JP3479624B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より使用されているスイッチング電
源装置を図１１に示す。図１１に示すスイッチング電源
装置１０１は、直流電源１０２によって印加された直流
電圧が、この直流電源１０２にコレクタが接続されたＮ
ＰＮ型トランジスタ１０３のスイッチング動作によっ
て、所定のデューティを持つパルスに変換される。この
トランジスタ１０３は、そのベースに駆動信号を与える
駆動回路１１１によって、ＯＮ／ＯＦＦ制御がなされ
る。

【０００３】そして、トランジスタ１０３がＯＮのと
き、このトランジスタ１０３を介して与えられる直流電
源１０２からの直流電圧によって、トランジスタ１０３
のエミッタに接続されたコイル１０４に電流が流れて、
エネルギーが蓄えられるとともに、負荷１１２にエネル
ギーが供給される。又、トランジスタ１０３がＯＦＦの
とき、トランジスタ１０３のエミッタにカソードが接続
されるとともにアノードが接地されたダイオード１０６
を通じて、コイル１０４に蓄えられたエネルギーが負荷
１１２に与えられる。

【０００４】このようなスイッチング電源装置１０１
は、負荷１１２に与える出力電圧が差動増幅器１０７の
非反転入力端子に与えられ、その反転入力端子に接続さ
れた基準電圧１０８の電圧と比較される。そして、この
差動増幅器１０７で、両者の差を増幅して出力し、この
出力がＰＷＭコンパレータ１０９の非反転入力端子に入
力される。ＰＷＭコンパレータ１０９では、反転入力端
子に発振器１１０からの三角波が入力され、差動増幅器
１０７の出力に応じたデューティを有するパルスを駆動
回路１１１に出力する。そして、このパルスによって、
駆動回路１１１がトランジスタ１０３のベース電流を制
御して、トランジスタ１０３のＯＮ／ＯＦＦ制御を行
う。

【０００５】このようにして、負荷１１２に与えられる
電圧がフィードバックされることによって、トランジス
タ１０３のＯＮする期間がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御
されて、スイッチング電源装置１０１の出力電圧が所定
の値に安定化される。又、コイル１０４と負荷１１２と
の接続ノードに、一端が接地された平滑コンデンサ１０
５の他端が接続される。この平滑コンデンサ１０５によ
って、コイル１０４を流れる電流が平滑化され、負荷１
１２に供給される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このような動作を行う
スイッチング電源装置１０１は、図１２（ａ）のよう
に、トランジスタ１０３がＯＮの期間では、コイル１０
４に流れる電流の傾きが正となり、トランジスタ１０３
がＯＦＦの期間では、コイル１０４に流れる電流の傾き
が負となる。このコイル１０４に流れる電流が、平滑コ
ンデンサ１０５で平滑化されて負荷１１２に供給される
が、平滑コンデンサ１０５のＥＳＲ（等価直列抵抗）に
よって、図１２（ｂ）のように、スイッチング電源装置
１０１の出力電圧にリップル電圧が重畳する。このリッ
プル電圧Ｖｐは、下の（１）式で表される。 Ｖｐ＝ｒｃ×Ｖｏ×(Ｖｉ−Ｖｏ)／(Ｖｉ×Ｌ×ｆ) …（１） 尚、ｒｃ：平滑コンデンサ１０５のＥＳＲ値、Ｌ：コイ
ル１０４のインダクタンス値、ｆ：発振器１１０からの
三角波の発振周波数ｆ、Ｖｉ：直流電源１０２の電圧
値、Ｖｏ：スイッチング電源装置１０１の出力電圧値、
である。

【０００７】このスイッチング電源１０１が電力を供給
する負荷１１２として、一定の出力電圧精度が決められ
たＩＣチップなどがあげられる。このようなＩＣチップ
は、例えば、５Ｖ±５０ｍＶのように、その入力リップ
ル電圧許容値が決められている。よって、スイッチング
電源回路１０１の出力リップル電圧をある一定値以下に
する必要がある。この出力リップル電圧を小さくするに
は、（１）式より、平滑コンデンサ１０５のＥＳＲ値ｒ
ｃを小さくするか、コイル１０４のインダクタンス値Ｌ
を大きくするか、発振器１１０からの三角波の発振周波
数ｆを高くすることによって実現できる。

【０００８】しかしながら、平滑コンデンサのＥＳＲ値
を小さくする場合は、この平滑コンデンサのサイズを大
きくする必要がある。又、コイルのインダクタンス値を
大きくする場合についても、コイルのサイズを大きくす
る必要がある。このように、平滑コンデンサ又はコイル
のサイズを大きくすることによって、スイッチング電源
装置を構成する回路サイズが大きくなり、コストアップ
につながる。又、発振器の発振周波数を大きくした場
合、トランジスタのＯＮ／ＯＦＦの繰り返しによって、
その出力のロスが大きくなるために、電源効率が悪くな
る。

【０００９】更に、平滑コンデンサとして、一般的に、
電解アルミコンデンサが使用されるが、この電解アルミ
コンデンサは、低温時において、そのＥＳＲ値が大幅に
上昇する。よって、スイッチング電源装置の出力リップ
ル電圧が、低温時に、大幅に上昇してしまうことがあ
る。

【００１０】このような問題を鑑みて、本発明は、出力
リップル電圧を検出して、この出力リップル電圧が上昇
したとき、発振器からの発振信号の発振周波数を切り換
えることによって、出力リップル電圧を低減させるスイ
ッチング電源装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記のような目的を達成
するために、本発明のスイッチング電源装置は、入力直
流電圧をスイッチング動作によってパルス電圧信号に変
換するスイッチング素子と、該スイッチング素子より与
えられるパルス電圧信号を出力直流電圧に変換する変換
手段と、該変換手段からの出力直流電圧に基づいてパル
ス幅変調したＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段
と、該パルス幅変調手段から与えられるＰＷＭ信号によ
って前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う駆
動手段と、前記変換手段からの出力直流電圧を平滑化す
るための平滑コンデンサと、を有し、入力直流電圧の電
圧値を変換して出力直流電圧として出力するスイッチン
グ電源装置において、前記変換手段からの出力直流電圧
が入力されるとともに前記パルス幅変調手段に与える発
振信号に使用する発振周波数を含む周波数帯域の信号を
通過させるバンドパスフィルタで構成されるとともに、
当該バンドパスフィルタを通過した信号より前記出力直
流電圧に現れるリップル電圧の大きさを検出するリップ
ル電圧検出手段を有し、該リップル電圧検出手段で検出
した前記リップル電圧の大きさに応じて、前記ＰＷＭ信
号を生成する際に用いる発振信号の発振周波数を切り換
えて、前記出力直流電圧に現れるリップル電圧の大きさ
を所定の範囲に収めることを特徴とする。

【００１２】このようなスイッチング電源装置におい
て、前記リップル電圧検出手段で検出されたリップル電
圧が大きくなると、前記パルス幅変調手段でＰＷＭ信号
を生成する際に用いる三角波となる発振信号の発振周波
数を高くするように切り換える。このようにすることに
よって、リップル電圧を低減させることができる。

