CN101164227B - 电源系统 - Google Patents

电源系统 Download PDF

Info

Publication number
CN101164227B
CN101164227B CN2006800132697A CN200680013269A CN101164227B CN 101164227 B CN101164227 B CN 101164227B CN 2006800132697 A CN2006800132697 A CN 2006800132697A CN 200680013269 A CN200680013269 A CN 200680013269A CN 101164227 B CN101164227 B CN 101164227B
Authority
CN
China
Prior art keywords
electric current
output
amplifier
power
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2006800132697A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101164227A (zh
Inventor
皮埃特·G·布兰肯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samba Holdco Netherlands BV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN101164227A publication Critical patent/CN101164227A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101164227B publication Critical patent/CN101164227B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/432—Two or more amplifiers of different type are coupled in parallel at the input or output, e.g. a class D and a linear amplifier, a class B and a class A amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/504—Indexing scheme relating to amplifiers the supply voltage or current being continuously controlled by a controlling signal, e.g. the controlling signal of a transistor implemented as variable resistor in a supply path for, an IC-block showed amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)

Abstract

一种电源系统，包括线性放大器(LA)和DC-DC转换器(CO)的并联设置。线性放大器(LA)的输出与负载(LO)直接连接，以向负载(LO)提供第一电流(I1)。DC-DC转换器(CO)的转换器输出与负载(LO)连接，用于向负载(LO)提供第二电流(I2)。线性放大器(LA)包括：第一放大器级(OS1)，用于提供第一电流(I1)；以及第二放大器级(OS2)，用于提供与第一电流(I1)成比例的第三电流(I3)，第一放大器级(OS1)和第二放大器级(OS2)具有匹配的组件。DC-DC转换器(CO)还包括控制器(CON)，所述控制器(CON)具有用于接收由第三电流(I3)产生的电压的控制输入，以控制使第一电流(I1)的DC分量最小化的第二电流(I2)。

