KR20160125983A - 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기들의 평균 전류 모드 제어 - Google Patents

멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기들의 평균 전류 모드 제어 Download PDF

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Abstract

예시적인 실시예들은 스위칭 전력 변환기들에 관한 것이다. 스위칭 전력 변환기는 평균 전류 모드 제어를 위해 구성되는 복수의 제어 유닛들을 포함하며, 여기서, 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛은 전용 비례 제어 유닛을 포함할 수 있다. 스위칭 전력 변환기는, 복수의 제어 유닛의 각각의 제어 유닛에 커플링되고 그리고 각각의 제어 유닛에 신호를 전달하도록 구성되는 적분기를 더 포함할 수 있다.

Description

멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기들의 평균 전류 모드 제어{AVERAGE CURRENT MODE CONTROL OF MULTI-PHASE SWITCHING POWER CONVERTERS}
관련 출원(들)에 대한 상호-참조
[0001] 본 출원은, “AVERAGE CURRENT MODE CONTROL OF MULTI-PHASE SWITCHING POWER CONVERTERS”라는 명칭으로 2014년 3월 12일자로 출원된 미국 특허 출원 제 14/207,338호를 우선권으로 주장하며, 상기 미국 특허 출원은 그 전체가 인용에 의해 본원에 명백히 포함된다.
[0002] 본 발명은 일반적으로 스위칭 변환기들에 관한 것이다. 더 구체적으로는, 본 발명은, 멀티-페이즈(multi-phase) 스위칭 전력 변환기들에 대한 평균 전류 모드 제어를 위한 실시예들에 관한 것이다.
[0003] 전력 관리는 오늘날의 전자 산업에서 중요한 역할 수행한다. 배터리 전력공급식 핸드헬드 디바이스들은, 배터리 수명을 연장시키고 그리고 디바이스들의 성능 및 동작을 개선하기 위한 전력 관리 기술들을 요구한다. 전력 관리의 일 양상은 동작 전압들을 제어하는 것을 포함한다. 종래의 전자 시스템들, 특히 시스템 온-칩(SOC; system on-chip)들은 일반적으로 다양한 서브시스템들을 포함한다. 다양한 서브시스템들은, 서브시스템들의 특정 요구들에 맞춤조정(tailor)되는 상이한 동작 전압들 하에서 동작될 수 있다. “전압 변환기” 또는 “전력 변환기”로서 또한 지칭될 수 있는 전압 조정기는, 다양한 서브시스템들에 특정 전압들을 전달하는데 이용될 수 있다. 전압 조정기들은 또한, 서브시스템들을 서로로부터 격리된 채로 유지하는데 이용될 수 있다.
[0004] 전압 조정기는 스위칭 전압 변환기를 포함할 수 있다. 스위칭 전압 변환기들은, 더 높은 외부 DC 전력 공급부 전압과 더 낮은 집적 회로 전압 사이에서 에너지를 전달하기 위해, 에너지 저장 디바이스들(인덕터들 또는 커패시터들)과 함께 하나 또는 그 초과의 전자 스위치들을 사용하여 더 높은 입력 전압과 더 낮은 출력 전압 간을 변환할 수 있다. 선형 전압 조정기와 비교할 때 스위칭 전압 조정기의 하나의 이점은 더 큰 효율성이다.
[0005] 스위칭 변환기는, 전압 모드 또는 전류 모드 제어 기술들에 기초할 수 있다. 종래의 고정 주파수 전류 모드 제어 기술들은, 피크 전류 모드 제어, 밸리(valley) 전류 모드 제어, 및 평균 전류 모드 제어를 포함한다. 피크 및 밸리 전류 모드 제어는, 서브-고조파(sub-harmonic) 발진(oscillation)들에 취약할 수 있고, 동기화 램프(ramp)에 부가하여 외부 경사(slope) 보상를 요구할 수 있다. 따라서, 피크 및 밸리 전류 모드 제어 기술들은, 더 복잡한 회로들 및 그에 따른 큰 실리콘 영역을 요구할 수 있다.
[0006] 종래의 평균 전류 모드 제어 아키텍쳐들은 본질적으로 어떠한 서브-고조파 문제도 갖지 않는다. 피크 및 밸리 전류 모드 제어에 관한 주된 구별되는 특성은, 종래의 평균 전류 모드 제어가 높은 이득 및 넓은 대역폭 전류 에러 증폭기를 사용한다는 것이다. 이것은, 스위칭 변환기의 평균 전류가 매우 작은 에러로 로드(load) 전류를 따르도록 강제(force)할 수 있다. 종래의 평균 전류 모드 제어의 이점들은, 보상 램프, 큰 잡음 마진들, 우수한 전압 및 전류 조정들, 및 입력 전압 및 출력 전압 피드 포워드(feed forward) 제어에 관한 어떠한 요건도 포함하지 않는다는 것이다. 2개의 에러 증폭기들, 즉 전압에 대한 하나의 증폭기 및 전류에 대한 다른 증폭기 때문에, 이러한 아키텍쳐 구현은 복잡하고, 제어 루프의 보상이 상당히 어려워지게 된다. 멀티-페이즈 변환기들을 구현하는데 평균 모드 기술이 사용되는 경우, 문제는 더 커지게 된다.
[0007] 향상된 스위칭 전력 변환기에 대한 요구가 존재한다. 더 구체적으로는, 종래의 평균 전류 모드 아키텍쳐들의 이점들을 가지면서 성능을 희생함이 없이 멀티-페이즈로 용이하게 확장될 수 있는 간략화된 스위칭 전력 변환기에 관한 실시예들에 대한 요구가 존재한다.
[0008] 도 1a 및 도 1b는, 피크 전류 모드 제어를 위해 구성되는 멀티-페이즈 스위칭 변환기를 예시한다.
[0009] 도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 단일-페이즈 스위칭 전력 변환기를 예시한다.
[0010] 도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 단일-페이즈 스위칭 전력 변환기의 다양한 신호들을 예시하는 플롯이다.
[0011] 도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티-페이즈 스위칭 변환기를 예시한다.
[0012] 도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른, 멀티-페이즈 스위칭 변환기의 적분(integral) 제어 유닛, 비례(proportional) 제어 유닛, 및 외부 램프를 예시한다.
[0013] 도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티-페이즈 스위칭 변환기의 예시이다.
[0014] 도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 또 다른 멀티-페이즈 스위칭 변환기를 도시한다.
[0015] 도 8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법을 도시하는 흐름도이다.
[0016] 도 9은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 다른 방법을 도시하는 흐름도이다.
[0017] 도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른, RF 모듈, 디지털 모듈, 및 전력 관리 모듈을 포함하는 디바이스를 도시한다.