【００１３】又、本発明のスイッチング電源装置は、入
力直流電圧をスイッチング動作によってパルス電圧信号
に変換するスイッチング素子と、該スイッチング素子よ
り与えられるパルス電圧信号を出力直流電圧に変換する
変換手段と、該変換手段からの出力直流電圧に基づいて
パルス幅変調したＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手
段と、該パルス幅変調手段から与えられるＰＷＭ信号に
よって前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う
駆動手段と、前記変換手段からの出力直流電圧を平滑化
するための平滑コンデンサと、を有し、入力直流電圧の
電圧値を変換して出力直流電圧として出力するスイッチ
ング電源装置において、前記パルス幅変調手段に発振信
号を発振する発振信号生成手段と、前記発振信号に使用
する発振周波数を含む周波数帯域の信号を通過させるバ
ンドパスフィルタで構成されるとともに、前記変換手段
からの出力直流電圧に表れるリップル電圧を検出するリ
ップル電圧検出手段と、該リップル電圧検出手段で検出
したリップル電圧と、基準値と比較する比較手段と、該
比較手段の比較結果に応じて前記発振信号生成手段より
発振される発振信号の発振周波数を切り換える発振周波
数切換手段と、を有することを特徴とする。

【００１４】このようなスイッチング電源装置におい
て、前記リップル電圧検出手段を、その周波数が前記発
振信号の発振周波数と同等の周波数となる信号を通過さ
せるバンドパスフィルタで構成することによって、前記
ＰＷＭ信号と同期するようにして発生するリップル電圧
を検出することができる。

【００１５】又、前記比較手段が、前記リップル電圧が
最大になるときに同期して比較するための同期信号を生
成する同期手段と、前記同期信号に応じて動作するとと
もに、前記リップル電圧が第１基準値より高いか否かを
判定する第１判定手段と、前記同期信号に応じて動作す
るとともに、前記リップル電圧が第２基準値より低いか
否かを判定する第２判定手段とで構成され、前記リップ
ル電圧が前記第１基準値より高くなったとき、前記発振
周波数切換手段によって、前記発振信号生成手段から発
振される前記発振信号の発振周波数を第１発振周波数か
ら第２発振周波数に切り換えるとともに、前記リップル
電圧が前記第２基準値より低くなったとき、前記発振周
波数切換手段によって、前記発振信号生成手段から発振
される前記発振信号の発振周波数を前記第２発振周波数
から前記第１発振周波数に切り換えるようにする。

【００１６】このとき、前記同期手段が、前記パルス幅
変調手段からのＰＷＭ信号に基づいて、前記同期信号を
生成するようにする。この同期手段をコンデンサと抵抗
で構成される微分回路で構成することによって、ＰＷＭ
信号がハイレベルになる瞬間に同期するような同期信号
を生成することができる。このような同期信号を、前記
第１、第２判定手段に与えることによって、リップル電
圧が最大となったときの値を第１、第２基準値のそれぞ
れと比較することができる。

【００１７】又、このようなスイッチング電源装置で、
まず、第１判定手段で、リップル電圧の最大値が前記第
１基準値が大きくなったと判定されると、前記発振信号
の発振周波数が前記第１発振周波数から前記第２発振周
波数に切り換える。その後、第２判定手段で、リップル
電圧の最大値が前記第１基準値より小さい前記第２基準
値より小さくなったとき、前記発振信号の発振周波数を
前記第２発振周波数から前記第１発振周波数に切り換え
て、基の状態に戻す。このように、前記発振信号の発振
周波数を、前記第１発振周波数から前記第２発振周波数
に一旦切り換えた後、前記第１発振周波数に戻す場合に
おいて、検出するリップル電圧の最大値と前記発振信号
の発振周波数の関係にヒステリシスを形成する。

【００１８】又、このようなスイッチング電源装置にお
いて、前記変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じ
て、前記基準値を調整する調整手段を設けても構わな
い。このような調整手段を、前記変換手段からの出力直
流電圧よりリップル電圧を除いた電圧信号を得るための
ローパスフィルタと、前記出力直流電圧を分圧して第１
基準値とする第１分圧手段と、前記第１基準値を更に分
圧して第２基準値とする第２分圧手段とで構成し、前記
変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じて、前記第
１、第２基準値を調整するようにしても構わない。

【００１９】更に、このようなスイッチング電源装置に
おいて、前記発振信号生成手段が、充放電を繰り返すこ
とによって発振信号を生成する発振信号生成用コンデン
サを有し、前記発振周波数切換回路によって、前記発振
信号生成用コンデンサが充放電を行う際に流れる電流の
大きさを切り換えることで、前記発振信号の発振周波数
を切り換えるようにしても構わない。

【００２０】

【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞本発明の第１
の実施形態のスイッチング電源装置について、図面を参
照して説明する。図１は、本実施形態のスイッチング電
源装置の内部構成を示すブロック回路図である。図２及
び図３は、本実施形態のスイッチング電源装置の各部の
動作を示すタイムチャートである。

【００２１】図１のスイッチング電源装置１は、直流電
源８から供給される直流電圧を変換して負荷９に出力す
る出力部２と、出力部２から出力される直流電圧を制御
する制御部３と、出力部２から出力される直流電圧より
リップル電圧を検出するリップル電圧検出手段４と、リ
ップル電圧検出手段４で検出したリップル電圧を基準値
生成手段６から与えられる基準値と比較する比較器５
と、基準値生成手段６と、制御部３内の発振器３ｄの発
振周波数を切り換える周波数切換手段７とから構成され
る。

【００２２】このようなスイッチング電源装置１におい
て、出力部２は、直流電源８にコレクタが接続されたＮ
ＰＮ型トランジスタ２ａと、トランジスタ２ａのエミッ
タにカソードが接続されるとともにアノードが接地され
たダイオード２ｂと、一端がトランジスタ２ａのエミッ
タとダイオード２ｂのカソードとの接続ノードに接続さ
れたコイル２ｃと、このコイル２ｃの他端に一端が接続
されるとともにその他端が接地された平滑コンデンサ２
ｄとを有する。そして、コイル２ｃと平滑コンデンサ２
ｄとの接続ノードに一端が接地された負荷９の他端が接
続される。

【００２３】又、制御部３は、コイル２ｃと平滑コンデ
ンサ２ｄとの接続ノードに表れる出力Ａが非反転入力端
子に入力されるとともに反転入力端子に基準電圧３ｂの
電圧Ｖｔが入力される差動増幅器３ａと、この差動増幅
器３ａの出力が非反転入力端子に入力されるとともに発
振器３ｄからの三角波Ｆが反転入力端子に入力されるＰ
ＷＭコンパレータ３ｃと、三角波Ｆを発振する発振器３
ｄと、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出力に応じてトランジ
スタ２ａのＯＮ／ＯＦＦ制御を行う駆動回路３ｅとを有
する。又、駆動回路３ｅは、トランジスタ２ａのベース
に信号を与えることによって、トランジスタ２ａのＯＮ
／ＯＦＦ制御を行う。尚、図１において、Ｂがリップル
電圧検出手段４の出力を、ＣがＰＷＭコンパレータ３ｃ
の出力を、Ｄが比較器５の出力を、それぞれ表す。

【００２４】このようなスイッチング電源装置１は、直
流電源８によって印加された直流電圧が、トランジスタ
２ａが図２（ａ）のようなスイッチング動作を行うこと
によって、所定のデューティを持つパルスに変換され
る。そして、トランジスタ２ａがＯＮのとき、このトラ
ンジスタ２ａを介して与えられる直流電源８からの直流
電圧によって、コイル２ｃに電流が流れて、エネルギー
が蓄えられるとともに、負荷９にエネルギーが供給され
る。又、トランジスタ２ａがＯＦＦのとき、ダイオード
２ｂを通じて、コイル２ｃに蓄えられたエネルギーが負
荷９に与えられる。