Description

电源系统
技术领域
本发明涉及包括线性放大器和DC-DC转换器的并联设置的电源系统、以及包括这种电源系统的设备。
背景技术
US 5,905,407公开了一种高效功率放大器，该高效功率放大器使用与反馈系统相组合的线性和开关(switching)技术。线性放大器经由感测电阻器向负载提供输出电流。开关放大器包括可控开关和两个LC部分，用作DC-DC转换器，并向负载提供另一输出电流。电阻器设置在线性放大器的输出与电源系统的输出节点之间，在该输出节点处存在负载两端的输出电压。线性放大器的输出电流流经该电阻器。电阻器两端的电压用于控制DC-DC转换器，以获得线性放大器的输出电流的最小DC分量。优选地，最小DC分量为零。
这种线性放大器和DC-DC转换器的并联设置应用于无线电发送机。该并联设置也称作电源系统。无线电发送机包括电源基准产生器，用于向线性放大器提供基准信号，以产生跟踪该基准信号的系统输出电压。无线电发送机还包括用于放大射频信号的射频(也称作RF)功率放大器。RF放大器与输出节点连接，以接收作为电源电压的系统输出电压。在RF放大器的输出信号的幅度调制之后，对基准信号进行调制。因此，控制RF放大器的电源电压，以满足RF功率放大器的需要，提高RF放大器的效率。
相对较慢的DC-DC转换器以相对较高的功率效率，向负载提供DC和低频电流，功率效率相对较低的线性放大器只向负载提供高频电流。
现有技术中，设置在线性放大器与输出节点之间的电阻器的缺点在于，该电阻器降低了电源系统的效率。
发明内容
本发明的目的是提高电源系统的效率，该电源系统包括与DC-DC转换器并联设置的线性放大器。
本发明的第一方面提供了一种如权利要求1所述的电源系统。本发明的第二方面提供了一种如权利要求15所述的设备。从属权利要求中限定了优选实施方式。
根据本发明第一方面的电源系统包括线性放大器和DC-DC转换器的并联设置。该线性放大器具有与负载直接连接以向负载提供第一电流的输出。因此，线性放大器与负载之间未设置电阻器。放大器的该输出也称作放大器输出。DC-DC转换器具有与负载连接以向负载提供第二电流的输出。DC-DC转换器的该输出也称作转换器输出。
线性放大器包括：第一放大器级，用于提供第一电流；以及第二放大器级，用于提供与第一电流成比例的第三电流。因此，第三电流与第一电流相同或是第一电流的经缩放的复制电流。第一放大器级和第二放大器级具有匹配的组件和匹配的电路拓扑结构，以获得匹配的第一和第三电流。DC-DC转换器还包括控制器，该控制器具有用于接收由第三电流产生的电压的控制输入，以控制DC-DC转换器提供第二电流，从而获得由线性放大器提供的第一电流的最小DC分量，并最小化线性放大器中的损耗。
权利要求所述的电源系统产生线性放大器的输出电流的复制电流，以获得针对DC-DC转换器的控制信号。因此，不再需要线性放大器的输出中的电阻器，从而不存在电阻器中的功率损耗。
在现有技术的拓扑结构中，可以选择电阻器的低阻值。但是，电阻器的低阻值提高了对感测电阻器两端的电压降的电子器件的偏置和噪声的灵敏度。此外，对于高频，与电阻器串联的寄生电感是无法忽略的。例如，当电阻器的具体阻值是0.01欧姆，串联电感是10nH时， 在160kHz处出现零，这限制了DC-DC转换器有效的频率范围，因此降低了电源系统的效率。
现有技术的电流感测电阻器的一端与负载连接。因此，对于电流感测电子器件，负载两端的输出电压是共模信号。该共模信号具有比差模控制信号的幅度高得多的幅度。因此，感测电子器件需要具有较高的共模抑制，但即使在高频上，这也是难以实现的。此外，感测电阻器降低了反馈环的稳定性。
必须注意，在负载两端的输出电压必须快速变化、并且线性放大器中的耗散应该最小的应用中，DC-DC转换器的开关频率必须选为相对较高。只有这样，要提供至负载的功率的主要部分才是实际上由DC-DC转换器提供的。线性放大器只在较短的时间段内向负载提供电流，在该时间段中，负载两端的电压必须比DC-DC转换器能够提供负载所需的电流的速度更快地改变。在诸如手持移动电话等实际应用中，DC-DC转换器的开关频率可以选在10MHz的量级。
在如权利要求2所述的实施方式中，电源系统还包括设置在第二放大器级的输出与基准电压之间的电阻器。第三电流流经该电阻器。控制输入是差分输入，该差分输入接收由第三电流引起的电阻器两端的电压。因此，由第二放大器级提供的第三电流提供电阻器两端的控制电压，该控制电压用于控制DC-DC转换器。优选地，采用与现有技术中相同的方式，执行对DC-DC转换器的控制。
在如权利要求3所述的实施方式中，第二放大器级具有两个输出，以提供具有180度相移的两个相等电流。电源系统还包括设置在第二放大器级的两个输出之间的电阻器。第三电流流经该电阻器，并且控制输入是用于接收该电阻器两端的电压的差分输入。实际上，第二放大器级使第三电流流过该电阻器，以获得针对DC-DC转换器的控制电压。
在如权利要求4所述的实施方式中，控制器至少包括积分功能。控制器也可以包括比例和/或差分功能。具有比例功能的控制器通常称作P控制器。具有积分功能的控制器通常称作I控制器，具有差分功 能的控制器通常称作D控制器。具有这三种功能的控制器称作PID控制器。还可以有其他组合。
在如权利要求5所述的实施方式中，电容器设置在第二放大器级的输出与基准电压之间。此时，第三电流流经电容器。控制输入与电容器连接，以使用电容器上的电压来控制DC-DC控制器。这样的优点在于，因为此时由电容器执行积分功能，所以可以简化控制器。
在如权利要求6所述的实施方式中，第二放大器级具有两个输出，以提供具有180度相移的两个相等电流。电源系统还包括设置在第一和第二放大器级的两个输出之间的电容器。第三电流流经该电容器，并且控制输入是用于接收电容器两端的电压的差分输入。实际上，此时第二放大器级使第三电流流经电容器，以获得针对DC-DC的控制电压。
在如权利要求7所述的实施方式中，电容器设置在第二放大器级的输入和反相输出之间，作为密勒(Miller)电容。控制输入与第二放大器级的输出连接。同样，此时的优点在于，因为此时由电容器执行积分功能，所以可以简化控制器。
在如权利要求9所述的实施方式中，线性放大器包括差分输入级，该差分输入级具有用于接收基准信号的非反相输入、以及用于接收与负载两端的系统输出电压成比例的电压的反相输入，从而优选地使闭环增益为单位1或大于1。差分输入级的输出与第一放大器级的输入和第二放大器级的输入均相连。由于该负反馈环，基准信号确定系统输出电压。
