JP3471297B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関するものである。特に低温環境下で使用される
スイッチング電源装置に関するものである。
装置に関するものである。特に低温環境下で使用される
スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源装置としては、
例えば、図９に示すようなものがある。スイッチング電
源装置はコンバータ部１００と制御部２００とから成
り、直流電源２から供給される直流電圧を任意の直流電
圧に変換して負荷１２に供給する。
例えば、図９に示すようなものがある。スイッチング電
源装置はコンバータ部１００と制御部２００とから成
り、直流電源２から供給される直流電圧を任意の直流電
圧に変換して負荷１２に供給する。
【０００３】まず、コンバータ部１００の構成について
説明する。コンバータ部１００は、ＮＰＮ型のトランジ
スタ３と、コイル４と、コンデンサ５と、ダイオード６
とからなり、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを形成してい
る。トランジスタ３のコレクタは直流電源２の正極に接
続されている。トランジスタ３のエミッタは、ダイオー
ド６のカソードとコイル４の一端に接続されている。
説明する。コンバータ部１００は、ＮＰＮ型のトランジ
スタ３と、コイル４と、コンデンサ５と、ダイオード６
とからなり、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを形成してい
る。トランジスタ３のコレクタは直流電源２の正極に接
続されている。トランジスタ３のエミッタは、ダイオー
ド６のカソードとコイル４の一端に接続されている。
【０００４】コイル４のトランジスタ３と接続されてい
ない側は、コンデンサ５と、負荷１２と、後述する制御
部２００に設けられている差動増幅器７の反転入力端子
とに接続されている。また、ダイオード６のアノード
と、コンデンサ５のコイル４と接続されていない側と
は、それぞれ接地されている。さらに、直流電源２の負
極と、負荷１２のコイル４と接続されていない側も、そ
れぞれ接地されている。
ない側は、コンデンサ５と、負荷１２と、後述する制御
部２００に設けられている差動増幅器７の反転入力端子
とに接続されている。また、ダイオード６のアノード
と、コンデンサ５のコイル４と接続されていない側と
は、それぞれ接地されている。さらに、直流電源２の負
極と、負荷１２のコイル４と接続されていない側も、そ
れぞれ接地されている。
【０００５】次に、制御部２００の構成について説明す
る。制御部２００は、差動増幅器７と、直流電源８と、
演算増幅器９と、発振器１０と、駆動回路１１とから成
る。差動増幅器７の反転入力端子は、コイル４とコンデ
ンサ５と負荷１２との接続点Ａに接続されている。差動
増幅器７の非反転入力端子は直流電源８の正極に接続さ
れている。また、直流電源８の負極は接地されている。
る。制御部２００は、差動増幅器７と、直流電源８と、
演算増幅器９と、発振器１０と、駆動回路１１とから成
る。差動増幅器７の反転入力端子は、コイル４とコンデ
ンサ５と負荷１２との接続点Ａに接続されている。差動
増幅器７の非反転入力端子は直流電源８の正極に接続さ
れている。また、直流電源８の負極は接地されている。
【０００６】演算増幅器９の非反転端子は、差動増幅器
７の出力端子に接続されている。演算増幅器９の反転端
子は、発振器１０に接続されている。また、演算増幅器
９の出力端子は駆動回路１１を介してトランジスタ３の
ベースに接続されている。
７の出力端子に接続されている。演算増幅器９の反転端
子は、発振器１０に接続されている。また、演算増幅器
９の出力端子は駆動回路１１を介してトランジスタ３の
ベースに接続されている。
【０００７】次に上記構成のスイッチング電源装置の動
作について説明する。直流電源２から出力された直流電
圧は、トランジスタ３のスイッチング動作によりパルス
電圧に変換される。
作について説明する。直流電源２から出力された直流電
圧は、トランジスタ３のスイッチング動作によりパルス
電圧に変換される。
【０００８】トランジスタ３がＯＮ状態のときには、直
流電源２からコイル４に電流が流れる。これにより、コ
イル４にエネルギが蓄えられ、かつ負荷１２にエネルギ
が供給される。一方、トランジスタ３がＯＦＦ状態のと
きには、コイル４に蓄えられたエネルギがダイオード６
を通じて負荷１２に供給される。
流電源２からコイル４に電流が流れる。これにより、コ
イル４にエネルギが蓄えられ、かつ負荷１２にエネルギ
が供給される。一方、トランジスタ３がＯＦＦ状態のと
きには、コイル４に蓄えられたエネルギがダイオード６
を通じて負荷１２に供給される。
【０００９】スイッチング電源装置の出力電圧は接続点
Ａから制御部２００に入力され、制御部２００によって
フィードバック制御され、スイッチング電源装置の出力
電圧の値に応じてトランジスタ３から出力されるパルス
電圧のデューティが決定される。スイッチング電源装置
の出力電圧はまず、差動増幅器７において直流電源８の
電圧と比較される。
Ａから制御部２００に入力され、制御部２００によって
フィードバック制御され、スイッチング電源装置の出力
電圧の値に応じてトランジスタ３から出力されるパルス
電圧のデューティが決定される。スイッチング電源装置
の出力電圧はまず、差動増幅器７において直流電源８の
電圧と比較される。
【００１０】差動増幅器７は、スイッチング電源装置の
出力電圧と直流電源８の電圧との差を増幅して演算増幅
器９に出力する。演算増幅器９は、発振器１０からの三
角波に同期させて、差動増幅器７の出力電圧に応じたデ
ューティのパルス電圧信号を出力する。なお、発振器１
０から発振される三角波の周波数は可聴騒音を避けるた
めに２０ｋＨｚ以上に設定されている。
出力電圧と直流電源８の電圧との差を増幅して演算増幅
器９に出力する。演算増幅器９は、発振器１０からの三
角波に同期させて、差動増幅器７の出力電圧に応じたデ
ューティのパルス電圧信号を出力する。なお、発振器１
０から発振される三角波の周波数は可聴騒音を避けるた
めに２０ｋＨｚ以上に設定されている。
【００１１】このパルス電圧信号は駆動回路１１に入力
され、駆動回路１１はパルス電圧信号に応じてトランジ
スタ３のベースに電流を供給して、トランジスタ３のス
イッチング動作を行う。これによりトランジスタ３のＯ
Ｎ期間とＯＦＦ期間との比率が制御され、負荷１２に供
給されるスイッチング電源装置の出力電圧は所定の値に
安定化される。
され、駆動回路１１はパルス電圧信号に応じてトランジ
スタ３のベースに電流を供給して、トランジスタ３のス
イッチング動作を行う。これによりトランジスタ３のＯ
Ｎ期間とＯＦＦ期間との比率が制御され、負荷１２に供
給されるスイッチング電源装置の出力電圧は所定の値に
安定化される。
【００１２】図１０にトランジスタ３のコレクタ−エミ
ッタ間電圧Ｅ、コイル４を流れる電流ＩL、負荷１２に
供給されるスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTの波
形を示す。トランジスタ３がＯＮ状態の期間ＴONではコ
イル４を流れる電流ＩLの傾きは正となり、トランジス
タ３がＯＦＦ状態の期間ＴOFFではコイル４を流れる電
流ＩLの傾きは負となる。
ッタ間電圧Ｅ、コイル４を流れる電流ＩL、負荷１２に
供給されるスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTの波
形を示す。トランジスタ３がＯＮ状態の期間ＴONではコ
イル４を流れる電流ＩLの傾きは正となり、トランジス
タ３がＯＦＦ状態の期間ＴOFFではコイル４を流れる電
流ＩLの傾きは負となる。
【００１３】コイル４を流れる電流ＩLはコンデンサ５
で平滑されたのち、負荷１２に供給されるが、コンデン
サ５の等価直列抵抗（以下、ＥＳＲという）により、ス
イッチング電源装置の出力電圧ＶOUTには交流成分であ
るリップル電圧Ｖrmsが含まれる。
で平滑されたのち、負荷１２に供給されるが、コンデン
サ５の等価直列抵抗（以下、ＥＳＲという）により、ス
イッチング電源装置の出力電圧ＶOUTには交流成分であ
るリップル電圧Ｖrmsが含まれる。
【００１４】スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに
含まれるリップル電圧Ｖrmsは一般に（１）式で表され
る。ここで、ｒcはコンデンサ５のＥＳＲ値を、Ｖinは
直流電源２からスイッチング電源装置に供給される電圧
値を、ＶOUTはスイッチング電源装置の出力電圧値を、
Ｌはコイル４のインダクタンス値を、ｆ0はトランジス
タ３のスイッチング周波数を、それぞれ示している。 Ｖrms＝ｒc×ＶOUT×（Ｖin−ＶOUT）÷（Ｖin×Ｌ×ｆ0）…（１）
含まれるリップル電圧Ｖrmsは一般に（１）式で表され
る。ここで、ｒcはコンデンサ５のＥＳＲ値を、Ｖinは
直流電源２からスイッチング電源装置に供給される電圧
値を、ＶOUTはスイッチング電源装置の出力電圧値を、
Ｌはコイル４のインダクタンス値を、ｆ0はトランジス
タ３のスイッチング周波数を、それぞれ示している。 Ｖrms＝ｒc×ＶOUT×（Ｖin−ＶOUT）÷（Ｖin×Ｌ×ｆ0）…（１）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
において演算増幅器９に入力される差動増幅器７の出力
電圧Ｖ7と、発振器１０の出力電圧Ｖ10、トランジスタ
３のベースに供給される電流ＩBとのタイムチャートを
図１１に示す。なお、図１１においては、コンデンサ５
のＥＳＲを零と仮定し、スイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTにはリップル電圧Ｖrmsが含まれていないとす
る。
において演算増幅器９に入力される差動増幅器７の出力
電圧Ｖ7と、発振器１０の出力電圧Ｖ10、トランジスタ
３のベースに供給される電流ＩBとのタイムチャートを
図１１に示す。なお、図１１においては、コンデンサ５
のＥＳＲを零と仮定し、スイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTにはリップル電圧Ｖrmsが含まれていないとす
る。
【００１６】演算増幅器９では、２つの入力される電圧