【００２５】このとき、コイル２ｃを流れる電流が図２
（ｂ）のようになるが、このコイル２ｃを流れる電流の
交流成分が平滑コンデンサ２ｄに流れることによって、
コイル２ｃを流れる電流が平滑化され、負荷９に直流電
流を流す。又、このとき、負荷９にかかる電圧は、図２
（ｃ）のように、出力部２の出力Ａとなる直流電圧に、
平滑コンデンサ２ｄに流れる電流と平滑コンデンサ２ｄ
の抵抗成分（ＥＳＲ）とによって表れるリップル電圧が
重畳される。

【００２６】又、負荷９に与える出力Ａが差動増幅器３
ａの非反転入力端子に与えられ、その反転入力端子に与
えられる基準電圧３ｂの電圧Ｖｔと比較される。そし
て、この差動増幅器３ａで、両者の差を増幅して出力
し、この出力がＰＷＭコンパレータ３ｃの非反転入力端
子に入力される。ＰＷＭコンパレータ３ｃでは、反転入
力端子に発振器３ｄからの図３（ａ）のような三角波Ｆ
が入力され、差動増幅器３ａの出力に応じたデューティ
を有するパルスとなる出力Ｃを駆動回路３ｅに出力す
る。即ち、図３（ｂ）のように、ＰＷＭコンパレータ３
ｃの出力Ｃが、図３（ａ）の差動増幅器３ａの出力が発
振器３ｄからの三角波Ｆより大きいときはハイレベル
（Ｈｉ）となり、又、図３（ａ）の差動増幅器３ａの出
力が発振器３ｄからの三角波Ｆより小さいときはローレ
ベル（Ｌｏｗ）となる。

【００２７】そして、この出力Ｃによって、駆動回路３
ｅがトランジスタ２ａのベース電流を制御して、図３
（ｃ）のように、トランジスタ２ａのＯＮ／ＯＦＦ制御
を行う。即ち、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出力がＨｉの
ときはトランジスタ２ａをＯＦＦとし、又、ＰＷＭコン
パレータ３ｃの出力がＬｏｗのときはＯＮとする。この
ようにして、負荷９に与えられる出力Ａの電圧がフィー
ドバックされることによって、トランジスタ２ａのＯＮ
する期間がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。よっ
て、トランジスタ２ａが発振器３ｄの三角波Ｆの周波数
にて適切なデューティーでスイッチング動作され、スイ
ッチング電源回路１の出力Ａの電圧が所定の値に安定化
される。

【００２８】又、リップル電圧検出手段４では、図２
（ｃ）のような出力部２の出力Ａに表れるリップル電圧
を検出する。この検出されたリップル電圧が、比較器５
で基準値生成手段６による基準値と比較される。この比
較器５での比較結果となる信号が周波数切換手段７に与
えられ、そして、周波数切換手段７は比較器５の信号に
応じて、発振器３ｄより発振される三角波の発振周波数
を適切な周波数に切り換える。

【００２９】例えば、直流電源８の電圧が１２Ｖ、出力
部２からの出力Ａの出力電圧設定値が５Ｖとし、又、負
荷９のリップル電圧許容値がそのピークトゥピークで５
０ｍＶと要求されているものとする。このリップル電圧
許容値をもとに、基準値生成手段６で基準値が生成され
る。このとき、コイル２ｃのインダクタンスの値を２１
０μＨ、室温状態での平滑コンデンサ２ｄのＥＳＲを
０．１Ω、発振器３ｄの三角波Ｆの発振周波数を５０ｋ
Ｈｚに設定すると、上述した（１）式より、出力Ａに表
れるリップル電圧のピークトゥピークが２８ｍＶとな
り、負荷９のリップル許容電圧値内に収まる。即ち、リ
ップル電圧検出装置４で検出されたリップル電圧が、基
準値生成手段６より与えられる基準値より小さくなる。
このとき、周波数切換装置７による三角波Ｆの発振周波
数の切り換えが行われず、三角波Ｆは、発振器３ｄより
５０ｋＨｚの発振周波数で発振される。

【００３０】又、一般的に、平滑コンデンサ２ｄには電
解アルミコンデンサが用いられるが、このような電解ア
ルミコンデンサは、−２０℃の状態では、室温状態に比
べて、そのＥＳＲが約２倍になる。よって、上記のよう
な例において、室温状態でそのＥＳＲが０．１Ωとなる
平滑コンデンサ２ｄのＥＳＲが、−２０℃の状態では、
約０．２Ωとなる。そのため、上述した（１）式より、
出力Ａに表れるリップル電圧のピークトゥピークが５６
ｍＶとなり、負荷９のリップル許容電圧値よりも大きく
なる。即ち、リップル電圧検出装置４で検出されたリッ
プル電圧が、基準値生成手段６より与えられる基準値よ
り大きくなる。このとき、周波数切換装置７による三角
波Ｆの発振周波数の切り換えが行われ、三角波Ｆは、発
振器３ｄより１００ｋＨｚの発振周波数で発振される。
このように三角波Ｆの発振周波数を１００ｋＨｚに切り
換えることによって、上述した（１）式より、出力Ａに
表れるリップル電圧のピークトゥピークが２８ｍＶとな
り、再び、負荷９のリップル許容電圧値内に収まる。

【００３１】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図４は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図５は、リ
ップル電圧検出手段、比較器及び同期手段の内部構成を
示すブロック回路図である。又、図６は、発振器及び周
波数切換手段の内部構成を示すブロック回路図である。
尚、図４のスイッチング電源装置において、図１のスイ
ッチング電源装置と同一の目的で使用する部分について
は同一の記号を付して、その詳細な説明は省略する。

【００３２】図４に示すスイッチング電源装置１ａは、
第１の実施形態（図１）のスイッチング電源装置１に、
同期手段１０が新たに設けられた構成となるスイッチン
グ電源装置である。即ち、スイッチング電源装置１ａに
は、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出力Ｃに同期して比較器
５ａが動作を行うように、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出
力Ｃが入力されるとともに比較器５ａを出力Ｃに応じて
動作させる同期手段１０が設けられる。尚、Ｅ１，Ｅ２
は、基準値生成手段６で生成された基準値を、Ｇは、同
期手段１０の出力を表す。

【００３３】尚、このようなスイッチング電源装置１ａ
において、トランジスタ２ａのスイッチング動作と、コ
イル２ｃを流れる電流及び負荷９にかかる電圧との関係
が、第１の実施形態と同様に図２のようになるととも
に、ＰＷＭコンパレータ３ｃへの入力とその出力及びト
ランジスタ２ａのスイッチング動作の関係が、第１の実
施形態と同様に図３のようになる。

【００３４】このようなスイッチング電源装置１ａのリ
ップル電圧検出手段４、比較器５ａ及び同期手段１０に
ついて、図５を参照して説明する。まず、リップル電圧
検出手段４について説明する。図２に示すように、出力
Ａに重畳するリップル電圧は、トランジスタ２ａのスイ
ッチング動作に同期した変化を行うことがわかる。又、
図３より、このトランジスタ２ａのスイッチング動作
は、ＰＷＭコンパレータ３ｃに入力される三角波Ｆの発
振周波数に同期したものであることがわかる。よって、
リップル電圧が、発振器３ｄからの三角波Ｆの発振周波
数に同期した変化を行う。故に、第１の実施形態で示し
た例のように、三角波Ｆの発振周波数が５０ｋＨｚと１
００ｋＨｚで切り換えられるものとしたとき、リップル
電圧の周波数が５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚとなる。