在如权利要求10所述的实施方式中，低通滤波器设置在转换器输出与负载之间。该低通滤波器降低系统输出处DC-DC转换器的纹波。
在如权利要求13所述的实施方式中，第一放大器级是反相放大器。线性放大器包括设置在第一放大器级的输入和输出之间的密勒电容器。该密勒电容器提高了通过反馈(tapped-in，从抽头接出的)输出电压而获得的负反馈环的稳定性。
在如权利要求14所述的实施方式中，差分输入级包括非反相差分级和反相放大器的串联设置。非反相差分级具有用于接收基准信号的 非反相输入、以及用于接收与负载两端的系统输出电压成比例的电压的反相输入。非反相差分级的输出经由反相放大器与第一放大器级的输入连接。密勒电容器设置在非反相差分级的输出与第一放大器级的输入之间。同样，该密勒电容器提高了通过反馈(从抽头接出的)输出电压而获得的负反馈环的稳定性。
参照下述实施例，本发明的这些和其他方面将显而易见并得以阐述。
附图说明
附图中：
图1示出了现有技术的电源系统的框图，该电源系统包括线性放大器和DC-DC转换器的并联设置；
图2示出了根据本发明的电源系统实施例的框图，其中线性放大器具有向负载提供电流的输出、以及向DC-DC转换器提供与提供至负载的电流成比例的电流以作为控制电流的另一输出；
图3示出了产生两个输出电流的线性放大器的实施例的电路图；
图4示出了产生两个输出电流的线性放大器的另一实施例的电路图；
图5示出了根据本发明的电源系统实施例的框图；
图6示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图；
图7示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图；
图8示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图；
图9示出了包括根据本发明的电源系统的电信系统的框图。
具体实施方式
应该注意，不同附图中具有相同附图标记的项具有相同结构特征和相同功能，或者是相同的信号。如果已对这一项的功能和/或结构进行了说明，则不必再重复对其的详细描述。
图1示出了现有技术的电源系统的框图，该电源系统包括线性放大器和DC-DC转换器的并联设置。在例如移动电话的系统中，其中 功率放大器的输出功率快速变化，有利的是对功率放大器的电源电压进行调制。如果电源电压的快速改变与快速改变的输出功率变化十分匹配，则单电池充电可以提供改进的效率，从而提供更长的使用寿命。如US 5,905,407中所公开的，已知的是使用包括线性放大器LA和DC转换器CO的并联设置的电源系统来产生这种快速变化的电源电压。因为线性放大器LA和DC-DC转换器CO的电源输入相互连接来接收相同的电源电压VB，并且线性放大器LA和DC-DC转换器CO都向相同的负载LO提供输出电流，所以这种设置称作并联设置。
线性放大器LA具有用于接收基准电压VR的非反相输入、用于接收负载LO两端的输出电压VO的反相输入、以及经由感测电阻器RS与负载连接的输出。输出电压VO应该尽可能紧密地跟随基准电压VR的变化。线性放大器LA的输出电流I1经过感测电阻器RS，流向负载LO。感测电阻器RS两端的感测电压VS由DC-DC转换器CO的差分输入感测，以控制DC-DC转换器的输出电流I2，从而最小化由线性放大器LA提供的电流I1的DC分量。
负载LO两端的输出电压VO由电流I1和I2之和确定。通过将输出电压VO反馈至线性放大器LA的反相输入而形成的负反馈环引起线性放大器LA提供对电流I2进行补充的电流I1，从而即使DC-DC转换器CO无法足够快速地反应，输出电压VO也紧密跟踪基准电压VR。可选地，可以将线性放大器LA自身的输出电压反馈至其反相输入。
这种电源系统具有的优点在于，负载LO需要的电流的DC和低频部分由功率效率相对较高但相对较慢的DC-DC转换器CO提供。电流剩余的较小高频部分由相对较快但功率效率相对较低的线性放大器LA补充。
图2示出了根据本发明的电源系统实施例的框图，其中线性放大器具有向负载提供电流的输出、以及向DC-DC转换器提供与提供至负载的电流成比例的电流以作为控制电流的另一输出。
线性放大器LA包括差分输入级OS3、以及两个放大器级OS1和OS2。差分输入级OS3具有用于接收与负载LO两端出现的输出电压 VO成比例的电压VO’、用于接收基准电压VR的非反相输入、以及用于提供误差信号VE的输出。放大器级OS1具有用于接收误差信号VE的输入、以及直接向负载LO提供电流I1的输出。因此，图1所述的感测电阻器不再存在，并且放大器级OS1的输出直接与负载LO连接。因此，避免了感测电阻器的缺陷。在现有技术中，可以使用诸如变流器等其他电流感测元件或电路来取代感测电阻器。但是，在放大器级OS1的输出中插入这种感测元件具有与感测电阻器的缺陷类似的负面效果。
添加了放大器级OS2，以产生针对DC-DC转换器CO的控制信号。放大器级OS2具有与放大器级OS1的跨导成比例的跨导、用于接收误差信号VE的输入、以及用于提供电流I3的输出。放大器级OS 1和OS2的元件相匹配，以获得彼此相同或成比例的电流I1和I3。
DC-DC转换器CO包括具有反相输入和非反相输入的控制器CON，这些输入对输入电压进行差分感测，并向DC-Dc转换器CO的开关(未示出)提供控制信号DR，以获得DC-DC转换器CO的输出电流I2，从而使线性放大器LA提供的平均电流I1基本上为零。DC-DC转换器CO的输出电流I2提供至负载LO。DC-DC转换器可以是任何类型的DC-DC转换器。这种DC-DC转换器是本领域技术人员熟知的，因此不再详细描述。
电源系统还包括电阻器R3和基准电压源ER的串联设置。该串联设置在放大器级OS2的输出与地之间。电阻器R3设置在控制器CON的反相和非反相输入之间。因此，电流I3流经电阻器R3，得到电阻器R3两端的电压V3。电压V3是控制器CON的输入电压，该控制器CON相应地控制DC-DC转换器CO的开关。根据诸如US 5,905,407、US 6,130,525、US 6,130,526、US 6,583,664和US 6,661,210等现有技术文献，这种对DC-DC转换器CO的开关的控制是熟知的。因此，DC-DC转换器CO可以是滞后控制的转换器或可以具有固定的开关频率，但是也可以使用其他类型的转换器。
基准电压源ER将控制器CON的差分输入处的共模信号最小化，从而相对于图1所示的现有技术结构，显著降低了在共模抑制方面对 控制器CON的要求。