値Ｖ7、Ｖ10を演算し、差動増幅器７の出力電圧値Ｖ7が
発振器１０の出力電圧Ｖ10よりも大きい場合はＨｉｇｈ
レベルの電圧信号を、差動増幅器７の出力電圧値Ｖ7が
発振器１０の出力電圧Ｖ10以下の場合はＬｏｗレベルの
電圧信号を出力する。駆動回路１１は演算増幅器９から
Ｈｉｇｈレベルの電圧信号を受け取るとトランジスタ３
のベースに電流ＩBを流してトランジスタ３をＯＮ状態
にする。一方、Ｌｏｗレベルの電圧信号を受け取るとト
ランジスタ３のベースに供給する電流ＩBを零にしてト
ランジスタ３をＯＦＦ状態にする。
値Ｖ7、Ｖ10を演算し、差動増幅器７の出力電圧値Ｖ7が
発振器１０の出力電圧Ｖ10よりも大きい場合はＨｉｇｈ
レベルの電圧信号を、差動増幅器７の出力電圧値Ｖ7が
発振器１０の出力電圧Ｖ10以下の場合はＬｏｗレベルの
電圧信号を出力する。駆動回路１１は演算増幅器９から
Ｈｉｇｈレベルの電圧信号を受け取るとトランジスタ３
のベースに電流ＩBを流してトランジスタ３をＯＮ状態
にする。一方、Ｌｏｗレベルの電圧信号を受け取るとト
ランジスタ３のベースに供給する電流ＩBを零にしてト
ランジスタ３をＯＦＦ状態にする。
【００１７】これにより、フィードバック制御が行われ
る。すなわち、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
が大きくなると差動増幅器７の出力電圧Ｖ7が小さくな
り、それに伴い演算増幅器９がＬｏｗレベルの電圧信号
を出力する時間が長くなり、トランジスタ３がＯＦＦ状
態になる時間が長くなる。その結果、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTが下がる。
る。すなわち、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
が大きくなると差動増幅器７の出力電圧Ｖ7が小さくな
り、それに伴い演算増幅器９がＬｏｗレベルの電圧信号
を出力する時間が長くなり、トランジスタ３がＯＦＦ状
態になる時間が長くなる。その結果、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTが下がる。
【００１８】一方、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖ
OUTが小さくなると差動増幅器７の出力電圧Ｖ7が大きく
なり、それに伴い演算増幅器９がＨｉｇｈレベルの電圧
信号を出力する時間が長くなり、トランジスタ３がＯＮ
状態になる時間が長くなる。その結果、スイッチング電
源装置の出力電圧ＶOUTが上がる。
OUTが小さくなると差動増幅器７の出力電圧Ｖ7が大きく
なり、それに伴い演算増幅器９がＨｉｇｈレベルの電圧
信号を出力する時間が長くなり、トランジスタ３がＯＮ
状態になる時間が長くなる。その結果、スイッチング電
源装置の出力電圧ＶOUTが上がる。
【００１９】なお、図１１に示した差動増幅器７の出力
電圧Ｖ7の波形は、上述したようにコンデンサ５のＥＳ
Ｒを零と仮定した場合のものであり、実際には、コンデ
ンサ５のＥＳＲの影響により差動増幅器７の反転入力端
子に入力されるスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
にはリップル電圧Ｖrmsが含まれているので、差動増幅
器７の出力電圧Ｖ7の波形は図１２（ａ）に示すタイム
チャートのようになる。通常状態ではコンデンサ５のＥ
ＳＲを小さくなるように設定しているので、差動増幅器
７の出力電圧Ｖ7の交流成分は小さくなっている。
電圧Ｖ7の波形は、上述したようにコンデンサ５のＥＳ
Ｒを零と仮定した場合のものであり、実際には、コンデ
ンサ５のＥＳＲの影響により差動増幅器７の反転入力端
子に入力されるスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
にはリップル電圧Ｖrmsが含まれているので、差動増幅
器７の出力電圧Ｖ7の波形は図１２（ａ）に示すタイム
チャートのようになる。通常状態ではコンデンサ５のＥ
ＳＲを小さくなるように設定しているので、差動増幅器
７の出力電圧Ｖ7の交流成分は小さくなっている。
【００２０】しかし、低温時では、コンデンサ５のＥＳ
Ｒが大きくなる。コンデンサ５のＥＳＲが大きくなる
と、（１）式よりスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ
OUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが大きくなるのでスイ
ッチング電源装置から負荷１２に安定した直流電圧が供
給されないことになる。これにより、直流電源２と、ス
イッチング電源装置と、負荷１２と、を備えた電子機器
が誤動作するおそれがある。
Ｒが大きくなる。コンデンサ５のＥＳＲが大きくなる
と、（１）式よりスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ
OUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが大きくなるのでスイ
ッチング電源装置から負荷１２に安定した直流電圧が供
給されないことになる。これにより、直流電源２と、ス
イッチング電源装置と、負荷１２と、を備えた電子機器
が誤動作するおそれがある。
【００２１】また、コンデンサ５のＥＳＲが大きくな
り、図１２（ｂ）に示すように差動増幅器７の出力電圧
Ｖ7の交流成分が大きくなり、発振器１０の出力電圧Ｖ
10の振幅を越えてしまうことがある。この場合、トラン
ジスタ３のスイッチング周波数ｆ0が発振器１０の発振
周波数の１／２や１／４となり、スイッチング電源装置
は異常な発振状態となる。
り、図１２（ｂ）に示すように差動増幅器７の出力電圧
Ｖ7の交流成分が大きくなり、発振器１０の出力電圧Ｖ
10の振幅を越えてしまうことがある。この場合、トラン
ジスタ３のスイッチング周波数ｆ0が発振器１０の発振
周波数の１／２や１／４となり、スイッチング電源装置
は異常な発振状態となる。
【００２２】トランジスタ３のスイッチング周波数ｆ0
が低くなると（１）式よりスイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsがさらに増大
し、それに伴いさらにトランジスタ３のスイッチング周
波数ｆ0が低くなる。このようにトランジスタ３のスイ
ッチング周波数ｆ0が低下して可聴領域である２０ｋＨ
ｚ以下となると、スイッチング電源装置から音が聞こえ
てくるなどの弊害が生じる。
が低くなると（１）式よりスイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsがさらに増大
し、それに伴いさらにトランジスタ３のスイッチング周
波数ｆ0が低くなる。このようにトランジスタ３のスイ
ッチング周波数ｆ0が低下して可聴領域である２０ｋＨ
ｚ以下となると、スイッチング電源装置から音が聞こえ
てくるなどの弊害が生じる。
【００２３】例えば、スイッチング電源装置においてよ
く用いられている安価で大容量な静電容量をもつアルミ
電解コンデンサでは、−４０[℃]の低温時には室温時に
比べＥＳＲが数十倍に増大するため、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrms上昇
の問題が深刻となる。例えば、カーナビ、カーオーディ
オなどに代表される車載電子機器においては、−４０
[℃]〜＋８０[℃]の範囲での動作が求められており、−
４０[℃]においてコンデンサのＥＳＲが増大することに
よって、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含ま
れるリップル電圧Ｖrmsが増大し、スイッチング電源装
置の出力電圧ＶOUTが不安定になり、誤動作を起こすお
それがあることは大きな問題となる。
く用いられている安価で大容量な静電容量をもつアルミ
電解コンデンサでは、−４０[℃]の低温時には室温時に
比べＥＳＲが数十倍に増大するため、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrms上昇
の問題が深刻となる。例えば、カーナビ、カーオーディ
オなどに代表される車載電子機器においては、−４０
[℃]〜＋８０[℃]の範囲での動作が求められており、−
４０[℃]においてコンデンサのＥＳＲが増大することに
よって、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含ま
れるリップル電圧Ｖrmsが増大し、スイッチング電源装
置の出力電圧ＶOUTが不安定になり、誤動作を起こすお
それがあることは大きな問題となる。
【００２４】この問題の解決手段としてコンデンサ５に
ＥＳＲが非常に小さいコンデンサを用いることが考えら
れる。しかしながら、コンデンサのＥＳＲはパッケージ
サイズが大きくなるほど小さくなる傾向があるので、こ
のような対策ではスイッチング電源装置のサイズが大き
くなり、且つ、コストがアップするという不具合が生じ
る。
ＥＳＲが非常に小さいコンデンサを用いることが考えら
れる。しかしながら、コンデンサのＥＳＲはパッケージ
サイズが大きくなるほど小さくなる傾向があるので、こ
のような対策ではスイッチング電源装置のサイズが大き
くなり、且つ、コストがアップするという不具合が生じ
る。
【００２５】また、他の解決手段として差動増幅器７の
利得を小さくする方法があるが、スイッチング電源装置
に供給される電圧が変動した場合に、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTの変動が大きくなるという不具合
が生じる。
利得を小さくする方法があるが、スイッチング電源装置
に供給される電圧が変動した場合に、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTの変動が大きくなるという不具合
が生じる。
【００２６】また、更に他の解決手段として、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsは交流成分なので、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
を用いて交流成分を遮断する方法がある。しかしなが
ら、この方法では、フィードバック系（差動増幅器７，