【００３５】このように、発振器３ｄからの三角波Ｆの
発振周波数に同期した信号となるリップル電圧を検出す
るには、このリップル電圧による信号を通過させるフィ
ルタによって、リップル電圧検出手段４を構成すること
によって実現できる。即ち、図５のように、リップル電
圧検出手段４は、出力Ａが一端にかかるコンデンサ２１
と、このコンデンサ２１の他端に一端が接続されるとと
もに他端が接地された抵抗２２と、コンデンサ２１と抵
抗２２との接続ノードに一端が接続された抵抗２３と、
この抵抗２３の他端に一端が接続されるとともに他端が
接地されたコンデンサ２４とから構成されたフィルタで
ある。又、リップル電圧検出装置４の出力Ｂは、抵抗２
３とコンデンサ２４との接続ノードから出力される。

【００３６】即ち、コンデンサ２１の容量値と抵抗２２
の抵抗値をそれぞれ適切に設定することにより、出力部
２の出力Ａより直流電圧及び低周波成分を除くことがで
きる。そして、抵抗２３の抵抗値とコンデンサ２４の容
量値をそれぞれ適切に設定することにより、発振器３ｄ
からの三角波Ｆの発振周波数に同期したリップル電圧を
通過させるバンドパスフィルタが構成され、出力Ｂとし
て出力される。

【００３７】このような構成のリップル電圧検出装置４
において、上述した例のように、三角波Ｆの発振周波数
が５０ｋＨｚと１００ｋＨｚで切り換えられるものとし
たとき、５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの信号を通過させる
ことができるフィルタを構成する必要がある。よって、
このとき、コンデンサ２１，２４の容量値を、それぞ
れ、０．０３３μＦ、１５ｐＦとするとともに、抵抗２
２，２３の抵抗値をともに１０ｋΩとすることで、５０
ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの信号となるリップル電圧を通過
させることができるフィルタとしてリップル電圧検出装
置が構成される。

【００３８】次に、同期手段１０について説明する。同
期手段１０は、一端にＰＷＭコンパレータ３ｃからの出
力Ｃが与えられるコンデンサ２５と、このコンデンサ２
５の他端に一端が接続されるとともに他端が接地された
抵抗２６によって構成される微分回路である。そして、
このコンデンサ２５と抵抗２６の接続ノードに表れる出
力Ｇが同期信号として比較器５ａに与えられる。

【００３９】このような構成の同期手段１０の動作につ
いて、以下に説明する。まず、ＰＷＭコンパレータ３ｃ
の出力ＣがＬｏｗのときは、コンデンサ２５を通じて同
期手段１０の出力ＧがＬｏｗとなる。そして、出力Ｃが
ＬｏｗからＨｉになったとき、コンデンサ２５から抵抗
２６に電流が流れて同期手段１０の出力ＧがＨｉにな
る。その後、コンデンサ２５の容量値と抵抗２６の抵抗
値によって決定される時間でコンデンサ２５が充電され
るため、コンデンサ２５の両端にかかる電圧が上昇し
て、同期手段１０の出力Ｇの電圧が低下してＬｏｗとな
る。このように、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出力ＣがＬ
ｏｗからＨｉになる瞬間にＨｉになるような出力Ｇが、
同期手段１０より出力される。

【００４０】又、図３より、ＰＷＭコンパレータ３ｃの
出力がＬｏｗからＨｉとなるとき、トランジスタ２ａが
ＯＮからＯＦＦにスイッチングしていることがわかる。
又、図２より、トランジスタ２ａがＯＮからＯＦＦにス
イッチングしているとき、リップル電圧が最大となって
いることがわかる。よって、同期手段１０より出力され
る出力Ｇが、ＰＷＭコンパレータ３ｃの出力がＬｏｗか
らＨｉとなるときに、Ｈｉとなるため、リップル電圧が
最大となるときにＨｉとなることがわかる。

【００４１】次に、比較器５ａについて説明する。比較
器５ａは、リップル電圧検出手段４の出力Ｂが非反転入
力端子に入力される差動増幅器３１と、リップル電圧検
出手段４の出力Ｂが反転入力端子に入力される差動増幅
器３２と、差動増幅器３１，３２の出力がそれぞれ入力
されるＡＮＤ回路３３，３４と、ＡＮＤ回路３３の出力
がセット端子Ｓに入力されるとともにＡＮＤ回路３４の
出力がリセット端子Ｒに入力されるＲＳフリップフロッ
プ３５とから構成される。

【００４２】このような比較器５ａにおいて、基準値生
成手段６より生成された基準値Ｅ１が差動増幅器３１の
反転入力端子に、基準値生成手段６より生成された基準
値Ｅ２が差動増幅器３２の非反転入力端子に、それぞれ
入力される。又、同期手段１０の出力Ｇが、ＡＮＤ回路
３３，３４の両方に入力される。即ち、抵抗２３とコン
デンサ２４との接続ノードが差動増幅回路３１の非反転
入力端子及び差動増幅回路３２の反転入力端子に接続さ
れるとともに、コンデンサ２５と抵抗２６との接続ノー
ドがＡＮＤ回路３３，３４それぞれの一方の入力端子に
接続される。又、基準値生成手段６より与えられる基準
値Ｅ１，Ｅ２は、基準値生成手段６において、その電圧
値がＥ１＞Ｅ２の関係になるように生成される。更に、
ＲＳフリップフロップ３５の出力端子Ｑの出力が、比較
器５ａの出力Ｄとして周波数切換手段７に入力される。

【００４３】このような構成の比較器５ａの動作につい
て、以下に説明する。抵抗２３とコンデンサ２４との接
続ノードに表れるリップル電圧検出手段４の出力Ｂの電
圧が、基準値生成手段６より与えられる基準値Ｅ１の電
圧より大きくなったとき、差動増幅器３１よりＨｉとな
る信号が出力される。このとき、コンデンサ２５と抵抗
２６との接続ノードに表れる同期手段１０の出力ＧがＡ
ＮＤ回路３３の一方の入力端子に入力されるため、この
出力ＧがＨｉとなったときにのみ、差動増幅器３１より
出力される信号がＲＳフリップフロップ３５のセット端
子Ｓに与えられる。

【００４４】よって、出力部２の出力Ａに表れるリップ
ル電圧が最大となるときに差動増幅器３１より出力され
る信号がＲＳフリップフロップ３５のセット端子Ｓに与
えられるため、リップル電圧の最大値が基準値Ｅ１と比
較されたときの結果がＲＳフリップフロップ３５のセッ
ト端子Ｓに与えられることとなる。即ち、リップル電圧
検出手段４で検出されたリップル電圧の最大値が、基準
値Ｅ１の電圧より大きくなったとき、ＲＳフリップフロ
ップ３５のセット端子ＳにＨｉの信号が与えられる。こ
のように、ＲＳフリップフロップ３５のセット端子Ｓに
Ｈｉの信号が与えられると、ＲＳフリップフロップ３５
がセットされて出力端子ＱよりＨｉとなる出力Ｄを周波
数切換手段７に出力する。

【００４５】又、リップル電圧検出手段４の出力Ｂの電
圧が基準値生成手段６より与えられる基準値Ｅ２の電圧
より小さくなったとき、差動増幅器３２よりＨｉとなる
信号が出力される。ＡＮＤ回路３４も、ＡＮＤ回路３３
と同様に、同期手段１０の出力Ｇが一方の入力端子に入
力されるため、この出力ＧがＨｉとなったときにのみ、
差動増幅器３２より出力される信号がＲＳフリップフロ
ップ３５のリセット端子Ｒに与えられる。