实际上，电阻器R3可以视为图1所示感测电阻器RS的缩放版本，因此，R3＝m*RS，其中m是缩放因子，优选地大于1。下面，通过示例，假设放大器级OS1和OS2的设计为电流I1以因子n大于电流I3。如果m＝n，则在图1所示的现有技术结构和图2所示的根据本发明的实施例中，DC-DC转换器CO接收相同的差分输入信号。如果m＞n，则电压V3大于电压VS，从而减小了控制器CON的差分输入级对偏置和噪声的灵敏度。因为R3＞RS，所以显著减小了与电阻器RS的串联的寄生电感的影响。此外，电阻器R3中的功率损失比RS中低得多。
图3示出了产生两个输出电流的线性放大器的实施例的电路图。放大器级OS1包括共源输出级，该共源输出级具有以熟知的共源配置而设置的串联的P沟道FET P1和N沟道FET N1，其中漏极相互连接，而源极设置为接收电源电压VCC。放大器级OS2包括共源输出级，该共源输出级具有以熟知的共源配置而设置的串联的P沟道FET P2和N沟道FET N2，其中漏极相互连接，而源极设置为接收电源电压VCC。这些共源输出极能够提供较大的(反相)电压增益和较大的电流增益。共漏级可以接在共源级之后，以增添附加的电流增益。
FET P1和P2的栅极相互连接，并接收输入电压SI1，以获得各个漏极电流IP1和IP2。FET N1和N2的栅极相互连接，并接收输入电压SI2，以获得各个漏极电流IN1和IN2。放大器级OS1的输出电流I1是电流IP1和IN1之差。放大器级OS2的输出电流I3是电流IP2和IN2之差。通过匹配晶体管P1和P2以及N1和N2，电流I1和I3相同或是依据晶体管的尺寸而经缩放的彼此的复制电流。例如，如果晶体管P1和N1比各个晶体管P2和N2大n倍，则电流I3比电流I1小n倍。这种用于获得与另一电流成比例的电流的晶体管和电路匹配技术在本领域也是熟知的。
图4示出了产生两个输出电流的线性放大器的另一实施例的电路图。第一共漏输出级包括N沟道FET N11和P沟道FET P11的串联设置，其中源极相互连接，并且漏极设置为接收电源电压VCC。第二共漏输出级包括N沟道FET N21和P沟道FET P21的串联设置，其中 源极相互连接，并且漏极设置为经由两个电流镜CM1和CM2来接收电源电压VCC。FET N11和N21的栅极相互连接，并接收输入电压SI1，以获得各个漏极电流IN11和IN21。FET P11和P21的栅极相互连接，并接收输入电压SI2，以获得各个漏极电流IP11和IP21。第一共漏输出级的输出电流ID1是电流IN11和IP11之差。第二共漏输出级的输出电流是电流IN21和IP21之差。
第一和第二共漏输出级的源极相互连接，因此，这两个输出级的组合的输出电流I1是输出电流ID1与第二共漏输出级的输出电流之和。该输出电流I1直接提供至负载LO。通过用电流镜CM1对电流IN21镜像来获得电流IM1，用电流镜CM2对电流IP21镜像来获得电流IM2，并在公共节点处将电流IM1和IM2相减，获得了作为提供至DC-DC转换器CO的控制输入的输出电流I3。
通过匹配晶体管P11和P21以及N11和N21，电流I1和I3相同或是依据晶体管的尺寸而经缩放的彼此的复制电流。例如，如果晶体管P11和N11比各个晶体管P21和N21大n-1倍，并且电流镜的镜像比率为1，则电流I3比电流I1小n倍。
在图3和4所示的电路中，假设将MOS-FET偏置在饱和状态，并且可以忽略厄雷效应(Early effect)。可选地，避免了不等漏极-源极电压的更加复杂的配置也是已熟知的。较大的晶体管指的是具有较大栅极宽度和/或包括多个晶体管的并联设置以增大有效栅极宽度的晶体管。
图5示出了根据本发明的电源系统的实施例的框图。放大器级OS1接收误差电压VE(见图2)，并直接向负载LO提供电流I1。放大器级OS2接收误差电压VE，并向电容器C3提供与电流I1成比例的电流I3，以获得电容器C3两端的电压V3。DC-DC转换器CO的控制输入接收电压V3，以控制DC-DC转换器CO向负载LO提供适当电流I2。
DC-DC转换器CO包括对开关级(未示出)进行控制的控制器CON(见图2)。通常，控制器CON具有一般通过使用积分器而获得的较高低频增益。图2所示的电阻器R3与向电阻器R3提供电流I3的输出放大器级OS2的组合具有与频率无关的增益。通常，图2的控制器CON需要积分器。如果用如图5所示的电容器C3取代电阻器R3，则可以省略图2的积分器。除了将电流I3转换为适合控制器CON的电压V3之外，电容器C3还执行积分操作。
图6示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图。图6的框图与图5框图的不同之处在于，用设置在放大器级OS2的输入与反相输出之间的密勒电容器C3’取代了电容器C3。此时，放大器级OS2输出处以及由此DC-DC转换器CO的控制输入处的电压V3’是误差电压VE和由流经电容器C3’的电流I3引起的电容器C3’两端的电压之和。同样，由于电容器C3’执行的积分操作，控制器CON无需执行积分操作。
交叉频率(crossover frequency)fx对DC-DC转换器CO和线性放大器LA的负载电流的贡献由如下方程定义：
fx＝(gcon/(2π*C3’))*(I3/I1)
其中gcon是DC-DC转换器CO的有效电压-电流转换，C3’是密勒电容，I3/I1是OS2和SO1的输出电流之比，I3/I1基本上由放大器级OS2和OS1的布局尺寸确定。必须注意，交叉频率fx仅由少量参数确定，这大大简化了将交叉频率fx固定为所需值的操作。
图7示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图。
线性放大器LA包括差分输入级OS3以及两个放大器级OS1和OS2。差分输入级OS3具有用于接收与负载LO两端存在的输出电压VO成比例的电压的反相输入、用于接收基准电压VR的非反相输入、以及用于提供误差信号VE的输出。放大器级OS1具有用于接收误差信号VE的输入、以及直接向负载LO提供电流I1的输出。因此，图1所示的感测电阻器不再存在，并且放大器级OS1的输出与负载LO直接连接。添加放大器级OS2，以产生针对DC-DC转换器CO的控制信号。放大器级OS2具有用于接收误差信号VE的输入、以及用于提供与输出电流I1成比例的电流I3的输出。放大器级OS1和OS2的元件相匹配，以获得相同或互为缩放后的复制电流的电流I1和I3。OS2的输入和反相输出之间的密勒电容器C3’对电流I3积分，以在放 大器级OS2的输出处获得控制电压V3’。