[0018] 첨부된 도면들과 관련하여 아래에 기재되는 상세한 설명은, 본 발명의 예시적인 실시예들의 설명으로서 의도되며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시예들을 표현하도록 의도되지 않는다. 본 설명 전반에 걸쳐 사용된 용어 "예시적인"은 "예, 예시, 또는 예증으로서 기능하는 것"을 의미하고, 다른 예시적인 실시예들에 비해 반드시 바람직하거나 유리한 것으로서 해석되지는 않아야 한다. 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시예들의 철저한 이해를 제공하려는 목적을 위해 특정한 세부사항들을 포함한다. 본 발명의 예시적인 실시예들이 이들 특정한 세부사항들 없이 실시될 수도 있다는 것은 당업자들에게 명백할 것이다. 몇몇 예시들에서, 본 명세서에 제시된 예시적인 실시예들의 신규성을 불명료하게 하는 것을 회피하기 위해, 잘-알려진 구조들 및 디바이스들은 블록도 형태로 도시되어 있다.
[0019] 도 1a는, 출력 전압 Vout을 제공하도록 구성되는 피크 전류 모드 제어형 멀티-페이즈 스위칭 변환기(100)를 예시한다. 피크 전류 모드 제어 기술이 사용되고 있으므로, 인덕터 피크 전류는 모든 각각의 스위칭 사이클에서 고정될 수 있지만, 최소 인덕터 전류는 바운딩(bound)되지 않는다. 이것은, 50%보다 더 큰 듀티 사이클(duty cycle)에 대해 서브-고조파 발진들을 유발한다. 서브-고조파 발진들을 억제하기 위해 외부 경사 보상 기술이 요구될 수 있다.
[0020] 도 1b는, 종래의 평균 전류 모드 제어를 사용하는 단일 페이즈 벅(buck) 변환기(110)를 예시한다. 도 1b에 예시된 바와 같이, 변환기(110)에서 사용되는 제어는, 보상 회로와 함께 2개의 상이한 에러 적분기(integrator)들을 갖는다. 그러므로, 사용되는 제어는 복잡할 수 있고, 구현하는데 더 많은 실리콘 영역을 요구한다.
[0021] 본원에 설명되는 바와 같은 예시적인 실시예들은, 고정 주파수 스위칭 전력 변환기들 및 그들의 동작 방법들에 관한 것이다. 예시적인 실시예들은, 평균 전류 모드 제어 기술들을 사용하기 위해 구성되는 단일-페이즈 또는 멀티-페이즈 전력 변환기에 관한 것일 수 있다. 고정 주파수 동작은, 외부 동기화 클록의 AC 컴포넌트를 주입(inject)시킴으로써 달성될 수 있다. 예시적인 실시예들은, 서브-고조파 이슈들을 제한하고 그리고 방지하는 것이 가능할 수 있다. 추가로, 예시적인 실시예들은, 비교적 빠른 과도(transient) 응답, 비교적 빠른 라인/로드 조정, 및 고정 주파수 동작으로, 실질적으로 0 - 100% 듀티 비(ratio)에서 동작할 수 있다.
[0022] 단일 페이즈의 예시적인 실시예에 따르면, 스위칭 전력 변환기는, 출력 전압을 전달하도록 구성되는 전력 스테이지의 출력에 커플링되는 인덕터에 통하는 전류를 추정하기 위한 전류 추정기를 포함할 수 있다. 전력 변환기는 또한, 적분된 에러 전압, 스케일링(scale)된 에러 전압, 및 주입된 동기화된 클록의 AC 컴포넌트의 결과에 대해 추정된 인덕터 전류를 비교하도록 구성되는 제어 유닛을 포함할 수 있다. 결과적인 펄스 폭 변조된 신호가 전력 스테이지를 제어한다.
[0023] 멀티-페이즈의 예시적인 실시예에 따르면, 스위칭 전력 변환기는, 평균 전류 모드 제어를 위해 구성되는 복수의 제어 유닛들을 포함할 수 있으며, 여기서, 복수의 제어 유닛들의 각각의 유닛은 전용 스케일링된 에러 전압을 포함하고, 페이즈 시프팅(shift)된 동기화 클록의 AC 컴포넌트를 독립적으로 수신하도록 구성될 수 있다. 추가로, 스위칭 전력 변환기는, 모든 제어 유닛들에 의해 공유되는 단일 에러 전압 적분기를 포함할 수 있다. 스위칭 전력 변환기는 또한, 평균 전류 모드 제어를 위해 구성되는 복수의 전력 스테이지들을 포함할 수 있으며, 여기서, 복수의 전력 스테이지들의 각각의 전력 페이즈는, 인덕터 전류 추정기를 갖고, 복수의 제어 유닛들 중 연관된 제어 유닛으로부터 펄스-폭 변조 신호를 수신하고 그리고 출력 전압을 전달하도록 구성된다.
[0024] 본 발명의 다른 양상들 뿐만 아니라 다양한 양상들의 특성들 및 이점들은, 다음의 설명, 수반되는 도면들, 및 첨부된 청구항들의 고려를 통해 당업자들에게 명백해질 것이다.
[0025] 도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 단일-페이즈 스위칭 전력 변환기(200)를 도시한다. 스위칭 전력 변환기(200)는 제어 유닛(204) 및 전력 스테이지(206)를 포함한다. 스위칭 전력 변환기(200)는 커패시터 Cout 및 저항성 로드 Rload를 더 포함한다. 스위칭 전력 변환기(200)는, 기준 전압 Vref로 출력 전압 Vout 조정하도록 구성될 수 있다. 전력 스테이지(206)는, 전압 공급부(212), 스위치들 S1 및 S2, 저항기 Rf, 인덕터 L, 및 커패시터 Cf를 포함한다. 당업자에 의해 인식될 바와 같이, 저항기 Rf 및 커패시터 Cf는 RC 무손실(lossless) 인덕터 전류 추정기(207)를 포함할 수 있다.
[0026] 제어 유닛(204)은 비례-적분(PI; proportional-integral) 제어 유닛(205), 동기화 램프(208), 커패시터 Cc, 및 듀얼-엣지(dual-edge) 펄스-폭 변조기 비교기(210)를 포함한다. PI 제어 유닛(205)은, 출력 전압 Vout을 수신하도록 구성되는 입력 및 기준 전압 Vref를 수신하도록 구성되는 다른 입력을 포함한다. PI 제어 유닛(205)의 출력은 노드 G에 커플링될 수 있고, 노드 G는 고 임피던스 노드일 수 있다. 동기화 램프(208)는, 외부 클록 페이즈 Φ1을 수신하도록 구성될 수 있다. 추가로, 동기화 램프(208)의 출력은 노드 G에 용량성으로(capacitively)(즉, 커패시터 Cc를 통해) 커플링될 수 있다. 그러므로, 동기화 램프(208)의 AC 컴포넌트(이는, 페이즈 정보를 포함함)는, 커패시터 Cc를 통해 노드 G에서 PI 제어 유닛(205)의 출력에 부가될 수 있다.