【００４６】よって、出力部２の出力Ａに表れるリップ
ル電圧が最大となるときに差動増幅器３２より出力され
る信号がＲＳフリップフロップ３５のリセット端子Ｒに
与えられるため、リップル電圧の最大値が基準値Ｅ２と
比較されたときの結果がＲＳフリップフロップ３５のリ
セット端子Ｒに与えられることとなる。即ち、リップル
電圧検出手段４で検出されたリップル電圧の最大値が、
基準値Ｅ２の電圧より小さくなったとき、ＲＳフリップ
フロップ３５のリセット端子ＲにＨｉの信号が与えられ
る。このように、ＲＳフリップフロップ３５のリセット
端子ＲにＨｉの信号が与えられると、ＲＳフリップフロ
ップ３５がリセットされて出力端子ＱよりＬｏｗとなる
出力Ｄを周波数切換手段７に出力する。

【００４７】以上より、リップル電圧検出手段４で検出
されたリップル電圧の最大値が基準値生成手段６より与
えられる基準値Ｅ１の電圧より大きくなったとき、ＲＳ
フリップフロップ３５がセットされることによって、比
較器５ａの出力ＤがＨｉとなる。その後、リップル電圧
検出手段４で検出されたリップル電圧の最大値が基準値
生成手段６より与えられる基準値Ｅ２の電圧より小さく
なったとき、ＲＳフリップフロップ３５がリセットされ
ることによって、比較器５ａの出力ＤがＬｏｗになって
もとの状態に戻る。尚、電源投入後、リップル電圧検出
手段４で検出されたリップル電圧の最大値が基準値生成
手段６より与えられる基準値Ｅ１の電圧より小さい通常
時においては、比較器５ａの出力ＤはＬｏｗである。

【００４８】上述した例のように、直流電圧８の電圧が
１２Ｖ、出力Ａの設定値が５Ｖ、コイル２ｃのインダク
タンスの値が２１０μＨ、室温状態での平滑コンデンサ
２ｄのＥＳＲが０．１Ωであるとともに、発振器３ｄの
三角波Ｆの発振周波数を５０ｋＨｚと１００ｋＨｚとで
切り換えることとしたときに、例えば、基準値Ｅ１，Ｅ
２の電圧を、それぞれ、２０ｍＶ、５ｍＶと設定する。

【００４９】このとき、室温においては、上述した
（１）式より、出力Ａに表れるリップル電圧のピークト
ゥピークが２８ｍＶとなり、リップル電圧検出手段４で
検出されたリップル電圧の最大値、即ち、出力Ｂの最大
値が１４ｍＶとなる。よって、この出力Ｂの最大値が基
準値Ｅ１よりも小さく基準値Ｅ２よりも大きいため、差
動増幅器３１，３２の出力がともにＬｏｗとなる。その
ため、ＲＳフリップフロップ３５は、セットもリセット
もされていない状態であるため、比較器５ａの出力Ｄが
Ｌｏｗとなる。出力ＤがＬｏｗであるため、周波数切換
手段７によって発振周波数が５０ｋＨｚの三角波Ｆが発
振器３ｄより発振されるように制御される。

【００５０】そして、低温の環境にスイッチング電源装
置１ａにおいたとき、平滑コンデンサ２ｄのＥＳＲが大
きくなるとともに、出力Ａに表れるリップル電圧のピー
クトゥピークの値が大きくなる。このリップル電圧のピ
ークトゥピークが４０ｍＶよりも大きい４２ｍＶになっ
たとき、即ち、リップル電圧検出手段４の出力Ｂの最大
値が２０ｍＶよりも大きい２１ｍＶになったとき、出力
Ｂの最大値が基準値Ｅ１の電圧値より大きくなっている
ので、差動増幅器３１よりＨｉの信号がＲＳフリップフ
ロップ３５のセット端子Ｓに与えられるとともに、差動
増幅器３２よりＬｏｗの信号がＲＳフリップフロップ３
５のリセット端子Ｒに与えられる。よって、ＲＳフリッ
プフロップ３５がセットされる。そのため、比較器５ａ
の出力ＤがＨｉとなる。出力ＤがＨｉであるため、周波
数切換手段７によって発振周波数が１００ｋＨｚの三角
波Ｆが発振器３ｄより発振されるように制御される。

【００５１】このように１００ｋＨｚの発振周波数の三
角波Ｆが発振器３ｄより発振されると、リップル電圧の
ピークトゥピークが（１）式より２１ｍＶになる。よっ
て、リップル電圧検出手段４の出力Ｂの最大値が１０．
５ｍＶとなり、基準値Ｅ１より小さく且つ基準値Ｅ２よ
り大きくなる。よって、差動増幅器３１，３２より出力
される信号が、ともにＬｏｗとなる。故に、ＲＳフリッ
プフロップ３５のセット端子Ｓ及びリセット端子Ｒに入
力される信号がともにＬｏｗであるため、ＲＳフリップ
フロップ３５がセットされた状態のままとなり、出力端
子Ｑより出力される比較器５ａの出力ＤはＨｉのままで
ある。よって、周波数切換手段７によって発振周波数が
１００ｋＨｚの三角波Ｆが発振器３ｄより発振されるよ
うに制御される。

【００５２】そして、三角波Ｆの発振周波数が１００ｋ
Ｈｚの状態のままで、元の室温の環境にスイッチング電
源装置１ａにおいたとき、平滑コンデンサ２ｄのＥＳＲ
が小さくなるとともに、出力Ａに表れるリップル電圧の
ピークトゥピークの値が小さくなる。このリップル電圧
のピークトゥピークが１０ｍＶよりも小さい９ｍＶにな
ったとき、即ち、リップル電圧検出手段４の出力Ｂの最
大値が５ｍＶよりも小さい４．５ｍＶになったとき、出
力Ｂの最大値が基準値Ｅ２の電圧値より小さくなってい
るので、差動増幅器３２よりＨｉの信号がＲＳフリップ
フロップ３５のリセット端子Ｒに与えられるとともに、
差動増幅器３１よりＬｏｗの信号がＲＳフリップフロッ
プ３５のセット端子Ｓに与えられる。よって、ＲＳフリ
ップフロップ３５がリセットされる。そのため、比較器
５ａの出力ＤがＬｏｗとなる。出力ＤがＬｏｗであるた
め、周波数切換手段７によって発振周波数が５０ｋＨｚ
の三角波Ｆが発振器３ｄより発振されるように制御され
て、通常動作に戻る。

【００５３】又、スイッチング電源装置１ａの発振器３
ｄ及び周波数切換手段７について、図６を参照して説明
する。まず、発振器３ｄについて説明する。発振器３ｄ
は、エミッタに電圧ＶDDが印加されたＰＮＰ型トランジ
スタ６１ａ，６１ｂ，６１ｃと、トランジスタ６１ａの
ベース及びコレクタに一端が接続された抵抗６１ｄと、
エミッタが接地されたＮＰＮ型トランジスタ６４ａ，６
４ｂ，６４ｃと、電圧ＶDDとグランド電圧間に直列に接
続された抵抗６３ａ，６３ｂ，６３ｃと、一端に電圧Ｖ
DDが印加された抵抗６３ｄと、抵抗６３ｄの他端がベー
スに接続されるとともにエミッタが接地されたＮＰＮ型
トランジスタ６３ｅと、抵抗６３ｄの他端がコレクタに
接続されるとともにエミッタが接地されたＮＰＮ型トラ
ンジスタ６３ｆと、抵抗６３ａ，６３ｂの接続ノードに
非反転入力端子が接続された差動増幅器６２と、一端が
差動増幅器６２の反転入力端子に接続されるとともに他
端が接地されたコンデンサ６５とで構成される。