DC-DC转换器CO包括控制器CON，该控制器CON具有用于感测控制电压V3’的输入、以及向DC-DC转换器CO的开关SC和SY提供控制信号DR1和DR2的输出，以获得DC-DC转换器CO的输出电流I2，从而使由线性放大器提供的电流I1的平均值基本上为零。开关SC和SY串联设置，以接收DC输入电压VIN。电感器L连接在两个开关SC和SY的结合点与负载LO之间。通过电感器L产生的电流I2馈送至负载LO，负载LO包括平滑电容器OC和负载阻抗OR的并联设置，该并联设置代表必须被提供电能的装置或电路。负载LO两端的电压VO也称作电源系统的输出电压。通常，开关SC称作控制开关，开关SY称作同步开关。电感器L可以是线圈或变压器。必须注意，所示的DC-DC降压(buck)转换器只是示例，本发明也可以与其他DC-DC转换器组合使用。
密勒电容器CM设置在放大器级OS1的输入和反相输出之间，以提供密勒频率补偿。该极点划分(pole-splitting)或密勒频率补偿是熟知的。如果没有密勒电容器CM，则两个串联设置的放大器OS3和OS1的传递函数具有两个极点。由于存在两个极点，所以输出电压VO至放大器OS3的输入的负反馈可能引起振荡。密勒电容器CM的添加提供了第一阶衰退(fall off)和单位增益，该增益仅由两个参数确定：放大器OS3的跨导和密勒电容器CM的值。
因为具有DC-DC转换器的分支向负载LO提供电流的DC和低频分量，线性放大器LA向负载提供电流的高频分量，所以反馈的稳定性主要由包括放大器OS3和OS1的分支确定。所示电源系统是包括线性放大器LA和DC-DC转换器CO的混合电路，在其中实现前馈控制、密勒频率补偿和整体负反馈。前馈控制由线性放大器LA和DC-DC转换器CO分别产生的电流I1和I2获得。整体负反馈是通过在差分输入级OS3中从基准电压VR中减去与输出电压VO成比例的电压而获得的。所示拓扑结构的单元电压增益频率由如下方程近似：
f1＝gin/(2π*CM)
其中gin是差分输入级OS3的有效跨导，CM是设置在放大器级OS1的输入和反相输出之间的密勒电容器。如果放大器级OS1的跨导增益g1比负载LO的电导大得多，则该近似是有效的。
可选地，可以用图2所示的电阻器R3和基准电压源ER取代密勒电容器C3’，或者放大器级OS2可以具有产生电阻器两端的电压的差分输出，该电压由控制器CON(见图8)使用。但是，通常，控制器CON必须包括积分操作。
低通滤波器可以设置在DC-DC转换器CO与负载之间，以减小由DC-DC转换器CO产生的纹波。优选地，将该滤波器的-3dB带宽选定在比上述交叉频率fx高并在DC-DC转换器CO的开关频率之下的频率处。
图8示出了根据本发明的电源系统的另一实施例的框图。本实施例基于图7所示的实施例。在图7中，放大器OS2和OS1都是反相放大器，均优选地包括图3所示的输出级。在图8中，放大器OS2和OS1都是非反相放大器，均优选地包括图4所示的输出级。非反相放大器OS3包括第一反相放大器1，第一反相放大器1具有用于接收基准电压VR和输出电压VO(或从抽头接出)的输入、以及具有与第二反相放大器2的输入连接的输出。反相放大器2的输出提供误差电压VE。此时，密勒电容器CM设置在放大器2的输入和输出之间的放大器OS3的内部。
与图7所示电路的另一差别在于，省去了密勒电容器C3’，添加了图5的积分电容器C3。
图9示出了包括根据本发明的电源系统的电信系统的框图。例如，2.5G、3G或4G电信系统中使用的功率效率较高的RF功率放大器RA需要快速和功率效率较高的电源调制器。该电源调制器或电源系统向RF功率放大器RA提供快速变化的电源电压。该电源电压VO适合要由RF功率放大器RA提供的输出功率。对电源电压VO的快速精确控制以及由此对电源系统提供的电流的快速精确控制，在诸如移动电话等以电池为电源而操作的手持通信设备中是特别重要的，以便可以使单个电池电源能够向系统供电的时间变得最长。在需要高输出功率的时间段中，电源电压VO的电平仅为高。因此，一旦只需要较低的 输出功率，则电源电压VO的电平应该快速降低，以最佳地适合该较低输出功率。
电源系统包括线性放大器LA和DC-DC转换器CO。线性放大器LA包括差分输入级OS3和放大器级OS1和OS2。差分输入级OS3具有用于接收与输出电压VO成比例的电压的反相输入、用于接收基准电压VR的非反相输入、以及用于提供误差信号VE的输出。放大器级OS1具有用于接收误差信号VE的输入、以及用于直接向负载提供线性放大器LA的输出电流的输出，此时负载包括RF功率放大器RA。放大器级OS2具有用于接收误差电压VE的输入、用于通过电阻器R3获得电流I3的差分输出对，电阻器R3设置在该差分输出对之间。电流I3引起电阻器R3两端的电压V3。DC-DC转换器CO的控制器(未示出)使用电压V3来控制DC-DC转换器CO的开关，以获得DC-DC转换器CO的输出电流I2。可选的低通滤波器FI对输出电流I2进行滤波，以获得提供至负载的滤波电流I2’。滤波器FI减小了DC-DC转换器CO的纹波。
将另一基准电压VR’馈送至RF功率放大器RA。通常，基准电压VR只包括幅度信息，而基准电压VR’包括相位信息，并可以包括幅度信息。因此，如果RF放大器的输出功率必须快速增大，则控制信号VR命令电源系统增大电流I1和I2。相对较慢的DC-DC转换器CO无法紧随基准信号VR的快速步伐。负载所需的电流与DC-DC转换器CO提供的电流I2或I’之差将提供作为线性放大器的电流I1。一旦达到稳定状态，则由DC-DC转换器CO产生RF功率放大器RA所需的电流的DC和低频部分，电流I1添加RF功率放大器RA所需的电流的高频部分，并减去DC-DC转换器CO的固有纹波(的一部分)。
应该注意，上述实施例示出了但非限制本发明，本领域技术人员能够在不背离所附权利要求的范围的前提下，设计多种可选实施例。
在权利要求中，括号之间的任何附图标记不应视为限制权利要求。动词“包括”以及相似词的使用不排除除了权利要求中所列出的元素或步骤之外的其他元素或步骤的存在。元素之前的冠词“一个”或“一”不排除多个这种元素存在。本发明可以采用包括多个不同元件的硬件 来实现，或采用经过适当编程的计算机来实现。在枚举了多个装置的设备权利要求中，这些装置中的一些可以由同一硬件项来实现。特定措施在彼此不同的从属权利要求中引述这一事实并不表示无法有利地使用这些措施的组合。