直流電源８、演算増幅器９、発振器１０、駆動回路１
１、トランジスタ３、コイル４、コンデンサ５からな
る）の位相が問題となる。
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsは交流成分なので、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
を用いて交流成分を遮断する方法がある。しかしなが
ら、この方法では、フィードバック系（差動増幅器７，
直流電源８、演算増幅器９、発振器１０、駆動回路１
１、トランジスタ３、コイル４、コンデンサ５からな
る）の位相が問題となる。
【００２７】一般にスイッチング電源装置は、コイル、
コンデンサを使用しているため、フィードバック系の位
相が遅れやすくなる。スイッチング電源装置は負帰還回
路を構成しているため、フィードバック系の利得が正で
ある周波数領域でフィードバック系の位相遅れが１８０
°になると負帰還が正帰還となりスイッチング電源装置
の動作が不安定となり好ましくない。
コンデンサを使用しているため、フィードバック系の位
相が遅れやすくなる。スイッチング電源装置は負帰還回
路を構成しているため、フィードバック系の利得が正で
ある周波数領域でフィードバック系の位相遅れが１８０
°になると負帰還が正帰還となりスイッチング電源装置
の動作が不安定となり好ましくない。
【００２８】このため、通常フィードバック系に位相補
償を行い、フィードバック系の利得が零となる周波数に
おいてフィードバック系の位相遅れが１８０°になるま
でフィードバック系の位相を進めてスイッチング電源装
置の動作を安定させている。
償を行い、フィードバック系の利得が零となる周波数に
おいてフィードバック系の位相遅れが１８０°になるま
でフィードバック系の位相を進めてスイッチング電源装
置の動作を安定させている。
【００２９】しかしながら、このようなスイッチング電
源装置であって、コンデンサのＥＳＲが小さいものに、
コンデンサと抵抗から成るＬＰＦを付加した場合、フィ
ードバック系の位相が遅れやすくスイッチング電源装置
の動作が不安定になり、低周波発振してしまうことが多
い。
源装置であって、コンデンサのＥＳＲが小さいものに、
コンデンサと抵抗から成るＬＰＦを付加した場合、フィ
ードバック系の位相が遅れやすくスイッチング電源装置
の動作が不安定になり、低周波発振してしまうことが多
い。
【００３０】本発明は、上記の問題点に鑑み、低温時等
にコンデンサのＥＳＲが上昇した場合でも安定して電圧
を出力できるスイッチング電源装置を提供することを目
的とする。
にコンデンサのＥＳＲが上昇した場合でも安定して電圧
を出力できるスイッチング電源装置を提供することを目
的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るスイッチング電源装置においては、１
出力のスイッチング電源装置であって、スイッチング手
段のオン・オフ期間の比率を可変して供給された電圧を
調整したのち出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ス
イッチング手段のオン・オフ期間の比率を制御する制御
手段と、を備え、前記制御手段は、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータから出力される出力電圧と所定の第１の基準電圧
との差を増幅して出力する差動増幅器と、該差動増幅器
からの出力信号に基づきパルス信号を作成し前記スイッ
チング手段に出力する演算手段と、を備えている。さら
にリップル電圧を検出する検出手段と、該検出手段によ
って検出されたリップル電圧を所定の第２の基準電圧と
比較する比較手段と、前記差動増幅器から出力されるリ
ップル電圧を減少させるリップル電圧出力抑制手段と、
前記比較手段における比較結果に基づき前記検出手段に
よって検出されたリップル電圧が所定の第２の基準電圧
以上の場合のみ前記差動増幅器と前記リップル電圧出力
抑制手段とを接続する切り換え手段と、を備える構成と
している。
に、本発明に係るスイッチング電源装置においては、１
出力のスイッチング電源装置であって、スイッチング手
段のオン・オフ期間の比率を可変して供給された電圧を
調整したのち出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ス
イッチング手段のオン・オフ期間の比率を制御する制御
手段と、を備え、前記制御手段は、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータから出力される出力電圧と所定の第１の基準電圧
との差を増幅して出力する差動増幅器と、該差動増幅器
からの出力信号に基づきパルス信号を作成し前記スイッ
チング手段に出力する演算手段と、を備えている。さら
にリップル電圧を検出する検出手段と、該検出手段によ
って検出されたリップル電圧を所定の第２の基準電圧と
比較する比較手段と、前記差動増幅器から出力されるリ
ップル電圧を減少させるリップル電圧出力抑制手段と、
前記比較手段における比較結果に基づき前記検出手段に
よって検出されたリップル電圧が所定の第２の基準電圧
以上の場合のみ前記差動増幅器と前記リップル電圧出力
抑制手段とを接続する切り換え手段と、を備える構成と
している。
【００３２】また、前記検出手段は、前記出力電圧のピ
ーク値を検出することによって前記出力電圧に含まれる
リップル電圧の検出を行うような構成としてもよい。
ーク値を検出することによって前記出力電圧に含まれる
リップル電圧の検出を行うような構成としてもよい。
【００３３】また、前記検出手段は、バンドパスフィル
タであり、前記出力電圧に含まれる所定の周波数のリッ
プル電圧の振幅を検出することによって、前記出力電圧
に含まれるリップル電圧の検出を行うような構成として
もよい。
タであり、前記出力電圧に含まれる所定の周波数のリッ
プル電圧の振幅を検出することによって、前記出力電圧
に含まれるリップル電圧の検出を行うような構成として
もよい。
【００３４】また、前記検出手段は、前記差動増幅器か
ら出力される電圧に含まれるリップル電圧の検出を行う
ような構成としてもよい。
ら出力される電圧に含まれるリップル電圧の検出を行う
ような構成としてもよい。
【００３５】また、前記リップル電圧出力抑制手段をロ
ーパスフィルタとする構成としてもよい。
ーパスフィルタとする構成としてもよい。
【００３６】また、前記リップル電圧出力抑制手段は、
前記差動増幅器の利得を小さくするような構成としても
よい。さらに、前記差動増幅器の入出力端子間に抵抗を
接続して負帰還回路を構成することによって、前記差動
増幅器の利得を小さくしてもよい。
前記差動増幅器の利得を小さくするような構成としても
よい。さらに、前記差動増幅器の入出力端子間に抵抗を
接続して負帰還回路を構成することによって、前記差動
増幅器の利得を小さくしてもよい。
【００３７】また、前記切り換え手段は、半導体素子か
らなるスイッチング素子とする構成としてもよい。
らなるスイッチング素子とする構成としてもよい。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態につい
て図面を参照して説明する。図１にスイッチング電源装
置の構成を示す。なお、図９に示した従来のスイッチン
グ電源と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略
する。
て図面を参照して説明する。図１にスイッチング電源装
置の構成を示す。なお、図９に示した従来のスイッチン
グ電源と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略
する。
【００３９】スイッチング電源装置は、コンバータ部１
００、制御部２００、リップル電圧検出回路１４、比較
器１５、直流電源１６、リップル電圧出力抑制回路１
７、切り換え回路１８から構成される。トランジスタ３
のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｅ、コイル４に流れる電
流ＩB、負荷１２に供給されるスイッチング電源装置の
出力電圧ＶOUTは、従来のスイッチング電源装置と同様
に図１０のようになる。
００、制御部２００、リップル電圧検出回路１４、比較
器１５、直流電源１６、リップル電圧出力抑制回路１
７、切り換え回路１８から構成される。トランジスタ３
のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｅ、コイル４に流れる電
流ＩB、負荷１２に供給されるスイッチング電源装置の
出力電圧ＶOUTは、従来のスイッチング電源装置と同様
に図１０のようになる。
【００４０】リップル電圧検出回路１４は接続点Ａに接
続され、コンバータ部１００から出力されるスイッチン
グ電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖ
rmsを検出し、その検出結果を比較器１５に出力する。
比較器１５は直流電源１６と接続されており、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsと直流電源１６の出力電圧との比較結果に基づき
切り換え回路１８に電圧信号を出力する。
続され、コンバータ部１００から出力されるスイッチン
グ電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖ
rmsを検出し、その検出結果を比較器１５に出力する。
比較器１５は直流電源１６と接続されており、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsと直流電源１６の出力電圧との比較結果に基づき
切り換え回路１８に電圧信号を出力する。
【００４１】リップル電圧出力抑制回路１７は、切り換
え回路１８を介し制御部２００の差動増幅器７の反転入
力端子に接続される。切り換え回路１８は比較器１５か
ら出力される信号に応じてリップル電圧出力抑制回路１
７と差動増幅器７との接続状態を制御する。
え回路１８を介し制御部２００の差動増幅器７の反転入
力端子に接続される。切り換え回路１８は比較器１５か
ら出力される信号に応じてリップル電圧出力抑制回路１
７と差動増幅器７との接続状態を制御する。