【００５４】又、抵抗６３ａの一端に電圧ＶDDが印加さ
れるとともに抵抗６３ｃの一端が接地され、抵抗６３
ｂ，６３ｃの接続ノードにトランジスタ６３ｅのコレク
タが接続される。差動増幅器６２の出力端子にはトラン
ジスタ６３ｆ，６４ｃのベースが接続される。又、トラ
ンジスタ６１ａのベース及びコレクタにトランジスタ６
１ｂ，６１ｃのベースが接続され、トランジスタ６４ｂ
のベース及びコレクタにトランジスタ６４ａのベースと
トランジスタ６４ｃのコレクタが接続される。更に、ト
ランジスタ６１ｂ，６１ｃのコレクタがそれぞれトラン
ジスタ６４ａ，６４ｂのコレクタに接続されるととも
に、トランジスタ６１ｂ，６４ａのコレクタが接続され
た接続ノードが差動増幅器６２の反転入力端子に接続さ
れる。

【００５５】このように、トランジスタ６１ａ，６１
ｂ，６１ｃ及びトランジスタ６４ａ，６４ｂが、それぞ
れ、カレントミラー回路を形成するが、トランジスタ６
１ａ，６１ｂ，６１ｃは、そのベース抵抗が１：１：１
となるようなカレントミラー回路を形成し、又、トラン
ジスタ６４ａ，６４ｂは、そのベース抵抗が１：２とな
るようなカレントミラー回路を形成する。又、このよう
な構成の発振器３ｄは、ＶDD×(抵抗６３ｂの抵抗値＋
抵抗６３ｃの抵抗値)／(抵抗６３ａの抵抗値＋抵抗６３
ｂの抵抗値＋抵抗６３ｃの抵抗値)を最大値Ｖmax、ＶDD
×(抵抗６３ｂの抵抗値)／(抵抗６３ａの抵抗値＋抵抗
６３ｂの抵抗値)を最小値Ｖminとする三角波Ｆを出力す
る。このような発振器３ｄの動作について、以下に説明
する。

【００５６】まず、三角波Ｆの電圧の傾きが正の場合、
差動増幅器６２の非反転入力端子に入力される電圧がＶ
maxとなり、差動増幅器６２の出力がＨｉとなる。この
とき、トランジスタ６３ｆ，６４ｃがＯＮ、トランジス
タ６３ｅがＯＦＦとなる。よって、このように三角波Ｆ
の電圧の傾きが正で、その値がＶmaxより小さいとき
は、差動増幅器６２の非反転入力端子に入力される電圧
が常にＶmaxである。

【００５７】このとき、トランジスタ６１ａに流れる電
流と同量の電流がトランジスタ６１ｂ，６１ｃに流れて
いる。そして、トランジスタ６４ｃがＯＮであるため、
トランジスタ６４ａ，６４ｂがＯＦＦになる。よって、
トランジスタ６１ｂを流れる電流がコンデンサ６５に流
れてコンデンサ６５が充電されることによって、差動増
幅器６２の反転入力端子にかかる電圧が高くなる。その
ため、三角波Ｆの電圧が上昇する。又、トランジスタ６
１ｃを流れる電流は、トランジスタ６４ｃを流れる。

【００５８】そして、三角波Ｆの電圧がＶmaxより高く
なる、即ち、差動増幅器６２の反転入力端子にかかる電
圧がＶmaxより高くなると、差動増幅器６２の出力がＬ
ｏｗとなるので、トランジスタ６３ｆ，６４ｃがＯＦＦ
になるとともに、トランジスタ６３ｅがＯＮになる。よ
って、抵抗６３ｂ，６３ｃの接続ノードがトランジスタ
６３ｅを介して接地された状態にほぼ等しくなるため、
差動増幅器６２の非反転入力端子にかかる電圧がＶmin
となる。

【００５９】このとき、トランジスタ６１ａに流れる電
流と同量の電流がトランジスタ６１ｂ，６１ｃに流れて
いる。そして、トランジスタ６４ｃがＯＦＦであるた
め、トランジスタ６４ａ，６４ｂがＯＮになる。よっ
て、トランジスタ６１ｂを流れる電流がトランジスタ６
４ａに流れるとともに、トランジスタ６１ｃを流れる電
流がトランジスタ６４ｂに流れる。今、トランジスタ６
１ａ，６１ｂ，６１ｃを流れる電流をＩｅとすると、ト
ランジスタ６４ａ，６４ｂがそのベース抵抗が１：２の
カレントミラー回路を構成するため、トランジスタ６４
ａに２×Ｉｅの電流が、トランジスタ６４ｂにＩｅの電
流が流れようとする。よって、コンデンサ６５より充電
された電荷がトランジスタ６４ａを介して残りのＩｅ分
の電流として放電される。そのため、三角波Ｆの電圧が
降下する。

【００６０】そして、三角波Ｆの電圧がＶminより低く
なる、即ち、差動増幅器６２の反転入力端子にかかる電
圧がＶminより低くなると、差動増幅器６２の出力がＨ
ｉとなるので、トランジスタ６３ｆ，６４ｃが再びＯＮ
になるとともに、トランジスタ６３ｅがＯＦＦになる。
よって、差動増幅器６２の非反転入力端子にかかる電圧
が再びＶmaxとなり、上述した動作を行うことによっ
て、三角波Ｆの電圧が上昇する。このような動作を繰り
返すことによって、三角波Ｆが発振器３ｄより発振され
る。

【００６１】このような動作を行う発振器３ｄより発振
される三角波Ｆの発振周波数ｆｏは、三角波Ｆの周期
が、コンデンサ６５が充放電する周期に等しいため、下
の（２）式より求まる。尚、（２）式において、Ｃはコ
ンデンサ６５の容量値である。 ｆｏ＝Ｉｅ／｛２×Ｃ×(Ｖmax−Ｖmin)｝ …（２）

【００６２】次に、周波数切換手段７について説明す
る。周波数切換手段７は、発振器３ｄ内の抵抗６１ｄの
他端にコレクタが接続されるとともにベースに比較器５
ａの出力Ｄが入力されるＮＰＮ型トランジスタ５１と、
トランジスタのコレクタとエミッタとの間に接続された
抵抗５２とから構成される。又、トランジスタ５１は、
そのエミッタが接地されるとともに、そのベースが比較
器５ａのＲＳフリップフロップ３５の出力端子Ｑに接続
される。

【００６３】このような構成の周波数切換手段７の動作
について、以下に説明する。まず、室温の環境下にある
スイッチング電源装置１ａが動作した後、リップル電圧
検出手段４で検出したリップル電圧の最大値が基準値Ｅ
１より小さいとき、上述したように、比較器５ａのＲＳ
フリップフロップ３５の出力端子よりＬｏｗの出力Ｄが
出力される。よって、トランジスタ５１がＯＦＦとな
り、発振器３ｄのトランジスタ６１ａに流れるコレクタ
電流Ｉｅが、抵抗６１ｄ，５２に流れる。よって、トラ
ンジスタ６１ａを流れるコレクタ電流Ｉｅが下の（３）
式で表される。 Ｉｅ＝(ＶDD−ＶBE)／(Ｒ１＋Ｒ２) …（３） 尚、ＶBE：トランジスタ６１ａのベース・エミッタ間電
圧、Ｒ１：抵抗６１ｄの抵抗値、Ｒ２：抵抗５２の抵抗
値である。

【００６４】そして、温度の低い環境にスイッチング電
源装置１ａをおいて、リップル電圧検出手段４で検出し
たリップル電圧の最大値が基準値Ｅ１を超えたとき、上
述したように、比較器５ａ内のＲＳフリップフロップ３
５がセットされるため、出力ＤがＨｉになる。よって、
トランジスタ５１がＯＮとなり、発振器３ｄのトランジ
スタ６１ａに流れるコレクタ電流Ｉｅが、抵抗６１ｄ及
びトランジスタ５１に流れる。よって、トランジスタ６
１ａを流れるコレクタ電流Ｉｅが下の（４）式で表され
る。 Ｉｅ＝(ＶDD−ＶBE−ＶSAT)／(Ｒ１) …（４） 尚、ＶSATは、トランジスタ５１の飽和電圧である。

【００６５】その後、室温の環境にスイッチング電源装
置１ａをおいて、リップル電圧検出手段４で検出したリ
ップル電圧の最大値が基準値Ｅ２を下回ったとき、上述
したように、比較器５ａ内のＲＳフリップフロップ３５
がリセットされるため、出力ＤがＬｏｗになる。よっ
て、再び、トランジスタ５１がＯＦＦとなり、発振器３
ｄのトランジスタ６１ａに流れるコレクタ電流Ｉｅが、
抵抗６１ｄ，５２に流れる。よって、トランジスタ６１
ａを流れるコレクタ電流Ｉｅが上述した（３）式で表さ
れる。

【００６６】このように、トランジスタ５１のベースに
ＲＳフリップフロップ３５の出力端子Ｑより出力される
出力Ｄが与えられることによって、発振器３ｄ内のトラ
ンジスタ６１ａを流れるコレクタ電流Ｉｅが切り換えら
れる。即ち、コンデンサ６５を充放電される電流が調節
されることになるため、（２）式より明らかなように、
発振器３ｄより発振される三角波Ｆの発振周波数が切り
換えられる。又、（３）式と（４）式とを比べたとき、
（３）式で表される電流Ｉｅの方が小さくなる。即ち、
トランジスタ５１がＯＦＦのときに流れる電流Ｉｅが小
さくなるため、出力ＤがＬｏｗのときの三角波Ｆの発振
周波数の方が低くなる。

【００６７】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図７は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図８は、基
準値生成手段と調整手段の内部構成を示すブロック回路
図である。尚、図７のスイッチング電源装置において、
図４のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する部
分については同一の記号を付して、その詳細な説明は省
略する。

【００６８】図７に示すスイッチング電源装置１ｂは、
第２の実施形態（図４）のスイッチング電源装置１ａ
に、調整手段１１が新たに設けられた構成となるスイッ
チング電源装置である。即ち、スイッチング電源装置１
ｂには、基準値生成手段６より比較器５ａに与えられる
基準値Ｅ１，Ｅ２を調整する調整手段１１が設けられ
る。尚、図７内のリップル電圧検出手段４、同期手段１
０、比較器５ａ、周波数切換手段７、及び発振器３ｄ
は、第２の実施形態と同様、図５又は図６のブロック回
路図で示される内部構成であるので、その詳細な説明は
省略する。よって、以下に、変更点となる基準値生成手
段６及び調整手段１１の構成及びその動作について、図
８を参照して説明する。

【００６９】図８に示すように、調整手段１１は、可変
の直流電源４１で構成されるとともに、基準値生成手段
６は、一端が直流電源４１に接続された抵抗４２と、一
端が抵抗４２の他端に接続されるとともに他端が接地さ
れた抵抗４３とで構成される。このように、基準値生成
手段６及び調整手段１１が構成されるとき、基準値Ｅ１
の値が可変の直流電源４１より与えられる電圧値とな
る。また、基準値Ｅ２の値が直流電源４１より与えられ
る電圧値を抵抗４２，４３で分圧した電圧値となる。こ
のようにして、基準値生成手段６より基準値Ｅ１，Ｅ２
が生成されるとともに、調整手段１１となる可変の直流
電源４１によって基準値Ｅ１，Ｅ２が調整される。

【００７０】＜第４の実施形態＞本発明の第４の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図９は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図１０は、
基準値生成手段と調整手段の内部構成を示すブロック回
路図である。尚、図９のスイッチング電源装置におい
て、図７のスイッチング電源装置と同一の目的で使用す
る部分については同一の記号を付して、その詳細な説明
は省略する。

【００７１】図９に示すスイッチング電源装置１ｃは、
第３の実施形態（図７）のスイッチング電源装置１ｂと
異なり、出力部２の出力Ａを用いて基準値生成手段６よ
り生成される基準値Ｅ１，Ｅ２を調整する調整手段１１
ａが設けられる。尚、図７内のリップル電圧検出手段
４、同期手段１０、比較器５ａ、周波数切換手段７、及
び発振器３ｄは、第２の実施形態（図４）及び第３の実
施形態と同様、図５又は図６のブロック回路図で示され
る内部構成であるので、その詳細な説明は省略する。よ
って、以下に、変更点となる基準値生成手段６及び調整
手段１１ａの構成及びその動作について、図１０を参照
して説明する。

【００７２】図１０に示すように、調整手段１１ａは、
一端に出力部２からの出力Ａが入力される抵抗４４と、
抵抗４４の他端に一端が接続されるとともに他端が接地
された抵抗４５と、抵抗４４，４５の接続ノードに一端
が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサ４６
とから構成される。又、基準値生成手段６は、第３の実
施形態（図８）と同様に、抵抗４２，４３で構成され、
抵抗４２の一端に抵抗４４，４５及びコンデンサ４６の
接続ノードが接続される。

【００７３】このように、基準値生成手段６及び調整手
段１１ａが構成されるとき、抵抗４４，４５，４２及び
コンデンサ４６の接続ノードに表れる電圧が基準値Ｅ１
として、抵抗４２，４３の接続ノードに表れる電圧が基
準値Ｅ２として表れる。又、調整手段１１ａにおいて、
出力部２の出力Ａが抵抗４４，４５で分圧されるととも
に、ローパスフィルタを構成する抵抗４４とコンデンサ
４６によって出力Ａに表れるリップル電圧が除去され
る。このようにして、基準値生成手段６に、出力Ａの直
流成分を分圧した電圧が与えられる。

【００７４】上記のように、基準値生成手段６及び調整
手段１１ａを構成することで、基準値Ｅ１，Ｅ２を出力
Ａの直流成分を用いて設定することができる。よって、
リップル電圧検出手段４で検出されるリップル電圧の許
容値を出力Ａの出力電圧の１％以下にするなど、出力Ａ
の出力電圧と相対的にリップル電圧許容値を設定するこ
とができる。このとき、例えば、負荷９への出力電圧を
５Ｖ、発振器３ｄの発振周波数を５０ｋＨｚのときにリ
ップル電圧検出手段４で検出されるリップル電圧の最大
値における許容値を出力電圧の０．４％以下とする場
合、抵抗４２，４３，４４，４５の抵抗値を、それぞ
れ、３０ｋΩ、１０ｋΩ、９９．６ｋΩ、４００Ωと
し、コンデンサ４６の容量値を３μＦとする。このと
き、基準値Ｅ１の電圧値が２０ｍＶ、基準値Ｅ２の電圧
値が５ｍＶとなる。

【００７５】

【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置による
と、出力直流電圧に表れるリップル電圧の大きさをリッ
プル電圧検出手段で検出し、この検出したリップル電圧
の大きさに応じてＰＷＭ信号を生成する際に用いる発振
信号の発振周波数を切り換える。よって、スイッチング
電源装置が低温環境などにおかれて、出力直流電圧を平
滑化するために設けられた平滑コンデンサの等価直列抵
抗値の増加によって増大するリップル電圧を、発振周波
数を高くすることによって、減少させることができる。
又、スイッチング電源装置が通常の室温環境下に置かれ
たときには、発振周波数を低くすることによって、発振
信号のスイッチングによるスイッチングロスを抑制する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。

【図２】スイッチング電源装置の各部の動作を示すタイ
ムチャート。

【図３】スイッチング電源装置の各部の動作を示すタイ
ムチャート。

【図４】第２の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。

【図５】リップル電圧検出手段、比較器及び同期手段の
内部構成を示すブロック回路図。

【図６】発振器及び周波数切換手段の内部構成を示すブ
ロック回路図。

【図７】第３の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。

【図８】基準値生成手段及び調整手段の内部構成を示す
ブロック回路図。

【図９】第４の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。

【図１０】基準値生成手段及び調整手段の内部構成を示
すブロック回路図。

【図１１】従来のスイッチング電源装置の内部構成を示
すブロック図。

【図１２】図１１のスイッチング電源装置の各部の動作
を示すタイムチャート。

【符号の説明】

１ スイッチング電源装置 ２ 出力部 ３ 制御部 ４ リップル電圧検出手段 ５ 比較器 ６ 基準値生成手段 ７ 周波数切換手段 ８ 直流電源 ９ 負荷 １０ 同期手段 １１ 調整手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 増井 謙次 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (72)発明者 久川 浩司 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (72)発明者 佐藤 努 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−133658（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−215568（ＪＰ，Ａ) 特開2000−32747（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力直流電圧をスイッチング動作によっ
   てパルス電圧信号に変換するスイッチング素子と、該ス
   イッチング素子より与えられるパルス電圧信号を出力直
   流電圧に変換する変換手段と、該変換手段からの出力直
   流電圧に基づいてパルス幅変調したＰＷＭ信号を出力す
   るパルス幅変調手段と、該パルス幅変調手段から与えら
   れるＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子のＯＮ／
   ＯＦＦ制御を行う駆動手段と、前記変換手段からの出力
   直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサと、を有
   し、入力直流電圧の電圧値を変換して出力直流電圧とし
   て出力するスイッチング電源装置において、前記変換手段からの出力直流電圧が入力されるとともに
   前記パルス幅変調手段に与える発振信号に使用する発振
   周波数を含む周波数帯域の信号を通過させるバンドパス
   フィルタで構成されるとともに、当該バンドパスフィル
   タを通過した信号より前記出力直流電圧に現れる リップ
   ル電圧の大きさを検出するリップル電圧検出手段を有
   し、 該リップル電圧検出手段で検出した前記リップル電圧の
   大きさに応じて、前記ＰＷＭ信号を生成する際に用いる
   発振信号の発振周波数を切り換えて、前記出力直流電圧
   に現れるリップル電圧の大きさを所定の範囲に収めるこ
   とを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 入力直流電圧をスイッチング動作によっ
   てパルス電圧信号に変換するスイッチング素子と、該ス
   イッチング素子より与えられるパルス電圧信号を出力直
   流電圧に変換する変換手段と、該変換手段からの出力直
   流電圧に基づいてパルス幅変調したＰＷＭ信号を出力す
   るパルス幅変調手段と、該パルス幅変調手段から与えら
   れるＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子のＯＮ／
   ＯＦＦ制御を行う駆動手段と、前記変換手段からの出力
   直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサと、を有
   し、入力直流電圧の電圧値を変換して出力直流電圧とし
   て出力するスイッチング電源装置において、前記パルス幅変調手段に発振信号を発振する発振信号生
   成手段と、 前記発振信号に使用する発振周波数を含む周波数帯域の
   信号を通過させるバンドパスフィルタで構成されるとと
   もに、前記変換手段からの出力直流電圧に表れ るリップ
   ル電圧を検出する リップル電圧検出手段と、 該リップル電圧検出手段で検出したリップル電圧と、基
   準値と比較する比較手段と、 該比較手段の比較結果に応じて前記発振信号生成手段よ
   り発振される発振信号の発振周波数を切り換える発振周
   波数切換手段と、 を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記比較手段が、 前記リップル電圧が最大になるときに同期して比較する
   ための同期信号を生成する同期手段と、 前記同期信号に応じて動作するとともに、前記リップル
   電圧が第１基準値より高いか否かを判定する第１判定手
   段と、 前記同期信号に応じて動作するとともに、前記リップル
   電圧が第２基準値より低いか否かを判定する第２判定手
   段と、を有し、前記リップル電圧が 前記第１基準値より高くなったと
   き、前記発振周波数切換手段によって、前記発振信号生
   成手段から発振される前記発振信号の発振周波数を第１
   発振周波数から第２発振周波数に切り換えるとともに、
   前記リップル電圧が前記第２基準値より低くなったと
   き、前記発振周波数切換手段によって、前記発振信号生
   成手段から発振される前記発振信号の発振周波数を前記
   第２発振周波数から前記第１発振周波数に切り換えるこ
   とを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装
   置。
4. 【請求項４】 前記比較手段が、 前記リップル電圧が最大になるときに同期して比較する
   ための同期信号を生成する同期手段と、 第１基準値より前記リップル電圧が高くなったときにハ
   イとなる第１切換制御信号を出力する第１差動増幅器
   と、 該第１差動増幅器からの出力と前記同期信号とを論理和
   演算する第１ＡＮＤ回路と、 前記第１基準値よりも低い値である第２基準値より前記
   リップル電圧が低くなったときにハイとなる第２切換制
   御信号を出力する第２差動増幅器と、 該第２差動増幅器からの出力と前記同期信号とを論理和
   演算する第２ＡＮＤ回路と、 を備え、 前記第１ＡＮＤ回路からハイとなる前記第１切換制御信
   号が出力されたとき、前記発振周波数切換手段によっ
   て、前記発振信号生成手段から発振される前記発振信号
   の発振周波数を第１発振周波数から該第１発振周波数よ
   り高い第２発振周波数に切り換えるとともに、 前記第２ＡＮＤ回路からハイとなる前記第２切換制御信
   号が出力されたとき、前記発振周波数切換手段によっ
   て、前記発振信号生成手段から発振される前記発振信号
   の発振周波数を前記第２発振周波数から前記第１発振周
   波数に切り換えることを特徴とする請求項２に記載のス
   イッチング電源装置。
5. 【請求項５】 前記同期手段が、前記パルス幅変調手段
   からのＰＷＭ信号に基づいて、前記同期信号を生成する
   ことを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のスイッ
   チング電源装置。
6. 【請求項６】 前記同期手段が、 一端が前記パルス幅変調手段からの出力と接続されたコ
   ンデンサと、 該コンデンサの他端に一端が接続された抵抗と、 より構成され、 前記コンデンサ及び前記抵抗の接続ノードの出力を前記
   同期信号とすることを特徴とする請求項５に記載のスイ
   ッチング電源装置。
7. 【請求項７】 前記変換手段からの出力直流電圧の電圧
   値に応じて、前記基準値を調整する調整手段を有するこ
   とを特徴とする請求項２〜請求項６のいずれかに記載の
   スイッチング電源装置。
8. 【請求項８】 前記変換手段からの出力直流電圧よりリ
   ップル電圧を除いた電圧信号を得るためのローパスフィ
   ルタと、前記出力直流電圧を分圧して第１基準値とする
   第１分圧手段と、前記第１基準値を更に分圧して第２基
   準値とする第２分圧手段とから成る調整手段を有し、 前記変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じて、前
   記第１、第２基準値を調整することを特徴とする請求項
   ３〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装
   置。
9. 【請求項９】 前記発振信号生成手段が、充放電を繰り
   返すことによって発振信号を生成する発振信号生成用コ
   ンデンサを有するとともに、 前記発振周波数切換回路によって、前記発振信号生成用
   コンデンサが充放電を行う際に流れる電流の大きさが切
   り換えられることで、前記発振信号の発振周波数が切り
   換えられることを特徴とする請求項２〜請求項８のいず
   れかに記載のスイッチング電源装置。