Claims (15)

1.一种电源系统，包括线性放大器(LA)和DC-DC转换器(CO)的并联设置，其中： 
线性放大器(LA)的输出与负载(LO)直接连接，以向负载(LO)提供第一电流(I1)， 
DC-DC转换器(CO)的转换器输出与负载(LO)连接，用于向负载(LO)提供第二电流(I2)， 
线性放大器(LA)包括：第一放大器级(OS1)，用于提供第一电流(I1)；以及第二放大器级(OS2)，用于提供与第一电流(I1)成比例的第三电流(I3)，第一放大器级(OS1)和第二放大器级(OS2)具有匹配的组件，以及 
DC-DC转换器(CO)还包括控制器(CON)，所述控制器(CON)具有用于接收由第三电流(I3)产生的电压的控制输入，以控制使第一电流(I1)的DC分量最小化的第二电流(I2)。 
2.如权利要求1所述的电源系统，其中第二放大器级(OS2)提供第三电流(I3)，所述电源系统还包括电阻器(R3)，所述电阻器(R3)用于接收第三电流(I3)，并设置在第二放大器级(OS2)的输出与基准电压(ER)之间，所述控制输入是用于接收所述电阻器(R3)两端的电压(V3)的差分输入。 
3.如权利要求1所述的电源系统，其中第二放大器级(OS2)具有用于提供具有180度相移的两个相等电流的两个输出，所述电源系统还包括电阻器(R3)，所述电阻器(R3)设置在第二放大器级(OS2)的、用于获得通过所述电阻器(R3)的第三电流(I3)的两个输出之间，所述控制输入是用于接收所述电阻器(R3)两端的电压(V3)的差分输入。 
4.如权利要求1所述的电源系统，其中所述控制器(CON)至少包括积分操作。 
5.如权利要求1所述的电源系统，还包括：电容器(C3)，用于接收第三电流(I3)，并设置在第二放大器级(OS2)的输出与基准电 压之间，所述控制输入与用于接收所述电容器(C3)上的电压(V3)的电容器(C3)连接。 
6.如权利要求1所述的电源系统，还包括作为密勒电容设置在第二放大器级(OS2)的输入和反相输出之间的电容器(C3’)，所述控制输入与第二放大器级(OS2)的输出连接。
7.如权利要求5或6所述的电源系统，其中所述控制器(CON)只包括比例和/或差分功能。
8.如权利要求1所述的电源系统，其中线性放大器(LA)包括差分输入级(OS3)，所述差分输入级(OS3)具有用于接收基准信号(VR)的非反相输入、以及用于接收与负载(LO)两端的系统输出电压(VO)成比例的电压的反相输入，所述差分输入级(OS3)的输出与第一放大器级(OS1)的输入和第二放大器级(OS2)的输入均相连，将第一放大器级(OS1)的输出连接成提供第一电流(I1)。
9.如权利要求1所述的电源系统，其中低通滤波器(FI)设置在转换器输出与负载(LO)之间。
10.如权利要求1所述的电源系统，其中
第一放大器级(OS1)包括具有晶体管(P1；N1)和电流(IP1；IN1)的第一共源级(P1，N1)；
第二放大器级(OS2)包括具有晶体管(P2；N2)和电流(IP2；IN2)的第二共源级(P2，N2)；并且
第一共源级(P1，N1)的晶体管(P1；N1)和电流(IP1；IN1)分别与第二共源级(P2，N2)的晶体管(P2；N2)和电流(IP2；IN2)相互匹配。
11.如权利要求1所述的电源系统，其中
第一放大器级(OS1)包括具有晶体管(N11；P11)和电流(IN11；IP11)的第一共漏级(N11，P11)；
第二放大器级(OS2)包括具有晶体管(N21；P21)和电流(IN21；IP21)的第二共漏级(N21，P21)；并且 
第一共漏级(N11，P11)的晶体管(N11；P11)和电流(IN11；IP11)的分别与第二共漏级(N21，P21)的晶体管(N21；P21)和电流(IN21；IP21)相互匹配。
12.如权利要求8所述的电源系统，其中第一放大器级(OS1)是反相放大器，线性放大器(LO)还包括设置在第一放大器级(OS1)的输入和输出之间的密勒电容器(CM)。
13.如权利要求8所述的电源系统，其中差分输入级(OS3)包括：
反相放大器(2)；
非反相差分级(1)，具有用于接收基准信号(VR)的非反相输入、以及用于接收与负载(LO)两端的系统输出电压(VO)成比例的电压的反相输入，所述输出经由反相放大器(2)与第一放大器级(OS1)的输入连接：以及
密勒电容，设置在非反相差分级(1)的输出与第一放大器级(OS1)的输入之间。
14.一种包括如权利要求1所述的电源系统的设备，其中负载(LO)包括所述设备的电路。
15.如权利要求14所述的设备，所述设备包括电信系统，其中负载(LO)包括RF放大器(RA)。 
CN2006800132697A 2005-04-20 2006-04-12 电源系统 Expired - Fee Related CN101164227B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP05300299 2005-04-20
EP05300299.4 2005-04-20
EP05300699.5 2005-08-29
EP05300699 2005-08-29
PCT/IB2006/051134 WO2006111891A1 (en) 2005-04-20 2006-04-12 A power supply system.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101164227A CN101164227A (zh) 2008-04-16
CN101164227B true CN101164227B (zh) 2011-10-26

