスタとＮ型トランジスタとを 有し、 前記Ｐ型トランジスタは、そのベース端子が前記ベースドライバの出力電圧を 受け、そのコレクタ端子が外部供給電圧を受け、そのエミッタ端子が前記感知手 段に連結されており、 前記Ｎ型トランジスタは、そのベース端子が前記ベースドライバの出力電圧を 受け、そのコレクタ端子が接地され、そのエミッタ端子が前記感知手段に連結さ れていることを特徴とする請求項５記載の混合型レギュレータ。 ７． 前記スイッチングレギュレータは、 前記感知手段にかかる電圧を受ける比較器を含む比較器手段と、 前記比較器手段から出力される電圧を受けるゲートドライバと、 前記ゲートドライバの出力電圧を制御電圧として受け、外部供給電圧に対応す る電流を供給する出力端回路と、 前記出力端回路から出力される電流を平滑して、負荷に平滑電流を供給する平 滑回路とを有することを特徴とする請求項２記載の混合型レギュレータ。 ８． 前記平滑回路はインダクタを含み、前記インダクタの一端に は前記出力端回路の出力端が連結され、他端には前記負荷が連結され、前記イン ダクタは１０〜１，０００μＨの範囲のインダクタンスを有することを特徴とす る請求項７記載の混合型レギュレータ。