【００４２】例えば、直流電源２が１２[V]、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTの設定値が５[V]の場合、
コイル４のインダクタンス値を２１０[μH]、発振器１
０の発振周波数を５０[kHz]に設定し、室温でのコンデ
ンサ５のＥＳＲが０．１[Ω]であれば、（１）式より室
温でのスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれ
るリップル電圧Ｖrmsは２８[mV]となる。
ング電源装置の出力電圧ＶOUTの設定値が５[V]の場合、
コイル４のインダクタンス値を２１０[μH]、発振器１
０の発振周波数を５０[kHz]に設定し、室温でのコンデ
ンサ５のＥＳＲが０．１[Ω]であれば、（１）式より室
温でのスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれ
るリップル電圧Ｖrmsは２８[mV]となる。
【００４３】−４０[℃]では一般的に電解アルミコンデ
ンサのＥＳＲは室温のときに比べて約１０倍になるた
め、コンデンサ５のＥＳＲは約１[Ω]になり、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsは２８０[mV]となる。これに伴い、差動増幅器７
の出力電圧に含まれるリップル電圧も増大し、発振異常
の問題を引き起こす。
ンサのＥＳＲは室温のときに比べて約１０倍になるた
め、コンデンサ５のＥＳＲは約１[Ω]になり、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧
Ｖrmsは２８０[mV]となる。これに伴い、差動増幅器７
の出力電圧に含まれるリップル電圧も増大し、発振異常
の問題を引き起こす。
【００４４】そこで、リップル電圧検出回路１４におい
てスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリ
ップル電圧Ｖrmsを検出し、その値を比較器１５に入力
する。本実施形態では、スイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが１００[mV]以上
となったときに比較器１５が切り換え回路１８に信号を
伝達するように直流電源１６の出力電圧を設定してい
る。切り換え回路１８は比較器１５から信号を受けると
リップル電圧出力抑制回路１７を制御部２００に接続す
る。
てスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリ
ップル電圧Ｖrmsを検出し、その値を比較器１５に入力
する。本実施形態では、スイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが１００[mV]以上
となったときに比較器１５が切り換え回路１８に信号を
伝達するように直流電源１６の出力電圧を設定してい
る。切り換え回路１８は比較器１５から信号を受けると
リップル電圧出力抑制回路１７を制御部２００に接続す
る。
【００４５】このような構成にすることで、スイッチン
グ電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖ
rmsが大きくなっても、フィードバック系を安定させる
ことができる。
グ電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖ
rmsが大きくなっても、フィードバック系を安定させる
ことができる。
【００４６】図２にリップル電圧検出回路１４と比較器
１５の一実施形態の構成を示す。リップル電圧検出回路
１４は抵抗４１、４２と同期回路４０から構成されてい
る。抵抗４１の一端である端子ａは接続点Ａに接続され
る。抵抗４１の他端は、抵抗４２と比較器１５に設けら
れている差動増幅器５１の非反転端子とに接続される。
１５の一実施形態の構成を示す。リップル電圧検出回路
１４は抵抗４１、４２と同期回路４０から構成されてい
る。抵抗４１の一端である端子ａは接続点Ａに接続され
る。抵抗４１の他端は、抵抗４２と比較器１５に設けら
れている差動増幅器５１の非反転端子とに接続される。
【００４７】同期回路４０はコンデンサ４３、抵抗４
４、ＮＯＴ回路４５から構成される。端子ｃは演算増幅
器９の出力端子に接続されている。コンデンサ４３の一
方はＮＯＴ回路４５を介して端子ｃに、もう一方は抵抗
４４の接地されていない側と比較器１５に設けられたＡ
ＮＤ回路５２、５３とに接続されている。
４、ＮＯＴ回路４５から構成される。端子ｃは演算増幅
器９の出力端子に接続されている。コンデンサ４３の一
方はＮＯＴ回路４５を介して端子ｃに、もう一方は抵抗
４４の接地されていない側と比較器１５に設けられたＡ
ＮＤ回路５２、５３とに接続されている。
【００４８】次に、同期回路４０の動作について説明す
る。演算増幅器９の出力端子に接続されている端子ｃに
入力される電圧信号がＨｉｇｈレベルのとき、ＮＯＴ回
路４５、コンデンサ４３を通じて、同期回路４０がＡＮ
Ｄ回路５２、５３に出力する電圧信号はＬｏｗレベルに
なる。
る。演算増幅器９の出力端子に接続されている端子ｃに
入力される電圧信号がＨｉｇｈレベルのとき、ＮＯＴ回
路４５、コンデンサ４３を通じて、同期回路４０がＡＮ
Ｄ回路５２、５３に出力する電圧信号はＬｏｗレベルに
なる。
【００４９】一方、演算増幅器９の出力端子に接続され
ている端子ｃに入力される電圧信号がＨｉｇｈレベルか
らＬｏｗレベルになったとき、ＮＯＴ回路４５の出力電
圧はＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなり、コンデン
サ４３から抵抗４４に電流が流れるので、同期回路４０
がＡＮＤ回路５２、５３に出力する電圧信号はＨｉｇｈ
レベルになる。その後、コンデンサ４３と抵抗４４から
決まる時間が経過すると、コンデンサ４３の充電が完了
し、コンデンサ４３両端電圧の上昇が止まり、コンデン
サ４３から抵抗４４に電流が流れなくなるので、同期回
路４０がＡＮＤ回路５２、５３に出力する電圧信号はＬ
ｏｗレベルとなる。
ている端子ｃに入力される電圧信号がＨｉｇｈレベルか
らＬｏｗレベルになったとき、ＮＯＴ回路４５の出力電
圧はＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなり、コンデン
サ４３から抵抗４４に電流が流れるので、同期回路４０
がＡＮＤ回路５２、５３に出力する電圧信号はＨｉｇｈ
レベルになる。その後、コンデンサ４３と抵抗４４から
決まる時間が経過すると、コンデンサ４３の充電が完了
し、コンデンサ４３両端電圧の上昇が止まり、コンデン
サ４３から抵抗４４に電流が流れなくなるので、同期回
路４０がＡＮＤ回路５２、５３に出力する電圧信号はＬ
ｏｗレベルとなる。
【００５０】これにより、同期回路４０は演算増幅器９
の出力端子から出力される電圧Ｖ9がＨｉｇｈレベルか
らＬｏｗレベルに切り替わるときのみ短いパルス電圧信
号を発することになる。
の出力端子から出力される電圧Ｖ9がＨｉｇｈレベルか
らＬｏｗレベルに切り替わるときのみ短いパルス電圧信
号を発することになる。
【００５１】演算増幅器９の出力端子から出力される電
圧Ｖ9がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに移り変わる
タイミングは、図１１よりトランジスタ３がＯＮ状態か
らＯＦＦ状態に移り変わるタイミングである。また、ト
ランジスタ３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に移り変わるタ
イミングは、図１０よりスイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大値となるタ
イミングである。
圧Ｖ9がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに移り変わる
タイミングは、図１１よりトランジスタ３がＯＮ状態か
らＯＦＦ状態に移り変わるタイミングである。また、ト
ランジスタ３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に移り変わるタ
イミングは、図１０よりスイッチング電源装置の出力電
圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大値となるタ
イミングである。
【００５２】従って、同期回路４０はスイッチング電源
装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最
大値となるタイミングでパルス信号を発生し、比較器１
５に出力する。
装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最
大値となるタイミングでパルス信号を発生し、比較器１
５に出力する。
【００５３】比較器１５は差動増幅器５１、ＡＮＤ回路
５２、５３、フリップフロップ回路５４より構成され
る。差動増幅器５１の非反転入力端子は抵抗４１と４２
との接続点Ｂに接続されており、反転入力端子は直流電
源１６に接続されている。ＡＮＤ回路５２、５３の一方
の入力端子はそれぞれ差動増幅器５１の出力端子に接続
され、ＡＮＤ回路のもう一方の入力端子は上述したよう
に同期回路４０に接続される。なお、ＡＮＤ回路５３の
差動増幅器５１に接続されている入力端子は反転入力端
子である。
５２、５３、フリップフロップ回路５４より構成され
る。差動増幅器５１の非反転入力端子は抵抗４１と４２
との接続点Ｂに接続されており、反転入力端子は直流電
源１６に接続されている。ＡＮＤ回路５２、５３の一方
の入力端子はそれぞれ差動増幅器５１の出力端子に接続
され、ＡＮＤ回路のもう一方の入力端子は上述したよう
に同期回路４０に接続される。なお、ＡＮＤ回路５３の
差動増幅器５１に接続されている入力端子は反転入力端
子である。
【００５４】ＡＮＤ回路５２の出力端子はフリップフロ
ップ回路５４のセット端子Ｓに接続され、ＡＮＤ回路５
３の出力端子はフリップフロップ回路５４のリセット端
子Ｒに接続され、フリップフロップ回路５４の出力端子
Ｑは端子ｄを介して切り換え回路１８に接続される。
ップ回路５４のセット端子Ｓに接続され、ＡＮＤ回路５
３の出力端子はフリップフロップ回路５４のリセット端
子Ｒに接続され、フリップフロップ回路５４の出力端子