[0027] 노드 G는 비교기(210)의 입력에 추가로 커플링될 수 있다. 비교기(210)의 다른 입력은 노드 H에 연결될 수 있고, 노드 H는, 전력 스테이지(206)의 무손실 RC 전류 추정기(207)의 출력일 수 있다. 비교기(210)의 출력(이는, 듀얼 엣지 펄스-폭 변조된 신호를 포함할 수 있음)은, 스위치들 S1 및 S2의 동작을 제어하기 위해 그들 스위치들에 전달될 수 있다.
[0028] 정상 상태 동안, PI 제어 유닛(205)은 출력 전압 Vout을 기준 전압 Vref와 비교하여 출력 신호를 생성할 수 있는데, 이는, 적분된 에러 전압(Vout ― Vref)의 “적분 컴포넌트” 및 스케일링된 에러 전압(Vout-Vref)의 “비례 컴포넌트”의 결합일 수 있다. 추가로, 동기화 램프(208)의 출력은 클록 페이즈 Φ1의 AC 컴포넌트를 노드 G에 용량성으로 커플링시킬 수 있다. 수학적으로, 결과적인 신호 Vloop_filter_x는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pct00001
여기서, Kint, Kp는 상수들이고, Vramp는 외부 클록 회로의 공급이며, n은 정수이다. 결과적인 신호 Vloop_filter_x는, 인덕터 전류 VIsns와 비교되어, 스테이지(206)의 전력 스위치들을 제어하고 그에 따라 출력 전압 Vout을 조정할 수 있다.
[0029] 무손실 RC 인덕터 전류 추정기(207)는 인덕터 전류를 추정하는데 사용될 수 있다. 이러한 실시예에서, 인덕터 전류의 경사가 절대 인덕터 전류 값 대신 제어될 수 있다. RC 인덕터 전류 추정기(207)는, 출력 신호(VIsns)의 경사가 인덕터 전류 경사보다 더 크도록 설계될 수 있다. RC 인덕터 전류 추정기(207)의 출력 신호(VIsns)의 경사를 제한함으로써, 인덕터 전류는, 안정한 동작을 보장하기 위한 경계 내에 포함될 수 있다. 무손실 인덕터 전류 추정기(207)의 출력은, pwm 비교기(210)를 사용하여 신호 Vloop _filter_x와 비교될 것이다. 이러한 비교에 기초하여, 듀얼-엣지 펄스-폭 변조된 신호가 생성될 수 있다. 이러한 변조된 신호는, 전력 스테이지(206)의 전력 스위치들 S1 및 S2를 제어하고, 출력 전압 Vout을 Vref에 관해 조정할 수 있다.
[0030] 정상 상태 동안, 동기화 클록의 AC 컴포넌트는, 주입 로킹 현상(injection locking phenomenon)에 의하여, 변환기의 스위칭 주기(period)를 동기화 클록 주기와 동일하도록 강제한다.
[0031] 도 3은, 정상 상태 동작 동안, 도 2에 예시된 스위칭 전력 변환기(200)와 같은 디바이스의 다양한 신호들을 포함하는 플롯(300)이다. 플롯(300)은, 에러 신호의 적분을 표현하는 신호(302)를 포함한다(에러 = Vout-Vref). 추가로, 플롯(300)은, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 동기화 클록 신호(Φ1)를 표현하는 신호(304), 및 동기화 램프 신호(예컨대, 도 2의 동기화 램프(208)에 의해 전달되는 신호 “Vsync _ramp_x”)를 표현하는 신호(306)를 포함한다. 이러한 동기화 램프 신호(306)는, 동기화 클록의 AC 페이즈 정보 및 DC로 이루어진다. 플롯(300)은 또한, 비교기에 전달되는 신호(예컨대, 비교기(308)에 전달되는 Vloop _filter_x)를 표현하는 신호(308)를 포함한다. 이러한 신호의 DC 전압은 신호(302)에 의해 셋팅될 수 있고, AC 페이즈 정보는, 동기화 클록 신호(304)로부터의 주입된 AC 페이즈 정보와 비례 제어 유닛의 출력의 합산의 결과이다. 신호(310)는, 전력 스테이지로부터의 인덕터 전류의 근사 추정을 표현한다(예컨대, “VIsns_x”). 플롯(300)은 추가로, 참조 번호 (312)에 의해 표시되는 바와 같은, 포개져(on top of one another) 도시된 신호(308) 및 신호(310)를 포함한다. 이들 2개의 신호들은 비교기(210)의 입력일 것이고, 펄스-폭 변조된 듀티 사이클 신호(314)를 전력 스테이지에 전달하기 위해 비교될 것이다.
[0032] 주입 로킹에 의해 보장되는 고정 주파수 동작 때문에, 제안된 기술은 멀티-페이즈 전력 변환기들에 대해 확장될 수 있다. 도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(400)를 예시한다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(400)는, 적분 제어 유닛(402), 복수의 제어 유닛들(404_1 - 404_N), 및 복수의 전력 스테이지들(406_1 - 406_N)을 포함한다. 복수의 제어 유닛들(404_1 - 404_N)의 각각의 유닛(404)은, 동기화 램프(410), 비례 제어 유닛(412), 커패시터 Cc, 및 비교기(408)를 포함한다. 추가로, 복수의 전력 스테이지들(406_1 - 406_N)의 각각의 스테이지(406)는, 전력 스위치(414), 인덕터 L, 및 RC 전류 추정기를 포함하며, RC 전류 추정기는 저항기 Rf 및 커패시터 Cf를 포함한다. 추가로, 디바이스(400)는, 커패시터 Cout 및 저항성 로드 Rload를 포함한다. 디바이스(400)는, 출력 전압 Vout을 전달하도록 구성될 수 있다. 복수의 제어 유닛들(404_1 - 404_N) 및 복수의 전력 스테이지들(406_1 - 406_N)은 함께, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 복수의 페이즈들로서 지칭될 수 있다는 것의 유의될 수 있다.
[0033] 도 4에 예시된 바와 같이, 적분 제어 유닛(402)은, 기준 전압 Vref 및 출력 전압 Vout을 수신하고 그리고 에러 적분 제어 신호(Vintegral)를 각각의 유닛(404)의 비례 제어 유닛(412)에 전달하도록 구성될 수 있다. 각각의 유닛(404)의 비례 제어 유닛(412)은 추가로, 출력 전압 Vout 및 기준 전압 Vref를 수신하도록 구성된다. 추가로, 각각의 유닛(404)의 동기화 램프(410)는, 페이즈 신호 Φ1-ΦN을 수신하도록 구성될 수 있다. 동기화 램프(410)의 출력 신호는, 커패시터 Cc를 통해 비례 제어 유닛(412)의 출력에 연결될 수 있다. 각각의 유닛(404) 내에서, 비교기(408)는, 용량성으로 커플링된 페이즈 정보(즉, 클록 페이즈의 AC 컴포넌트), 즉, 에러 전압에 대한 비례항(proportional) 및 적분항을 포함하는 신호 Vloop _filter_x를 노드 B에서 수신하도록 구성될 수 있다. 비교기(408)는 추가로, 대응하는 스테이지(406)의 노드 A로부터 신호 VIsns_x를 수신하도록 구성될 수 있다. 더 구체적으로는, 비교기(408)의 반전(inverting) 입력은 노드 B를 통해 신호를 수신하도록 구성될 수 있고, 비교기(408)의 비-반전(non-inverting) 입력은 대응하는 페이즈(406)의 RC 무손실 추정기(407)로부터 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 펄스-폭 변조 신호를 포함할 수 있는 각각의 유닛(404)의 비교기(408)의 출력은, 대응하는 전력 스테이지(406)의 전력 스위치(414)에 커플링될 수 있다.