Family

ID=36691820

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800132697A Expired - Fee Related CN101164227B (zh) 2005-04-20 2006-04-12 电源系统

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8035362B2 (zh)
EP (1) EP1875603A1 (zh)
JP (1) JP2008537249A (zh)
KR (1) KR20080003903A (zh)
CN (1) CN101164227B (zh)
WO (1) WO2006111891A1 (zh)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2440772B (en) * 2006-08-08 2011-11-30 Asahi Chemical Micro Syst Envelope modulator
GB2481755B (en) * 2006-08-08 2012-02-29 Asahi Kasei Emd Corp Envelope modulator
US7454238B2 (en) 2006-10-30 2008-11-18 Quantance, Inc. Power combining power supply system
GB2459894A (en) 2008-05-09 2009-11-11 Nujira Ltd Switched supply stage with feedback
US8405456B2 (en) * 2009-03-31 2013-03-26 Quantance, Inc. High speed power supply system
JP5287999B2 (ja) 2009-11-17 2013-09-11 日本電気株式会社 増幅装置
CN103004083A (zh) * 2010-03-02 2013-03-27 帝瓦雷公司 极高保真度的音频放大器
US8952753B2 (en) 2012-02-17 2015-02-10 Quantance, Inc. Dynamic power supply employing a linear driver and a switching regulator
US8890502B2 (en) 2012-02-17 2014-11-18 Quantance, Inc. Low-noise, high bandwidth quasi-resonant mode switching power supply
US8994347B2 (en) 2012-06-04 2015-03-31 R2 Semiconductor, Inc. Assisting a load current of a switching voltage regulator
GB2510394A (en) * 2013-02-01 2014-08-06 Nujira Ltd Envelope tracking power supply with low power modes
US10698432B2 (en) * 2013-03-13 2020-06-30 Intel Corporation Dual loop digital low drop regulator and current sharing control apparatus for distributable voltage regulators
JP6149452B2 (ja) * 2013-03-22 2017-06-21 富士通株式会社 電源装置および半導体集積回路装置
US9256236B2 (en) * 2013-07-26 2016-02-09 Analog Devices, Inc. Area-efficient frequency compensation
US20170348243A1 (en) * 2015-01-01 2017-12-07 Ideal Cures Pvt. Ltd. Novel film coating composition
US9912306B1 (en) * 2016-08-12 2018-03-06 Mediatek Inc. Power supply circuit of wireless mobile device