Ｑは端子ｄを介して切り換え回路１８に接続される。
【００５５】次に、比較器１５の動作について説明す
る。差動増幅器５１の出力電圧は接続点Ｂの電圧が閾値
Ｅth以上の場合Ｈｉｇｈレベルになるように設定されて
いる。上述したとおり、同期回路４０は通常ではＬｏｗ
レベルの電圧信号を出力し、スイッチング電源装置の出
力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大となる
タイミングのときだけＨｉｇｈレベルの電圧信号を出力
する。
る。差動増幅器５１の出力電圧は接続点Ｂの電圧が閾値
Ｅth以上の場合Ｈｉｇｈレベルになるように設定されて
いる。上述したとおり、同期回路４０は通常ではＬｏｗ
レベルの電圧信号を出力し、スイッチング電源装置の出
力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大となる
タイミングのときだけＨｉｇｈレベルの電圧信号を出力
する。
【００５６】従って、ＡＮＤ回路５２はスイッチング電
源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが
最大となるタイミングにおいて接続点Ｂの電圧が閾値Ｅ
th以上の場合に限り、Ｈｉｇｈレベルの電圧信号を出力
してフリップフロップ回路５４をセットする。フリップ
フロップ回路５４はセットされると、出力端子Ｑから出
力される信号をＨｉｇｈレベルとする。
源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが
最大となるタイミングにおいて接続点Ｂの電圧が閾値Ｅ
th以上の場合に限り、Ｈｉｇｈレベルの電圧信号を出力
してフリップフロップ回路５４をセットする。フリップ
フロップ回路５４はセットされると、出力端子Ｑから出
力される信号をＨｉｇｈレベルとする。
【００５７】一方、差動振幅器５１は接続点Ｂの電圧が
閾値Ｅth以上でない場合Ｌｏｗレベルの電圧信号を出力
する。従って、ＡＮＤ回路５３はスイッチング電源装置
の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大と
なるタイミングにおいて接続点Ｂの電圧が閾値Ｅth以上
でない場合に限りＨｉｇｈレベルの信号を出力してフリ
ップフロップ回路５４をリセットする。フリップフロッ
プ回路５４はリセットされると、出力端子Ｑから出力さ
れる信号をＬｏｗレベルとする。尚、フリップフロップ
回路５４がセットもリセットもされていない初期状態の
出力端子Ｑから出力される信号はＬｏｗレベルとする。
閾値Ｅth以上でない場合Ｌｏｗレベルの電圧信号を出力
する。従って、ＡＮＤ回路５３はスイッチング電源装置
の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsが最大と
なるタイミングにおいて接続点Ｂの電圧が閾値Ｅth以上
でない場合に限りＨｉｇｈレベルの信号を出力してフリ
ップフロップ回路５４をリセットする。フリップフロッ
プ回路５４はリセットされると、出力端子Ｑから出力さ
れる信号をＬｏｗレベルとする。尚、フリップフロップ
回路５４がセットもリセットもされていない初期状態の
出力端子Ｑから出力される信号はＬｏｗレベルとする。
【００５８】例えば閾値Ｅthを５０２[mV]、抵抗４１の
抵抗値を９[kΩ]、抵抗４２の抵抗値を１[kΩ]、スイッ
チング電源装置の出力電圧ＶOUTの直流成分を５[V]と
し、図１０に示すスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ
OUTに含まれるリップル電圧Ｖr msのPeak to Peak値は室
温で２０[mV]であるとする。
抵抗値を９[kΩ]、抵抗４２の抵抗値を１[kΩ]、スイッ
チング電源装置の出力電圧ＶOUTの直流成分を５[V]と
し、図１０に示すスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ
OUTに含まれるリップル電圧Ｖr msのPeak to Peak値は室
温で２０[mV]であるとする。
【００５９】室温ではスイッチング電源装置の出力電圧
ＶOUTの最大値は５．０１[V]（＝直流成分＋Peak to Pe
ak値÷２）となり、比較器１５の非反転入力端子に入力
される電圧の最大値は５０１[mV]となる。このとき、比
較器１５の入力電圧は閾値Ｅ th以上でないので、差動増
幅器５１の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。従って、Ａ
ＮＤ回路５２の出力電圧はＬｏｗレベル、ＡＮＤ回路５
３の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロッ
プ回路５４はリセットされ、フリップフロップ回路５４
の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。
ＶOUTの最大値は５．０１[V]（＝直流成分＋Peak to Pe
ak値÷２）となり、比較器１５の非反転入力端子に入力
される電圧の最大値は５０１[mV]となる。このとき、比
較器１５の入力電圧は閾値Ｅ th以上でないので、差動増
幅器５１の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。従って、Ａ
ＮＤ回路５２の出力電圧はＬｏｗレベル、ＡＮＤ回路５
３の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロッ
プ回路５４はリセットされ、フリップフロップ回路５４
の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。
【００６０】低温時にてコンデンサ５のＥＳＲの増加に
よりスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれる
リップル電圧ＶrmsのPeak to Peak値が大きくなり６０
[mV]となった場合、接続点Ａの電圧の最大値は５．０３
[V]となり、比較器１５の非反転入力端子に入力される
電圧の最大値は５．０３[mV]となる。比較器１５の非反
転入力端子に入力される電圧が閾値Ｅth以上なので、差
動増幅器５１の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなる。従っ
て、ＡＮＤ回路５２の出力電圧はＨｉｇｈレベル、ＡＮ
Ｄ回路５３の出力電圧はＬｏｗレベルとなり、フリップ
フロップ回路５４はセットされ、フリップフロップ回路
５４の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなる。
よりスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれる
リップル電圧ＶrmsのPeak to Peak値が大きくなり６０
[mV]となった場合、接続点Ａの電圧の最大値は５．０３
[V]となり、比較器１５の非反転入力端子に入力される
電圧の最大値は５．０３[mV]となる。比較器１５の非反
転入力端子に入力される電圧が閾値Ｅth以上なので、差
動増幅器５１の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなる。従っ
て、ＡＮＤ回路５２の出力電圧はＨｉｇｈレベル、ＡＮ
Ｄ回路５３の出力電圧はＬｏｗレベルとなり、フリップ
フロップ回路５４はセットされ、フリップフロップ回路
５４の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなる。
【００６１】ここで、室温に戻り、コンデンサ５のＥＳ
Ｒが減少することにより、スイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧ＶrmsのPeak to Peak
値が小さくなり、２０[mV]となった場合、前述の手順で
フリップフロップ回路５４はリセットされ、フリップフ
ロップ回路５４の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。
Ｒが減少することにより、スイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧ＶrmsのPeak to Peak
値が小さくなり、２０[mV]となった場合、前述の手順で
フリップフロップ回路５４はリセットされ、フリップフ
ロップ回路５４の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。
【００６２】このような動作により、低温になることに
よって、コンデンサ５のＥＳＲが大きくなり、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTの最大値が所定値以上に
なったときのみ、比較器１５が切り換え回路１８にＨｉ
ｇｈレベルの電圧信号を送り、切り換え回路１８が動作
することによって、リップル電圧出力抑制回路１７と制
御回路２００とを接続させることができる。
よって、コンデンサ５のＥＳＲが大きくなり、スイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTの最大値が所定値以上に
なったときのみ、比較器１５が切り換え回路１８にＨｉ
ｇｈレベルの電圧信号を送り、切り換え回路１８が動作
することによって、リップル電圧出力抑制回路１７と制
御回路２００とを接続させることができる。
【００６３】また、リップル電圧検出回路１４は図３に
示すようなバンドパスフィルタ回路としてもよい。コン
デンサ４６の一方の端子ａは、コンバータ部１００と負
荷１２との接続点Ａに接続され、コンデンサ４６の他方
の端子は抵抗４７、抵抗４８に接続されている。抵抗４
７の他方の端子はアースに接続され、抵抗４８の他方の
端子はコンデンサ４９に接続されている。また、コンデ
ンサ４９の他方の端子はアースに接続され、抵抗４８と
コンデンサ４９との接続点である端子ｂは比較器１５に
接続される。
示すようなバンドパスフィルタ回路としてもよい。コン
デンサ４６の一方の端子ａは、コンバータ部１００と負
荷１２との接続点Ａに接続され、コンデンサ４６の他方
の端子は抵抗４７、抵抗４８に接続されている。抵抗４
７の他方の端子はアースに接続され、抵抗４８の他方の
端子はコンデンサ４９に接続されている。また、コンデ
ンサ４９の他方の端子はアースに接続され、抵抗４８と
コンデンサ４９との接続点である端子ｂは比較器１５に
接続される。
【００６４】端子ａからはスイッチング電源装置の出力
電源ＶOUTが入力される。出力電源ＶOUTには、直流成分
とリップル電圧Ｖrmsに代表される交流成分がある。コ
ンデンサ４６、抵抗４７を適切に設定することにより出
力電源ＶOUTの直流成分及び低周波成分を遮断できる。
また、抵抗４８、コンデンサ４９を適切に設定すること
により、所定の周波数以上の高周波成分を遮断できる。
これにより、任意の周波数領域の信号のみを通過させる
ことができる。
電源ＶOUTが入力される。出力電源ＶOUTには、直流成分
とリップル電圧Ｖrmsに代表される交流成分がある。コ
ンデンサ４６、抵抗４７を適切に設定することにより出
力電源ＶOUTの直流成分及び低周波成分を遮断できる。
また、抵抗４８、コンデンサ４９を適切に設定すること
により、所定の周波数以上の高周波成分を遮断できる。
これにより、任意の周波数領域の信号のみを通過させる
ことができる。
【００６５】スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに
含まれるリップル電圧Ｖrmsの周波数は、図１２（ａ）
に示すように異常発振が起こらなければ発振器１０の発
振周波数と同じである。従って、バンドパスフィルタを
通過する周波数領域が発振器１０の発振周波数近傍にな
るように設定することで、スイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsを検出すること
ができる。
含まれるリップル電圧Ｖrmsの周波数は、図１２（ａ）
に示すように異常発振が起こらなければ発振器１０の発
振周波数と同じである。従って、バンドパスフィルタを
通過する周波数領域が発振器１０の発振周波数近傍にな
るように設定することで、スイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsを検出すること
ができる。
【００６６】例えば、発振器１０の発振周波数を１００
[kHz]とするとき、コンデンサ４６の静電容量を０．０
３３[μF]、抵抗４７の抵抗値を１０[kΩ]、抵抗４８の
抵抗値を１０[kΩ]、コンデンサ４９の静電容量を１５
[pＦ]とすることにより、５０[kHz]〜１００[kHz]を通
すバンドパスフィルタを構成できる。
[kHz]とするとき、コンデンサ４６の静電容量を０．０
３３[μF]、抵抗４７の抵抗値を１０[kΩ]、抵抗４８の
抵抗値を１０[kΩ]、コンデンサ４９の静電容量を１５
[pＦ]とすることにより、５０[kHz]〜１００[kHz]を通
すバンドパスフィルタを構成できる。
【００６７】これにより、スイッチング電源装置の出力
電圧ＶOUTから直流成分、低周波成分、発振器１０の発
振周波数より高い高周波成分を取り除き、リップル電圧
Ｖrm sのみを検出することができる。
電圧ＶOUTから直流成分、低周波成分、発振器１０の発
振周波数より高い高周波成分を取り除き、リップル電圧
Ｖrm sのみを検出することができる。
【００６８】尚、リップル電圧検出回路１４をバンドパ
スフィルタ回路とした場合、比較器１５は例えば演算増
幅器とし、反転入力端子にはバンドパスフィルタ回路
を、非反転入力端子には直流電源を、出力端子には切り
換え回路１８を、それぞれ接続し、バンドパスフィルタ
回路の出力電圧が直流電源の出力電源以上の場合にＨｉ
ｇｈレベルの電圧信号を出力する。
スフィルタ回路とした場合、比較器１５は例えば演算増
幅器とし、反転入力端子にはバンドパスフィルタ回路
を、非反転入力端子には直流電源を、出力端子には切り
換え回路１８を、それぞれ接続し、バンドパスフィルタ
回路の出力電圧が直流電源の出力電源以上の場合にＨｉ
ｇｈレベルの電圧信号を出力する。
【００６９】リップル電圧検出回路１４は、図１のよう
に接続点Ａに接続するのではなく、図４に示すように制
御部３に設けられている差動増幅器７の出力端子に接続
して、差動増幅器７の出力電圧がリップル電圧検出回路
１４に入力されるようにしてもよい。
に接続点Ａに接続するのではなく、図４に示すように制
御部３に設けられている差動増幅器７の出力端子に接続
して、差動増幅器７の出力電圧がリップル電圧検出回路
１４に入力されるようにしてもよい。
【００７０】発振器１０から発振される三角波の最大値
は通常動作状態では差動増幅器７の出力の最大値よりも
大きく、かつ、最小値は差動増幅器７の出力の最小値よ
りも小さくなるように設定されている。例えば、発振器
１０の出力電圧が最小値０．８[V]、最大値１．８[V]
（振幅１[V]）で駆動しているとき、差動振幅器７の出
力電圧は定常状態で０．８[V]〜１．８[V]の間の電圧と
なる。
は通常動作状態では差動増幅器７の出力の最大値よりも
大きく、かつ、最小値は差動増幅器７の出力の最小値よ
りも小さくなるように設定されている。例えば、発振器
１０の出力電圧が最小値０．８[V]、最大値１．８[V]
（振幅１[V]）で駆動しているとき、差動振幅器７の出
力電圧は定常状態で０．８[V]〜１．８[V]の間の電圧と
なる。
【００７１】このとき、上述した図２に示すリップル電
圧検出回路１４を適用して、閾値Ｅ thを１７０[mV]、抵
抗４１の抵抗値を９[kΩ]、抵抗４２の抵抗値を１[kΩ]
に設定すると、差動振幅器７の出力電圧にリップル電圧
が含まれ１．７[V]以上になった場合が検出できる。ま
た、図３に示したリップル電圧検出回路１４を適用して
も差動増幅器７の出力電圧に含まれるリップル電圧を検
出することができる。
圧検出回路１４を適用して、閾値Ｅ thを１７０[mV]、抵
抗４１の抵抗値を９[kΩ]、抵抗４２の抵抗値を１[kΩ]
に設定すると、差動振幅器７の出力電圧にリップル電圧
が含まれ１．７[V]以上になった場合が検出できる。ま
た、図３に示したリップル電圧検出回路１４を適用して
も差動増幅器７の出力電圧に含まれるリップル電圧を検
出することができる。
【００７２】この場合、差動増幅器７の出力電圧に含ま
れるリップル電圧を検出することで、間接的にスイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれているリップル
電圧Ｖrmsを検出していることになる。
れるリップル電圧を検出することで、間接的にスイッチ
ング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれているリップル
電圧Ｖrmsを検出していることになる。
【００７３】次にリップル電圧出力抑制回路１７の構成
について図５を参照して説明する。リップル電圧出力抑
制回路１７は抵抗７１、７３とコンデンサ７２から成る
ローパスフィルタである。コンデンサ７２の一端は接地
されており、コンデンサ７２の他端は抵抗７１に接続さ
れている。抵抗７１の他端は切り換え回路１８に接続さ
れている。切り換え回路１８は差動増幅器７の反転入力
端子に接続されているとともに、抵抗７３を介して接続
点Ａとも接続されている。
について図５を参照して説明する。リップル電圧出力抑
制回路１７は抵抗７１、７３とコンデンサ７２から成る
ローパスフィルタである。コンデンサ７２の一端は接地
されており、コンデンサ７２の他端は抵抗７１に接続さ
れている。抵抗７１の他端は切り換え回路１８に接続さ
れている。切り換え回路１８は差動増幅器７の反転入力
端子に接続されているとともに、抵抗７３を介して接続
点Ａとも接続されている。
【００７４】通常動作状態ではローパスフィルタである
リップル電圧出力抑制回路１７は切り換え回路１８によ
って差動増幅器７に接続されない。
リップル電圧出力抑制回路１７は切り換え回路１８によ
って差動増幅器７に接続されない。
【００７５】スイッチング電源装置の出力電圧に含まれ
るリップル電圧が所定値以上になると、切り換え回路１
８によってローパスフィルタであるリップル電圧出力抑
制回路１７が差動増幅器７に接続され、スイッチング電
源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsの
周波数成分以上の信号を遮断し、スイッチング電源装置
の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsの周波数
成分より比較的低周波である周波数成分だけを差動増幅
器７に入力し、フィードバック系の安定を図る。
るリップル電圧が所定値以上になると、切り換え回路１
８によってローパスフィルタであるリップル電圧出力抑
制回路１７が差動増幅器７に接続され、スイッチング電
源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsの
周波数成分以上の信号を遮断し、スイッチング電源装置
の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル電圧Ｖrmsの周波数
成分より比較的低周波である周波数成分だけを差動増幅
器７に入力し、フィードバック系の安定を図る。
【００７６】例えば、リップル電圧Ｖrmsの周波数が１
００[kHz]のとき、抵抗７１を１[kΩ]、抵抗７３を９[k
Ω]、コンデンサ７２の静電容量を４０００[pＦ]とする
と、コンデンサ７２の１００[kHz]におけるインピーダ
ンスは約３９８[Ω]となり、リップル電圧Ｖrmsはロー
パスフィルタであるリップル電圧出力抑制回路１７によ
って約０．１３倍（＝（３９８＋１×１０3）÷（３９
８＋１×１０3＋９×１０3））に低減されたのち、差動
増幅器７に入力される。これにより、差動増幅器７から
出力される電圧に含まれるリップル電圧も約０．１３倍
に低減されることになる。
００[kHz]のとき、抵抗７１を１[kΩ]、抵抗７３を９[k
Ω]、コンデンサ７２の静電容量を４０００[pＦ]とする
と、コンデンサ７２の１００[kHz]におけるインピーダ
ンスは約３９８[Ω]となり、リップル電圧Ｖrmsはロー
パスフィルタであるリップル電圧出力抑制回路１７によ
って約０．１３倍（＝（３９８＋１×１０3）÷（３９
８＋１×１０3＋９×１０3））に低減されたのち、差動
増幅器７に入力される。これにより、差動増幅器７から
出力される電圧に含まれるリップル電圧も約０．１３倍
に低減されることになる。
【００７７】次に、切り換え回路１８の一実施形態につ
いて図６を参照して説明する。切り換え回路１８はＮＰ
Ｎ型のトランジスタ８１から成り、コンデンサ７２とア
ースとの間に設けられている。トランジスタ８１は、比
較器１５から出力される電圧信号を受け取り、その電圧
信号がＨｉｇｈレベルのときはＯＮ状態となりリップル
電圧出力抑制回路１７と差動増幅器７とを接続し、その
電圧信号がＬｏｗレベルのときはＯＦＦ状態となりリッ
プル電圧出力抑制回路１７と差動増幅器７とを接続しな
い。
いて図６を参照して説明する。切り換え回路１８はＮＰ
Ｎ型のトランジスタ８１から成り、コンデンサ７２とア
ースとの間に設けられている。トランジスタ８１は、比
較器１５から出力される電圧信号を受け取り、その電圧
信号がＨｉｇｈレベルのときはＯＮ状態となりリップル
電圧出力抑制回路１７と差動増幅器７とを接続し、その
電圧信号がＬｏｗレベルのときはＯＦＦ状態となりリッ
プル電圧出力抑制回路１７と差動増幅器７とを接続しな
い。
【００７８】次に、更に他の実施形態のスイッチング電
源装置ついて説明する。スイッチング電源装置ではスイ
ッチング電源装置の出力電圧ＶOUTと直流電源８の電圧
との差を差動増幅器７にて増幅している。直流電源２か
らスイッチング電源装置に供給される入力電圧変化に対
するスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTの変化を小
さく抑えるには差動増幅器７の利得を大きくする必要が
ある。一方、高周波領域での利得が大きくなると、スイ
ッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル
電圧Ｖrmsをも増幅してしまい、異常発振が起こる。
源装置ついて説明する。スイッチング電源装置ではスイ
ッチング電源装置の出力電圧ＶOUTと直流電源８の電圧
との差を差動増幅器７にて増幅している。直流電源２か
らスイッチング電源装置に供給される入力電圧変化に対
するスイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTの変化を小
さく抑えるには差動増幅器７の利得を大きくする必要が
ある。一方、高周波領域での利得が大きくなると、スイ
ッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに含まれるリップル
電圧Ｖrmsをも増幅してしまい、異常発振が起こる。
【００７９】そこで、図７に示すように差動増幅器７の
利得を変更するリップル電圧出力抑制回路１７を切り換
え回路１８を介して差動増幅器７に接続することによ
り、リップル電圧が大きいときだけ差動増幅器７の利得
を減少させる。
利得を変更するリップル電圧出力抑制回路１７を切り換
え回路１８を介して差動増幅器７に接続することによ
り、リップル電圧が大きいときだけ差動増幅器７の利得
を減少させる。
【００８０】図７における切り換え回路１８及びリップ
ル電圧出力抑制回路１８の一実施形態の構成を図８に示
す。端子ａは接続点Ａに、端子ｅは演算増幅器９の非反
転入力端子に、端子ｆは比較器１５にそれぞれ接続され
ている。リップル電圧出力抑制回路１７は抵抗７４より
構成され、一端は差動増幅器７の出力端子、他端は切り
換え回路１８として機能するＭＯＳＦＥＴ８２を介して
差動増幅器７の反転端子に接続されている。
ル電圧出力抑制回路１８の一実施形態の構成を図８に示
す。端子ａは接続点Ａに、端子ｅは演算増幅器９の非反
転入力端子に、端子ｆは比較器１５にそれぞれ接続され
ている。リップル電圧出力抑制回路１７は抵抗７４より
構成され、一端は差動増幅器７の出力端子、他端は切り
換え回路１８として機能するＭＯＳＦＥＴ８２を介して
差動増幅器７の反転端子に接続されている。
【００８１】端子ｆに入力される比較器１５からの信号
がＬｏｗレベルのとき、ＭＯＳＦＥＴ８２はＯＦＦ状態
となり、差動増幅器７の反転入力端子と出力端子とは抵
抗７４を介して接続されていない。
がＬｏｗレベルのとき、ＭＯＳＦＥＴ８２はＯＦＦ状態
となり、差動増幅器７の反転入力端子と出力端子とは抵
抗７４を介して接続されていない。
【００８２】スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUTに
含まれるリップル電圧Ｖrmsが大きくなり、比較器１５
からの信号がＨｉｇｈレベルになったとき、ＭＯＳＦＥ
Ｔ８２はＯＮ状態となり、差動増幅器７の反転入力端子
と出力端子とが抵抗７４を介して接続された状態とな
り、差動増幅器７と抵抗７４は負帰還回路を構成する。
含まれるリップル電圧Ｖrmsが大きくなり、比較器１５
からの信号がＨｉｇｈレベルになったとき、ＭＯＳＦＥ
Ｔ８２はＯＮ状態となり、差動増幅器７の反転入力端子
と出力端子とが抵抗７４を介して接続された状態とな
り、差動増幅器７と抵抗７４は負帰還回路を構成する。
【００８３】差動振幅器７の出力が大きくなると、抵抗
７４を通じて反転入力端子に入力される電圧が大きくな
るので、差動増幅器７の出力電圧は小さくなる方向に動
作する。これにより、反転入力端子と出力端子とが抵抗
７４で接続された差動増幅器７の利得は、抵抗７４が無
い場合に比べて小さくなる。
７４を通じて反転入力端子に入力される電圧が大きくな
るので、差動増幅器７の出力電圧は小さくなる方向に動
作する。これにより、反転入力端子と出力端子とが抵抗
７４で接続された差動増幅器７の利得は、抵抗７４が無
い場合に比べて小さくなる。
【００８４】従って、抵抗７４の抵抗値を適切に設定す
ることにより、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
に含まれるリップル電圧Ｖrmsが検出されたときのみ差
動増幅器７の利得を小さくすることができる。
ることにより、スイッチング電源装置の出力電圧ＶOUT
に含まれるリップル電圧Ｖrmsが検出されたときのみ差
動増幅器７の利得を小さくすることができる。
【００８５】なお、上述した全ての実施形態において、
コンバータ部１００を降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータとし
たが、本発明はこれに限定されることはなく、他の種類
のＤＣ−ＤＣコンバータ例えば昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータなどにも適用することができる。
コンバータ部１００を降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータとし
たが、本発明はこれに限定されることはなく、他の種類
のＤＣ−ＤＣコンバータ例えば昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータなどにも適用することができる。
【００８６】
【発明の効果】本発明によると、リップル電圧が所定値
以上のときのみ、差動増幅器とリップル電圧出力抑制手
段とが接続されるので、低温時などにコンデンサのＥＳ
Ｒが大きくなることでリップル電圧が大きくなっても、
フィードバック系を安定させることができ、スイッチン
グ電源装置を備えた電子機器の誤動作やスイッチング手
段のスイッチング周波数低下による騒音が起こらない。
さらに室温時などの通常動作状態において、入力電圧が
変動したときの出力電圧の変動量や低周波発振の起こり
易さを従来のスイッチング電源装置と同じ性能にするこ
とができる。
以上のときのみ、差動増幅器とリップル電圧出力抑制手
段とが接続されるので、低温時などにコンデンサのＥＳ
Ｒが大きくなることでリップル電圧が大きくなっても、
フィードバック系を安定させることができ、スイッチン
グ電源装置を備えた電子機器の誤動作やスイッチング手
段のスイッチング周波数低下による騒音が起こらない。
さらに室温時などの通常動作状態において、入力電圧が
変動したときの出力電圧の変動量や低周波発振の起こり
易さを従来のスイッチング電源装置と同じ性能にするこ
とができる。
【００８７】また、本発明によると、検出手段は、リッ
プル電圧が最大値になっているスイッチング電源装置の
出力電圧のピーク値を検出することによって前記出力電
圧に含まれるリップル電圧の検出を行うので、前記出力
電圧に高周波ノイズが含まれていても、誤検出せずにリ
ップル電圧を検出することができる。
プル電圧が最大値になっているスイッチング電源装置の
出力電圧のピーク値を検出することによって前記出力電
圧に含まれるリップル電圧の検出を行うので、前記出力
電圧に高周波ノイズが含まれていても、誤検出せずにリ
ップル電圧を検出することができる。
【００８８】また、本発明によると、検出手段は、バン
ドパスフィルタであり、スイッチング電源装置の出力電
圧に含まれるリップル電圧の振幅を検出することによっ
て、前記出力電圧に含まれるリップル電圧の検出を行う
ので、前記出力電圧から直流成分、低周波成分、リップ
ル電圧の周波数より高い高周波成分を除去し、リップル
電圧のみを検出することができる。これにより、高周波
ノイズなどによる誤検出をなくすことができる。
ドパスフィルタであり、スイッチング電源装置の出力電
圧に含まれるリップル電圧の振幅を検出することによっ
て、前記出力電圧に含まれるリップル電圧の検出を行う
ので、前記出力電圧から直流成分、低周波成分、リップ
ル電圧の周波数より高い高周波成分を除去し、リップル
電圧のみを検出することができる。これにより、高周波
ノイズなどによる誤検出をなくすことができる。
【００８９】また、本発明によると、検出手段は前記差
動増幅器から出力される電圧に含まれるリップル電圧の
検出を行うので、スイッチング電源装置の出力電圧に含
まれるリップル電圧を直接検出しなくても、前記出力電
圧に含まれるリップル電圧を検知することができる。こ
れにより、検出手段の設計自由度が上がり、多様なスイ
ッチング電源装置が実現できる。
動増幅器から出力される電圧に含まれるリップル電圧の
検出を行うので、スイッチング電源装置の出力電圧に含
まれるリップル電圧を直接検出しなくても、前記出力電
圧に含まれるリップル電圧を検知することができる。こ
れにより、検出手段の設計自由度が上がり、多様なスイ
ッチング電源装置が実現できる。
【００９０】また、本発明によると、リップル電圧出力
抑制手段はローパスフィルタであるので、高周波成分で
あるリップル電圧を遮断し、差動増幅器から出力される
電圧のうちリップル電圧のみを小さくすることができ
る。これにより、低温時などにコンデンサのＥＳＲが大
きくなることでリップル電圧が大きくなっても、フィー
ドバック系を安定させることができる。
抑制手段はローパスフィルタであるので、高周波成分で
あるリップル電圧を遮断し、差動増幅器から出力される
電圧のうちリップル電圧のみを小さくすることができ
る。これにより、低温時などにコンデンサのＥＳＲが大
きくなることでリップル電圧が大きくなっても、フィー
ドバック系を安定させることができる。
【００９１】また、本発明によると、リップル電圧出力
抑制手段は、差動増幅器の利得を小さくするので、リッ
プル電圧を含む前記差動増幅器から出力される全周波数
成分の電圧が小さくなる。これにより、低温時などにコ
ンデンサのＥＳＲが大きくなることでリップル電圧が大
きくなっても、フィードバック系を安定させることがで
きる。
抑制手段は、差動増幅器の利得を小さくするので、リッ
プル電圧を含む前記差動増幅器から出力される全周波数
成分の電圧が小さくなる。これにより、低温時などにコ
ンデンサのＥＳＲが大きくなることでリップル電圧が大
きくなっても、フィードバック系を安定させることがで
きる。
【００９２】また、本発明によると、差動増幅器に抵抗
を接続して負帰還回路を構成することによって、前記差
動増幅器の利得を小さくするので、簡易な構成でリップ
ル電圧出力抑制手段を実現することができ、低コスト化
を図ることができる。
を接続して負帰還回路を構成することによって、前記差
動増幅器の利得を小さくするので、簡易な構成でリップ
ル電圧出力抑制手段を実現することができ、低コスト化
を図ることができる。
【００９３】また、本発明によると、切り換え手段は、
半導体素子からなるスイッチング素子であるので、スイ
ッチングの応答性がよく、高精度な制御を行うことがで
きる。
半導体素子からなるスイッチング素子であるので、スイ
ッチングの応答性がよく、高精度な制御を行うことがで
きる。
【図１】 本発明の一実施形態におけるスイッチン
グ電源装置の構成を示す図である。
グ電源装置の構成を示す図である。
【図２】 本発明の一実施形態におけるスイッチン
グ電源装置のリップル電圧検出回路と比較器との構成を
示す図である。
グ電源装置のリップル電圧検出回路と比較器との構成を
示す図である。
【図３】 本発明の一実施形態におけるスイッチン
グ電源装置のリップル電圧検出回路の他の構成を示す図
である。
グ電源装置のリップル電圧検出回路の他の構成を示す図
である。
【図４】 本発明の他の実施形態におけるスイッチ
ング電源装置の構成を示す図である。
ング電源装置の構成を示す図である。
【図５】 本発明の一実施形態におけるスイッチン
グ電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑制回路
との構成を示す図である。
グ電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑制回路
との構成を示す図である。
【図６】 本発明の一実施形態におけるスイッチン
グ電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑制回路
との他の構成を示す図である。
グ電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑制回路
との他の構成を示す図である。
【図７】 本発明の更に他の実施形態におけるスイ
ッチング電源装置の構成を示す図である。
ッチング電源装置の構成を示す図である。
【図８】 本発明の更に他の実施形態におけるスイ
ッチング電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑
制回路との構成を示す図である。
ッチング電源装置の切り換え回路とリップル成分出力抑
制回路との構成を示す図である。
【図９】 従来のスイッチング電源装置の構成を示
す図である。
す図である。
【図１０】 スイッチング電源装置のトランジスタ
と出力電圧のリップル成分とのタイムチャートを示す図
である。
と出力電圧のリップル成分とのタイムチャートを示す図
である。
【図１１】 スイッチング電源装置の制御部の電圧
タイムチャートを示す図である。
タイムチャートを示す図である。
【図１２】 従来のスイッチング電源装置の制御部
の電圧タイムチャートを示す図である。
の電圧タイムチャートを示す図である。
【符号の説明】
２ 直流電源
３ トランジスタ
４ コイル
５ コンデンサ
６ ダイオード
７ 差動増幅器
８ 直流電源
９ 演算増幅器
１０ 発振器
１１ 駆動回路
１２ 負荷
１４ リップル電圧検出回路
１５ 比較器
１６ 直流電源
１７ リップル電圧出力抑制回路
１８ 切り換え回路
４０ 同期回路
４１ 抵抗
４２ 抵抗
４３ コンデンサ
４４ 抵抗
４５ ＮＯＴ回路
４６ コンデンサ
４７ 抵抗
４８ 抵抗
４９ コンデンサ
５１ 差動増幅器
５２ ＡＮＤ回路
５３ ＡＮＤ回路
５４ フリップフロップ回路
７１ 抵抗
７２ コンデンサ
７３ 抵抗
７４ 抵抗
８１ トランジスタ
８２ ＭＯＳＦＥＴ
１００ コンバータ部
２００ 制御部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 佐藤 努
大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号
シャープ株式会社内
(56)参考文献 特開 平７−31145（ＪＰ，Ａ)
特開2000−32747（ＪＰ，Ａ)
実開 平１−30678（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/155
Claims (8)
- 【請求項１】スイッチング手段のオン・オフ期間の比率
を可変して供給された電圧を調整したのち出力するＤＣ
−ＤＣコンバータと、前記スイッチング手段のオン・オ
フ期間の比率を制御する制御手段と、を備えるととも
に、前記制御手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出
力される出力電圧と所定の第１の基準電圧との差を増幅
して出力する差動増幅器と、該差動増幅器からの出力信
号に基づきパルス信号を作成し前記スイッチング手段に
出力する演算手段と、を備えているスイッチング電源装
置において、 リップル電圧を検出する検出手段と、 該検出手段によって検出されたリップル電圧を所定の第
２の基準電圧と比較する比較手段と、 前記差動増幅器から出力されるリップル電圧を減少させ
るリップル電圧出力抑制手段と、 前記比較手段における比較結果に基づき前記検出手段に
よって検出されたリップル電圧が所定の第２の基準電圧
以上の場合のみ前記差動増幅器と前記リップル電圧出力
抑制手段とを接続する切り換え手段と、 を備えることを特徴とする１出力のスイッチング電源装
置。 - 【請求項２】前記検出手段は、前記出力電圧のピーク値
を検出することによって前記出力電圧に含まれるリップ
ル電圧の検出を行うことを特徴とする請求項１に記載の
スイッチング電源装置。 - 【請求項３】前記検出手段は、バンドパスフィルタであ
り、前記出力電圧に含まれる所定の周波数のリップル電
圧の振幅を検出することによって、前記出力電圧に含ま
れるリップル電圧の検出を行うことを特徴とする請求項
１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】前記検出手段は、前記差動増幅器から出力
される電圧に含まれるリップル電圧の検出を行うことを
特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】前記リップル電圧出力抑制手段は、ローパ
スフィルタであることを特徴とする請求項１〜４のいず
れかに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】前記リップル電圧出力抑制手段は、前記差
動増幅器の利得を小さくすることを特徴とする請求項１
〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項７】前記差動増幅器の入出力端子間に抵抗を接
続して負帰還回路を構成することによって、前記差動増
幅器の利得を小さくすることを特徴とする請求項６に記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項８】前記切り換え手段は、半導体素子からなる
スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜７
のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000220406A JP3471297B2 (ja) | 2000-07-21 | 2000-07-21 | スイッチング電源装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000220406A JP3471297B2 (ja) | 2000-07-21 | 2000-07-21 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002044938A JP2002044938A (ja) | 2002-02-08 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000220406A Expired - Fee Related JP3471297B2 (ja) | 2000-07-21 | 2000-07-21 | スイッチング電源装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP6321967B2 (ja) | 2014-01-17 | 2018-05-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路およびその動作方法 |
| JP6666551B2 (ja) | 2016-04-07 | 2020-03-18 | 富士通株式会社 | コンデンサ寿命診断装置、コンデンサ寿命診断方法及びプログラム |
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2000
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