[0034] 전력 변환기(400)는 루프 내의 단일 적분기를 사용하도록 구성될 수 있으며, 따라서, 전력 변환기(400)의 각각의 페이즈는 모든 노드들에서 동일한 DC 전압 컴포넌트를 갖지만, 상이한 페이즈 시프팅된 AC 전압 컴포넌트를 갖는다. 그러므로, DC 소스 또는 접지로의 저 임피던스 경로를 갖는 모든 노드들이 공유되어 회로를 감소시킬 수 있고, 그에 따라 다이 영역을 감소시킬 수 있다. 그러나, 고 임피던스 노드들은 페이즈 정보를 가질 수 있으며, 따라서, 공유되어서는 안된다.
[0035] 본원에 설명되는 바와 같은, 멀티-페이즈 변환기들에 관한 다양한 예시적인 실시예들은, PI 보상기를 비례 유닛 및 적분 유닛으로 분할한다. 멀티-페이즈 변환기의 각각의 페이즈는 전용 비례 제어 유닛을 갖지만, 모든 페이즈들에 의해 공유되는 단일 적분기 유닛을 사용한다. 적분기 유닛의 출력 노드 “Vintegral”이 접지로의 저 임피던스 노드일 수 있기 때문에, 페이즈들에 걸쳐 공유될 수 있다. 그러나, 비례 유닛의 출력 노드(즉, 노드 B)는 고 임피던스 노드일 수 있고 페이즈 정보를 가지므로, 공유되어서는 안된다. PI 보상기를 분할하는 것은, 임의의 잠재적 안정성에 관한 우려를 회피할 수 있고, 감소된 회로로 멀티-페이즈 동작을 달성한다. 각각의 페이즈가 전용 고 임피던스 비례 유닛 출력 노드를 가지므로, 주파수 및 페이즈 정보는 적분기의 저 임피던스 출력 노드에 실질적으로 영향을 미치지 않으면서 노드 B에서 주입될 수 있고, 고정 주파수 멀티-페이즈 동작에 대해 주입 로킹이 달성될 수 있다.
[0036] 도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른, 적분 제어 유닛(402), 비례 제어 유닛(412), 및 동기화 램프(410)의 더 상세한 예시를 제공한다. 도 5에 예시된 바와 같이, 적분 제어 유닛(402)은, 기준 전압 Vref를 수신하도록 구성되는 입력 및 출력 전압 Vout을 수신하도록 구성되는 다른 입력을 갖는 트랜스-컨덕턴스(trans-conductance) 증폭기(420)를 포함할 수 있다. 추가로, 트랜스-컨덕턴스 증폭기(420)의 출력은 노드 C에 커플링될 수 있고, 노드 C는 추가로 커패시터 C1에 커플링될 수 있으며, 커패시터 C1은 추가로 접지 전압 GRND에 커플링될 수 있다.
[0037] 비례 제어 유닛(412)은, 기준 전압 Vref를 수신하도록 구성되는 입력 및 출력 전압 Vout을 수신하도록 구성되는 다른 입력을 갖는 트랜스-컨덕턴스 증폭기(430)를 포함한다. 트랜스-컨덕턴스 증폭기(430)의 출력은 노드 D에 커플링될 수 있고, 노드 D는 고 저항 저항기 R2를 통해 노드 C에 추가로 커플링될 수 있다. 따라서, 노드 D에서의 DC 바이어스 전압은, 노드 C에서의 신호의 DC 전압에 의해 셋팅될 수 있다. 추가로, 노드 D가 고 임피던스 노드일 수 있으므로, 노드 D에서의 AC 전압은 노드 C로부터 격리될 수 있다. 페이즈 신호 Φx를 수신하도록 구성될 수 있는 동기화 램프(410)는, 커패시터 C3 및 저항기 R3을 포함한다. 노드 E에서의 동기화 램프 신호의 AC 전압 정보는, 커패시터 C2를 통해 노드 D에 커플링될 수 있다. 당업자에 의해 인식될 바와 같이, 노드 D에서의 신호(즉, Vloop _filter_x)는, 적분 제어 유닛(402)으로부터의 DC 전압 출력, 동기화 램프(410)로부터의 AC 전압 출력, 및 비례 제어 유닛(412)으로부터의 AC 전압 출력의 결합을 포함할 수 있다.
[0038] 당업자에 의해 인식될 바와 같이, 평균 전류 모드 제어 기술을 통해 구현될 수 있는 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(400)는, 복수의 페이즈들에 대해 단일 적분기를 그리고 페이즈마다 전용 비례 제어 유닛을 포함한다. 이들 전용 비례 제어 유닛들은 그들의 출력 노드에서 페이즈 정보를 가질 수 있다. 이러한 페이즈 정보는, 고정 주파수 외부 동기화 램프 신호에 의해 커플링 커패시터 C2를 통해 노드 D에서 주입될 수 있다. 추가로, 노드 D에서의 결과적인 신호(Vloop _filter_x)는, 각각의 페이즈의 비교기(408)를 통해 노드 A에서의 추정된 인덕터 전류 신호(VIsns _x)와 비교될 수 있고, 대응하는 페이즈의 듀티 사이클을 생성할 수 있다. 이러한 펄스 폭 변조된 듀티 사이클 신호의 고정 주파수는, 주입된 고정 주파수 동기화 램프 신호에 의해 (즉, “주파수 로킹”으로서 일반적으로 지칭되는 잘 알려진 기술을 통해) 강제될 수 있다. 각각의 제어 유닛(404)의 비교기(408)의 출력은, 각각의 전력 스테이지(406)의 대응하는 전력 스위치(414)에 연결될 수 있고, 원하는 출력 전압을 생성할 수 있다.
[0039] 도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(500)의 다른 예시이다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(500)는, 적분 제어 유닛(502), 복수의 제어 유닛들(504_1 - 504_N), 및 복수의 전력 스테이지들(506_1 - 506_N)을 포함한다. 출력 전압 Vout을 전달하도록 구성될 수 있는 디바이스(500)는, 출력 커패시터 Cout 및 저항성 로드 Rload를 더 포함한다.
[0040] 복수의 제어 유닛들(504_1 - 504_N)의 각각의 유닛(504)은, 동기화 램프(510), 비례 제어 유닛(512), 커패시터 Cc, 및 비교기(508)를 포함한다. 추가로, 복수의 전력 스테이지들(506_1 - 506_N)의 각각의 스테이지(506)는, 스위치들 S1 및 S2, 인덕터 L, 및 RC 전류 추정기(507)를 포함하며, RC 전류 추정기(507)는 저항기 Rf 및 커패시터 Cf를 포함한다. 적분 제어 유닛(502)은, 트랜스-컨덕턴스 증폭기(520) 및 커패시터 C4를 포함한다. 추가로, 각각의 유닛(504)의 비례 제어 유닛(512)은 트랜스-컨덕턴스 증폭기(522) 및 저항기 R4를 포함하고, 각각의 유닛(504)의 램프(510)는 저항기 R5 및 커패시터 C5를 포함한다.
[0041] 적분 제어 유닛(502)의 출력은, 저항기 R4를 통해 각각의 비례 제어 유닛(512)의 노드 E에 커플링될 수 있다. 노드 E는 노드 F에 추가로 커플링될 수 있고, 노드 F는 비교기(508)의 입력에 커플링될 수 있다. 비교기(508)의 다른 입력은 대응하는 스테이지(506)의 노드 G에 커플링될 수 있다. 부가하여, 램프(510)의 출력은 커패시터 Cc를 통해 노드 F에 커플링될 수 있다. 각각의 유닛(504)의 비교기(508)의 출력은 펄스-폭 변조 신호를 포함할 수 있으며, 이 신호는 대응하는 스테이지(506)의 제어 스위치들 S1 및 S2를 제어하도록 구성될 수 있다.
[0042] 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(500)의 고려되는 동작 동안, 각각의 램프(510)는, 페이즈 신호(“Φ”)를 수신하고 그리고 커패시터 Cc를 통해 노드 F에 신호를 전달하도록 구성될 수 있다. 추가로, 노드 F는 비례 제어 유닛(512)의 출력 및 결과적인 신호를 수신하며, 루프 필터 신호(“Vloop _filter_1”)가 비교기(508)에 전달될 수 있다. 비교기(508)는 추가로, 전류 추정기(507)로부터 신호를 수신하고 그리고 스위치들 S1 및 S2를 제어하기 위해 연관된 스테이지(506)에 신호(“Vpwm _comp_1”)를 전달하도록 구성될 수 있다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(500)는, 출력 전압 Vout을 전달하도록 구성될 수 있다.
[0043] 당업자에 의해 이해될 바와 같이, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(500)의 적분 및 비례 경로들은 디-커플링(de-couple)되며, 그에 따라, 다양한 페이즈들에 대한 비례 노드(즉, 노드 F) 상에 상이한 페이즈 정보가 부가되는 것이 허용된다. 추가로, 외부 페이즈 정보는, 저 임피던스 노드(즉, 노드 I)를 교란(disturb)시킴이 없이 고 임피던스 노드(즉, 노드 E)에서 용이하게 주입될 수 있다.
[0044] 도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)를 도시한다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)는, 복수의 제어 유닛들(604_1 - 604_N) 및 복수의 전력 스테이지들(606_1 - 606_N)을 포함한다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)는 커패시터 Cout 및 저항성 로드 Rload를 더 포함한다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)는, 출력 전압 Vout을 전달하도록 구성될 수 있다.
[0045] 각각의 제어 유닛(604)은, 동기화 램프(608) 및 비교기(610)를 포함한다. 램프(608)의 출력은 커패시터 Cc를 통해 노드 J에 커플링될 수 있다. 노드 J는, 저항기 RZ를 통해 출력 전압 Vout에 추가로 커플링될 수 있다. 노드 J는 비교기(610)의 입력에 또한 커플링될 수 있다. 비교기(610)의 다른 입력은 노드 K에 커플링될 수 있고, 노드 K는, 기준 전압 Vref에 그리고 커패시터 C6을 통해 대응하는 스테이지(606)의 노드 L에 커플링될 수 있다. 펄스-폭 변조 신호를 포함할 수 있는 각각의 제어 유닛(604)의 비교기(610)의 출력은, 연관된 전력 스테이지(606)의 동작을 제어하기 위해 그에 전달될 수 있다. 각각의 전력 스테이지들(606)는, 전압 공급부(612), 스위치들 S1 및 S2, 인덕터 L, 및 RC 전류 추정기(607)를 포함하며, RC 전류 추정기(607)는 저항기 Rf 및 커패시터 Cf를 포함한다.
[0046] 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)의 동작 동안, 각각의 외부 램프(608)는, 페이즈 신호(“Φ”)를 수신하고 그리고 커패시터 Cc를 통해 노드 J에 신호를 전달하도록 구성될 수 있다. 추가로, 노드 J는 저항기 RZ를 통해 출력 전압 Vout을 수신하고, 결과적인 루프 필터 신호(“Vloop _filter_1”)가 비교기(610)에 전달될 수 있다. 비교기(610)는 추가로, 연관된 전력 스테이지(606)의 RC 전류 추정기(607)로부터의 (즉, 커패시터 C6을 통한) 신호 및 기준 전압 Vref를 수신하고, 스위치들 S1 및 S2를 제어하기 위해 연관된 전력 스테이지(606)에 신호를 전달하도록 구성될 수 있다. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기(600)는, 출력 전압 Vout을 전달하도록 구성될 수 있다.
[0047] 도 8은 하나 또는 그 초과의 예시적인 실시예들에 따른 방법(700)을 예시하는 흐름도이다. 방법(700)은, 스위칭 전력 변환기의 복수의 페이즈들의 각각의 페이즈에 대한 단일 적분기로부터 적분 제어 유닛을 통해 에러 신호의 적분을 전달하는 단계를 포함할 수 있다(번호(702)에 의해 도시됨). 부가하여, 방법(700)은, 복수의 페이즈들의 각각의 페이즈에 대해 독립적인 비례 제어 유닛을 통해, 에러 전압에 비례하는 신호를 제공하는 단계를 포함할 수 있다(번호(704)에 의해 도시됨). 추가로, 방법(700)은, 각각의 페이즈에 대해 페이즈 정보를 독립적으로 주입시키는 단계를 포함할 수 있다(번호(706)에 의해 도시됨).
[0048] 도 9은 하나 또는 그 초과의 예시적인 실시예들에 따른 방법(800)을 예시하는 흐름도이다. 방법(800)은, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 페이즈에서 페이즈 정보를 독립적으로 수신하는 단계를 포함할 수 있다(번호(802)에 의해 도시됨). 부가하여, 방법(800)은, 전용 경로를 통해서 그리고 공유 적분기로부터의 신호에 대한 응답으로, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 페이즈를 제어하는 단계를 포함할 수 있다(번호(804)에 의해 도시됨).
[0049] 도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전자 디바이스(900)의 블록도이다. 일 예에 따르면, 디바이스(900)는 휴대용 전자 디바이스, 이를테면 모바일 텔레폰을 포함할 수 있다. 디바이스(900)는, 다양한 모듈들, 이를테면 디지털 모듈(902), RF 모듈(904), 및 전력 관리 모듈(906)을 포함할 수 있다. 디지털 모듈(902)은 하나 또는 그 초과의 프로세서들(910) 및 메모리(912)를 포함할 수 있다. RF 회로를 포함할 수 있는 RF 모듈(904)은, 송신기(907) 및 수신기(909)를 포함하는 트랜시버(905)를 포함할 수 있고, 안테나(908)를 통한 양방향 무선 통신에 대해 구성될 수 있다. 일반적으로, 전자 디바이스(900)는, 임의의 개수의 통신 시스템들, 임의의 개수의 주파수 대역들, 및 임의의 개수의 안테나들에 대한 임의의 개수의 송신기들 및 임의의 개수의 수신기들을 포함할 수 있다. 추가로, 본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 본원에 설명되는 바와 같이, 전력 관리 모듈(906)은 하나 또는 그 초과의 스위칭 전력 변환기들(914)을 포함할 수 있다.
[0050] 당업자에 의해 인식될 바와 같이, 종래의 스위칭 전력 변환기와 비교하면, 본 발명은 간략화된 구현을 포함하고 서브-고조파 발진들을 제한시킨다. 추가로, 본 발명은, 인벨롭 추적(envelop tracking) 기술들을 사용하는 것이 가능할 수 있고, 실질적으로 0% 내지 실질적으로 100%의 범위에서 동작하는 듀티 비를 가질 수 있고, 빠른 라인/로드 과도 응답을 나타낼 수 있으며, 고정 주파수 및/또는 고 주파수 동작에 대해 구성될 수 있다.
[0051] 정보 및 신호들이 다양한 상이한 기술들 및 기법들 중 임의의 기술 및 기법을 사용하여 표현될 수 있음을 당업자들은 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명 전반에 걸쳐 참조될 수 있는 데이터, 명령들, 커맨드들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자기장들 또는 자기 입자들, 광학 필드들 또는 광학 입자들, 또는 이들의 임의의 결합에 의해 표현될 수 있다.
[0052] 본원에 개시된 예시적인 실시예들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 로직 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 둘의 결합들로서 구현될 수 있음을 당업자들은 추가적으로 인식할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 상호교환가능성을 명확히 예시하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들은 그들의 기능의 관점들에서 일반적으로 상술되었다. 그러한 기능이 하드웨어로서 구현되는지 또는 소프트웨어로서 구현되는지는 특정 애플리케이션 및 전체 시스템에 부과된 설계 제한들에 의존한다. 당업자들은 설명된 기능을 각각의 특정한 애플리케이션에 대해 다양한 방식들로 구현할 수 있지만, 그러한 구현 결정들이 발명의 예시적인 실시예들의 범위를 벗어나게 하는 것으로서 해석되지는 않아야 한다.
[0053] 본원에 개시된 예시적인 실시예들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 로직 블록들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적회로(ASIC), 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 프로그래밍가능 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들, 또는 본원에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 결합으로 구현되거나 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있지만, 대안적으로, 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 결합, 예를 들어 DSP와 마이크로프로세서의 결합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 또는 그 초과의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 그러한 구성으로서 구현될 수 있다.
[0054] 하나 또는 그 초과의 예시적인 실시예들에서, 설명된 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 결합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어로 구현되면, 기능들은 컴퓨터-판독가능 매체 상에 하나 또는 그 초과의 명령들 또는 코드로서 저장되거나 이들을 통해 송신될 수 있다. 컴퓨터-판독가능 매체들은, 일 장소에서 다른 장소로의 컴퓨터 프로그램의 전달을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함한 통신 매체들 및 컴퓨터 저장 매체들 둘 모두를 포함한다. 저장 매체들은 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 이용가능한 매체들일 수 있다. 제한이 아닌 예로서, 그러한 컴퓨터-판독가능 매체들은 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장부, 자기 디스크 저장 또는 다른 자기 저장 디바이스들, 또는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드를 반송 또는 저장하는데 사용될 수 있고, 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속수단(connection)이 컴퓨터-판독가능 매체로 적절히 지칭될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선(twisted pair), 디지털 가입자 라인(DSL), 또는 (적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은) 무선 기술들을 사용하여 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 송신되면, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선, DSL, 또는 (적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은) 무선 기술들이 매체의 정의에 포함된다. 본원에 사용되는 바와 같이, 디스크(disk) 및 디스크(disc)는 컴팩트 디스크(disc)(CD), 레이저 디스크(disc), 광학 디스크(disc), 디지털 다목적 디스크(digital versatile disc)(DVD), 플로피 디스크(disk) 및 blu ray 디스크(disc)를 포함하며, 여기서 디스크(disk)들은 일반적으로 데이터를 자기적으로 재생하지만, 디스크(disc)들은 레이저들을 이용하여 광학적으로 데이터를 재생한다. 또한, 상기의 것들의 결합들은 컴퓨터-판독가능 매체들의 범위 내에 포함되어야 한다.
[0055] 개시된 예시적인 실시예들의 이전 설명은 임의의 당업자가 본 발명을 사용 또는 실시할 수 있도록 제공된다. 이들 예시적인 실시예들에 대한 다양한 변형들은 당업자들에게 용이하게 명백할 것이며, 본원에 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않으면서 다른 예시적인 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본원에 설명된 예시적인 실시예들로 제한되도록 의도되는 것이 아니라, 본원에 개시된 원리들 및 신규한 특성들과 일치하는 가장 넓은 범위에 부합할 것이다.

Claims (25)

  1. 멀티-페이즈(multi-phase) 스위칭 전력 변환기로서,
    평균 전류 모드(average current mode) 제어를 위해 구성되는 복수의 제어 유닛들 ― 상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛은, 상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 출력 전압에 커플링되는 제 1 입력 및 기준 전압에 커플링되는 제 2 입력을 갖는 전용 비례(proportional) 제어 유닛을 포함함 ―; 및
    상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어의 유닛에 커플링되는 출력을 갖고 그리고 상기 각각의 제어 유닛에 신호를 전달하도록 구성되는 공유 적분기(integrator)를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 각각의 제어 유닛은, 커패시터를 통해 제 1 노드에 페이즈 정보를 주입(inject)시키도록 구성되는 동기화 램프를 더 포함하며,
    상기 제 1 노드는 상기 비례 제어 유닛의 출력에 커플링되는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 동기화 램프는, 외부 고정 주파수 클록 페이즈를 수신하고 그리고 커패시터를 통해 고-임피던스 노드에 신호를 전달하도록 구성되는 RC 회로를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 공유 적분기는, 저항기를 통해 상기 제 1 노드에 적분 신호를 전달하도록 구성되는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 공유 적분기는, 저항기를 통해 제 1 노드에 적분 신호를 전달하도록 구성되고,
    상기 제 1 노드는 상기 비례 제어 유닛의 출력에 커플링되는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 비례 제어 유닛은, 상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 출력 전압 및 기준 전압을 수신하고 그리고 고-임피던스 노드에 신호를 전달하도록 구성되는 트랜스-컨덕턴스(trans-conductance) 증폭기를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  7. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기로서,
    복수의 제어 유닛들 ― 상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛은 상이한 페이즈 시프팅(phase shifted)된 클록 신호를 독립적으로 수신하도록 구성됨 ―;
    평균 전류 모드 제어를 위해 구성되는 복수의 전력 스테이지들 ― 복수의 전력 페이즈들의 각각의 전력 스테이지는, 상기 복수의 제어 유닛 중 연관된 제어 유닛으로부터 펄스-폭 변조 신호를 수신하고 그리고 출력 전압을 전달하도록 구성됨 ―; 및
    기준 전압 및 상기 출력 전압을 수신하고 그리고 상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛에 적분 신호를 전달하도록 구성되는 적분기를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 각각의 제어 유닛은,
    상기 상이한 페이즈 시프팅된 클록 신호를 수신하고 그리고 상기 페이즈 시프팅된 클록 신호의 AC 컴포넌트에 대응하는 출력을 커패시터를 통해 노드에 전달하도록 구성되는 동기화 램프;
    공유 적분기로부터의 적분 신호, 출력 전압, 및 기준 전압을 수신하고 그리고 상기 노드에 신호를 전달하도록 구성되는 비례 제어 유닛; 및
    연관된 전력 스테이지로부터의 추정된 인덕터 전류를 표현하는 신호 및 상기 노드로부터의 신호를 수신하고 그리고 상기 연관된 전력 스테이지에 제어 신호를 전달하도록 구성되는 비교기를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 동기화 램프는,
    상기 동기화 램프의 입력과 출력 사이에 커플링되는 저항기; 및
    상기 출력과 접지 전압 사이에 커플링되는 커패시터를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 비례 제어 유닛은,
    상기 기준 전압에 커플링되는 제 1 입력 및 상기 출력 전압에 커플링되는 제 2 입력, 및 상기 비례 제어 유닛의 출력에 커플링되는 출력을 갖는 트랜스-컨덕턴스 증폭기; 및
    적분기의 출력과 상기 비례 제어 유닛의 출력 사이에 커플링되는 저항기를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 적분기는,
    상기 기준 전압에 커플링되는 제 1 입력 및 상기 출력 전압에 커플링되는 제 2 입력, 및 상기 적분기의 출력에 커플링되는 출력을 갖는 트랜스-컨덕턴스 증폭기; 및
    상기 적분기의 출력과 접지 전압 사이에 커플링되는 커패시터를 포함하는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  12. 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기로서,
    출력 전압을 전달하도록 구성되는 전력 스테이지의 출력에 커플링되는 인덕터에 통하는 전류를 추정하기 위한 전류 추정기; 및
    비교기를 포함하며,
    상기 비교기는,
    적분 제어 유닛으로부터의 DC 전압 출력에 대응하는 적분 에러 전압, 비례 제어 유닛으로부터의 AC 전압 출력에 대응하는 스케일링(scale)된 에러 전압, 및 동기화 램프로부터의 AC 전압 출력에 대응하는 클록 페이즈의 AC 컴포넌트의 결합을 포함하는 제 1 신호를 수신하고;
    상기 전류 추정기로부터의 추정된 전류 신호를 포함하는 제 2 신호를 수신하고; 그리고
    상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호를 비교하는 것에 대한 응답으로, 상기 전력 스테이지를 제어하기 위한 펄스-폭 변조 신호를 전달
    하도록 구성되는, 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기.
  13. 방법으로서,
    멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛에 대해 단일 적분기로부터 적분기 제어 유닛을 통해 적분 신호를 전달하는 단계;
    상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛에 대해 비례 제어 유닛을 통해 비례 제어를 독립적으로 제공하는 단계; 및
    상기 각각의 제어 유닛에 대해 페이즈 정보를 독립적으로 주입(inject)시키는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 적분 신호를 전달하는 단계는,
    상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 출력 전압 및 기준 전압을 트랜스-컨덕턴스 증폭기에서 수신하는 단계; 및
    상기 적분 신호를 생성하기 위해, 상기 트랜스-컨덕턴스 증폭기로부터 출력을 전달하는 단계를 포함하는, 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 비례 제어를 제공하는 단계는,
    상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 출력 전압 및 기준 전압을 트랜스-컨덕턴스 증폭기에서 수신하는 단계;
    상기 트랜스-컨덕턴스 증폭기로부터의 출력을 상기 비례 제어 유닛의 출력 노드에 전달하는 단계; 및
    상기 출력 노드에서 저항기를 통해 상기 적분 신호를 수신하는 단계를 포함하는, 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 페이즈 정보를 주입시키는 단계는,
    동기화 램프의 입력과 출력 사이에 커플링되는 저항기 및 상기 출력과 접지 전압 사이에 커플링되는 커패시터를 포함하는 상기 동기화 램프에서 페이즈 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 동기화 램프의 출력 신호를 다른 커패시터를 통해 노드에 전달하는 단계를 포함하는, 방법.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 적분 신호, 상기 페이즈 정보, 및 상기 비례 제어에 기초하는 신호를 비교기의 제 1 입력에서 수신하는 단계;
    상기 비교기의 제 2 입력에서 기준 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 비교기로부터 펄스-폭 변조 신호를 전달하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  18. 방법으로서,
    멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 제어 유닛에서 상이한 페이즈 시프팅된 클록 신호를 독립적으로 수신하는 단계; 및
    전용 비례 제어 유닛을 통해서 그리고 공유 적분기로부터의 신호에 대한 응답으로, 상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 제어 유닛을 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 공유 적분기를 통해 상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 제어 유닛에서 상기 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 각각의 제어 유닛을 제어하는 단계는,
    상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 출력 전압 및 기준 전압을 트랜스-컨덕턴스 증폭기에서 수신하는 단계;
    상기 트랜스-컨덕턴스 증폭기로부터의 출력을 출력 노드에 전달하는 단계; 및
    저항기를 통해 상기 공유 적분기로부터의 신호를 상기 출력 노드에서 수신하는 단계를 포함하는, 방법.
  21. 제 18 항에 있어서,
    페이즈 정보를 수신하는 단계는,
    동기화 램프의 입력과 출력 사이에 커플링되는 저항기 및 상기 출력과 접지 전압 사이에 커플링되는 커패시터를 포함하는 상기 동기화 램프에서 페이즈 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 동기화 램프의 출력 신호를 다른 커패시터를 통해 노드에 전달하는 단계를 포함하는, 방법.
  22. 제 18 항에 있어서,
    상기 적분 신호, 페이즈 정보, 및 비례 제어에 기초하는 루프 필터 신호를 비교기의 제 1 입력에서 수신하는 단계;
    상기 비교기의 제 2 입력에서 추정된 인덕터 전류를 표현하는 기준 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 비교기로부터 펄스-폭 변조 신호를 전달하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 펄스-폭 변조 신호에 대한 응답으로 하나 또는 그 초과의 스위치들을 조정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  24. 디바이스로서,
    멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛에 대해 단일 적분기로부터 적분기 경로를 통해 적분 신호를 전달하기 위한 수단;
    상기 복수의 제어 유닛들의 각각의 제어 유닛에 대해 비례 경로를 통해 비례 제어를 독립적으로 제공하기 위한 수단; 및
    상기 각각의 제어 유닛에 대해 페이즈 정보를 독립적으로 주입시키기 위한 수단을 포함하는, 디바이스.
  25. 디바이스로서,
    멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 제어 유닛에서 상이한 페이즈 시프팅된 클록 신호를 독립적으로 수신하기 위한 수단; 및
    전용 경로를 통해서 그리고 공유 적분기로부터의 신호에 대한 응답으로, 상기 멀티-페이즈 스위칭 전력 변환기의 각각의 제어 유닛을 제어하기 위한 수단을 포함하는, 디바이스.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018217336A1 (en) * 2017-05-26 2018-11-29 General Electric Company A power transfer device and an associated method thereof

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9442140B2 (en) * 2014-03-12 2016-09-13 Qualcomm Incorporated Average current mode control of multi-phase switching power converters
US10177646B2 (en) * 2014-06-13 2019-01-08 City University Of Hong Kong Power factor correction circuit for a power electronic system
US9698672B2 (en) * 2014-06-16 2017-07-04 City University Of Hong Kong Input filter for a power electronic system
CN106716268B (zh) * 2014-08-08 2020-01-10 东洋系统股份有限公司 反馈控制装置
KR102193987B1 (ko) * 2014-10-06 2020-12-22 삼성전자주식회사 벅-부스트 컨버터 및 이를 포함하는 전원 관리 집적 회로
US9960675B2 (en) * 2015-11-05 2018-05-01 Semiconductor Components Industries, Llc Feed-forward control system with current estimator
WO2017173157A1 (en) * 2016-03-30 2017-10-05 Ideal Power Inc. Microgrid power architecture
US10374510B2 (en) 2017-04-07 2019-08-06 Texas Instruments Incorporated Compensated active electro-magnetic interference filters
US10778089B2 (en) * 2017-04-07 2020-09-15 Texas Instruments Incorporated Cascaded active electro-magnetic interference filter
CN107255758B (zh) * 2017-06-02 2021-03-23 中国电力科学研究院 一种宽带多频电气量统一测量分析系统及实现方法
US10224800B2 (en) * 2017-06-09 2019-03-05 Analog Devices Global Load current detection techniques for discontinuous conduction mode
JP7109205B2 (ja) * 2018-02-21 2022-07-29 ローム株式会社 電力変換装置
US10644591B1 (en) * 2018-10-16 2020-05-05 Linear Technology Holding Llc Regulator light load control techniques
US11601045B2 (en) 2019-04-01 2023-03-07 Texas Instruments Incorporated Active electromagnetic interference filter with damping network
CN110224592B (zh) * 2019-06-13 2021-08-13 南京矽力微电子技术有限公司 多相临界导通功率变换器及其控制方法
KR20210075486A (ko) 2019-12-13 2021-06-23 삼성전자주식회사 적응형 위상 조절 방식을 이용한 클럭 분배 회로 및 이를 포함하는 전압 컨버터
CN111245232B (zh) * 2020-02-12 2021-05-11 西安电子科技大学 一种快速响应同步降压型dc-dc转换器
CN111313663B (zh) * 2020-03-16 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 含菊花链架构的多相开关变换器及其控制电路和控制方法
US11228248B1 (en) * 2020-08-13 2022-01-18 Semiconductor Components Industries, Llc Multiphase controller with failure diagnostic mechanism
US11848613B1 (en) * 2020-09-28 2023-12-19 Empower Semiconductor, Inc. Automatic charge balancing between phases using voltage control loop in multiphase converter
US11929679B2 (en) 2021-06-30 2024-03-12 Infineon Technologies Austria Ag Power supply configurations and PWM edge control
CN114938136B (zh) * 2022-07-19 2022-11-01 伏达半导体(合肥)有限公司 功率调节装置、双电池充电装置及充电电流调节方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11275862A (ja) * 1998-03-25 1999-10-08 Mitsubishi Electric Corp 直流電源装置
JP3611097B2 (ja) * 2000-01-06 2005-01-19 富士電機システムズ株式会社 半導体電力変換装置の制御装置
US6812677B2 (en) * 2001-08-21 2004-11-02 Intersil Americas Inc. Thermally compensated current sensing of intrinsic power converter elements
US8008901B2 (en) * 2006-02-28 2011-08-30 Infineon Technologies Austria Ag Regulated power supply with multiple regulators sharing the total current supplied to a load
US7466116B2 (en) * 2004-04-12 2008-12-16 Renesas Technology America, Inc. Current sensing circuit for a multi-phase DC-DC converter
US7492136B2 (en) 2005-09-16 2009-02-17 International Rectifier Corporation Multi-phase converter with improved load step-up transient response
DE102007025229A1 (de) 2007-05-31 2008-12-04 Robert Bosch Gmbh Multiphasen-Gleichspannungswandler
JP4831010B2 (ja) * 2007-07-30 2011-12-07 富士電機株式会社 変圧器の電流検出回路
US20100141230A1 (en) 2008-07-17 2010-06-10 Exar Corporation Self-tuning sensorless digital current-mode controller with accurate current sharing for multiphase dc-dc converters
TW201218601A (en) 2010-10-25 2012-05-01 Richtek Technology Corp Current mode switching regulator and control circuit and control method thereof
US8415933B2 (en) 2010-12-17 2013-04-09 National Semiconductor Corporation Buck or boost DC-DC converter
JP2013162585A (ja) * 2012-02-02 2013-08-19 Sony Computer Entertainment Inc Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9285399B2 (en) * 2012-06-29 2016-03-15 Infineon Technologies Austria Ag Switching regulator cycle-by-cycle current estimation
US20140253080A1 (en) * 2013-03-11 2014-09-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for advanced pulse skipping control in buck regulators
JP6357773B2 (ja) * 2013-12-27 2018-07-18 株式会社リコー Ｄｃ／ｄｃコンバータ、スイッチング電源装置及び電子機器
US9442140B2 (en) * 2014-03-12 2016-09-13 Qualcomm Incorporated Average current mode control of multi-phase switching power converters

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018217336A1 (en) * 2017-05-26 2018-11-29 General Electric Company A power transfer device and an associated method thereof
US10998822B2 (en) 2017-05-26 2021-05-04 General Electric Company Power transfer device with a plurality of converters

Also Published As

Publication number Publication date
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JP2017508434A (ja) 2017-03-23
WO2015138189A1 (en) 2015-09-17
KR101797068B1 (ko) 2017-11-13
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US9442140B2 (en) 2016-09-13
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