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3909701A (en) * 1974-10-03 1975-09-30 United Aircraft Corp Linear energy conservative current source
US4516080A (en) * 1982-04-01 1985-05-07 Unisearch Limited High-efficiency low distortion parallel amplifier
US4721922A (en) * 1985-04-03 1988-01-26 Gec Avionics Limited Electric signal amplifiers
US5831477A (en) * 1995-11-07 1998-11-03 Nec Corporation Power amplifier system with variable output
US6064187A (en) * 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1372856A (en) * 1971-12-21 1974-11-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd Saw tooth generators
JPS6052607B2 (ja) * 1979-05-10 1985-11-20 ヤマハ株式会社 増幅器
US4982307A (en) * 1989-12-04 1991-01-01 Ag Communication Systems Corporation Thermal protection circuit for an integrated circuit subscriber line interface
KR100278096B1 (ko) * 1997-07-10 2001-01-15 윤덕용 혼합형 레귤레이터
US5905407A (en) * 1997-07-30 1999-05-18 Motorola, Inc. High efficiency power amplifier using combined linear and switching techniques with novel feedback system
DE19900558C2 (de) * 1999-01-09 2002-10-24 Micronas Gmbh Verstärker für einen Analog-Digital-Wandler
US6130526A (en) * 1999-04-02 2000-10-10 Semtech Corporation Voltage regulator with wide control bandwidth
US6590940B1 (en) * 1999-05-17 2003-07-08 Ericsson Inc. Power modulation systems and methods that separately amplify low and high frequency portions of an amplitude waveform
GB2357635B (en) * 1999-12-21 2003-09-10 Nokia Mobile Phones Ltd A circuit for interfacing a balanced radio frequency power amplifier with an unbalanced load
US6300826B1 (en) * 2000-05-05 2001-10-09 Ericsson Telefon Ab L M Apparatus and method for efficiently amplifying wideband envelope signals
US6710646B1 (en) * 2000-05-05 2004-03-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Cuk style inverter with hysteretic control
FR2819064B1 (fr) * 2000-12-29 2003-04-04 St Microelectronics Sa Regulateur de tension a stabilite amelioree
US8013768B2 (en) * 2001-06-08 2011-09-06 Broadcom Corporation Integrated upstream amplifier for cable modems and cable set-top boxes
US6781452B2 (en) * 2001-08-29 2004-08-24 Tropian, Inc. Power supply processing for power amplifiers
US6661210B2 (en) * 2002-01-23 2003-12-09 Telfonaktiebolaget L.M. Ericsson Apparatus and method for DC-to-DC power conversion
JP3943485B2 (ja) * 2002-11-26 2007-07-11 太陽誘電株式会社 電源装置
US6937095B2 (en) * 2003-02-19 2005-08-30 Adtran, Inc. Efficient, switched linear signal driver
JP2005124339A (ja) * 2003-10-17 2005-05-12 Sanken Electric Co Ltd ノイズ低減装置及び電力変換装置
JP4832056B2 (ja) * 2004-11-18 2011-12-07 パナソニック株式会社 高効率高スルーレートのスイッチングレギュレータ／アンプ

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3909701A (en) * 1974-10-03 1975-09-30 United Aircraft Corp Linear energy conservative current source
US4516080A (en) * 1982-04-01 1985-05-07 Unisearch Limited High-efficiency low distortion parallel amplifier
US4721922A (en) * 1985-04-03 1988-01-26 Gec Avionics Limited Electric signal amplifiers
US5831477A (en) * 1995-11-07 1998-11-03 Nec Corporation Power amplifier system with variable output
US6064187A (en) * 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method

Also Published As

Publication number Publication date
JP2008537249A (ja) 2008-09-11
US8035362B2 (en) 2011-10-11
KR20080003903A (ko) 2008-01-08
US20080252380A1 (en) 2008-10-16
CN101164227A (zh) 2008-04-16
WO2006111891A1 (en) 2006-10-26
EP1875603A1 (en) 2008-01-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101164227B (zh) 电源系统
US20100045247A1 (en) Parallel arranged linear amplifier and dc-dc converter
US7653366B2 (en) Hybrid switched mode/linear power amplifier power supply for use in polar transmitter
JP3526923B2 (ja) 信号組合わせ器
CN102067444B (zh) 用于切换模式电源的经改进的滤波器
JP6452622B2 (ja) 帰還を有する包絡線追跡変調器
CN100459420C (zh) 高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件
KR20150117681A (ko) 엔벨로프 트래킹 변조기에 대한 개선된 공진 억제
KR20160125983A (ko) 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기들의 평균 전류 모드 제어
WO2020147637A1 (zh) 一种基准电压生成电路及开关电源
JP2005102146A (ja) 増幅器及びそれを用いた高周波電力増幅器
CN103490616A (zh) 电流模dc-dc转换器
CN100547911C (zh) 三态d类放大器
JP2022040044A5 (ja) 携帯デバイス
KR20030043892A (ko) 전력증폭기를 위한 능동 바이어스 회로
CN102324896A (zh) 一种带线性度补偿的宽带低噪声放大器
WO2001091273A2 (en) Dc/dc converters
US8035450B2 (en) Operational transconductance amplifier having two amplification stages
CN103427771B (zh) Btl型差动式音频功率放大电路
CN102571000A (zh) 放大器及放大器控制方法
CN101164228A (zh) 并联布置的线性放大器和dc-dc转换器
CN115699569A (zh) 具有嵌套反馈回路的d类放大器
CN207053472U (zh) 高频功率放大电路
CN107291139B (zh) 一种用于驱动阻抗负载的宽频及压控交流大功率电流源
CN209881739U (zh) 一种在调制级减小相位失真的pwm功率放大器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20151102

Address after: Holland Ian Deho Finn

Patentee after: NXP BV

Address before: Holland Ian Deho Finn

Patentee before: Koninkl Philips Electronics NV

C56 Change in the name or address of the patentee
CP03 Change of name, title or address

Address after: Nijmegen

Patentee after: AMPLEON NETHERLANDS B.V.

Address before: Holland Ian Deho Finn

Patentee before: NXP BV

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20111026

Termination date: 20190412

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee