JP5652088B2

JP5652088B2 - スイッチング電源の制御回路及び電子機器

Info

Publication number: JP5652088B2
Application number: JP2010220203A
Authority: JP
Inventors: 篤史福田; 松山　俊幸; 俊幸松山
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2010-09-30
Filing date: 2010-09-30
Publication date: 2015-01-14
Anticipated expiration: 2030-09-30
Also published as: JP2012075295A

Description

本願は、負荷に電力を供給するスイッチング電源の制御回路及び電子機器に関する。

電子機器等において、負荷への電力供給にスイッチング電源が用いられており、例えば、直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣＤＣコンバータが用いられている。図１は、従来のＤＣＤＣコンバータの一例を示す。電源電圧ＶＣＣは入力電圧として制御回路１Ａに供給され、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＦＥＴ１のソースに印加される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＦＥＴ２は、トランジスタＦＥＴ１と直列に接続される。トランジスタＦＥＴ２のソースは、制御回路１ＡのＧＮＤ端子を介して接地される。トランジスタＦＥＴ１とトランジスタＦＥＴ２との接続点は、制御回路１ＡのＬＸ端子を介してコイルＬｏの一端に接続される。

コイルＬｏの他端に接続されたコンデンサＣｏに発生する出力電圧Ｖｏは、制御回路１ＡのＩＮ端子にフィードバックされる。誤差増幅器２は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧した帰還電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅して誤差電圧を生成する。誤差増幅器２の反転入力端子、出力端子間に接続された抵抗Ｒ１３、コンデンサＣ１１は、位相補償回路の一例である。誤差増幅器２が出力する誤差電圧は、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される。

トランジスタＦＥＴ１とゲート及びソースが共通に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＦＥＴ３は、トランジスタＦＥＴ１がオン状態時にコイルＬｏに流れるピーク電流を検出する。検出されたピーク電流は、レベルコンバータ６を介して抵抗Ｒｓに流れる。これにより、抵抗ＲｓにはコイルＬｏのピーク電流に応じた検出電圧が発生する。検出電圧は、コンパレータ３の反転入力端子に入力され、誤差増幅器２が出力する誤差電圧と比較される。

発振回路７Ａは、電圧Ｖｏｓｃ、抵抗Ｒｏｓｃ、コンデンサＣｏｓｃの値で決まる一定周波数のクロック信号を出力する。コンパレータ３の出力信号と発振回路７Ａのクロック信号とがＰＷＭ制御回路４に入力され、ＰＷＭ制御回路４からＡＳＴ（Anti-Shoot-Through）回路５を介してトランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２のゲートに駆動信号が出力される。ＰＷＭ制御回路４は、コンパレータ３の出力信号に基づいてトランジスタＦＥＴ１のオン・デューティを制御し、発振回路７Ａのクロック信号に基づいてトランジスタＦＥＴ１のスイッチング周波数を制御することで、トランジスタＦＥＴ１のオン時間を制御する。ＡＳＴ回路５は、同期整流動作を行うトランジスタＦＥＴ２がトランジスタＦＥＴ１と同時にオン状態になるのを防止する機能を有するドライバである。

上記の構成により、トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２が交互にオン状態とされ、コイルＬｏにトランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２を介して電流が流れる。また、コンデンサＣｏは、コイルＬｏと共に出力電圧Ｖｏを平滑化する。これにより、入力電圧が降圧され、負荷に供給する出力電圧Ｖｏが生成される。

ところで、コイルは直流重畳特性と呼ばれる特性を有しており、コイルに直流バイアス電流を流すとインダクタンス値が低下する。そのため、ＤＣＤＣコンバータでは、負荷電流が増加するとコイルのインダクタンス値が低下し、コイルのピーク電流が増加する結果、コイルのピーク電流と出力平均電流との差が大きくなる。図１のような電流モード制御のＤＣＤＣコンバータにおいては、過電流保護回路など、コイルのピーク電流で判断する回路が多く、コイルのピーク電流のみ増加してしまうと、正常動作時にＤＣＤＣコンバータの過電流保護機能が誤動作する等の影響を与える上、出力のリップル電圧も高電流側で悪化してしまう。

ＤＣＤＣコンバータに関して、コイル電流を見て負荷の軽重に応じてスイッチング周波数を制御する構成が知られている。

特開２００８−２６３７１４号公報

図２は、コイルの直流重畳特性の一例を示す。図２に示されるように、コイルの種類によって直流重畳特性は異なる。例えば、小型化のために採用が増えている積層コイルは、一般に従来からＤＣＤＣコンバータで採用されている巻線コイルと比較して直流重畳特性が悪い。直流重畳特性が悪いコイルでは直流バイアス電流Ｉの増加に伴うインダクタンス値Ｌの低下が大きく、直流重畳特性が良いコイルでは直流バイアス電流Ｉの増加に伴うインダクタンス値Ｌの低下が小さい。

図３は、特許文献１のＤＣＤＣコンバータにおいて、直流重畳特性の異なるコイルを接続した場合のコイル電流ＩＬの波形を示す。負荷電流Ｉｏが十分に低い場合には、コイルの直流重畳特性によらずインダクタンス値の低下がほとんどないため、コイル電流ＩＬの振幅は一定で、ＤＣＤＣコンバータは安定して動作する。また、特許文献１の構成によれば、負荷電流Ｉｏが増加するとスイッチング周波数を高くするため、コイルの直流重畳特性が設定通りの場合には、高負荷電流時にインダクタンス値が低下してもピーク電流が伸びず、ピーク電流と平均電流との差が大きくなることはない。したがって、図３（Ａ）に示されるようにコイル電流ＩＬの振幅が一定に制御され、ＤＣＤＣコンバータは安定して動作する。

しかしながら、図３（Ｂ）に示されるように、コイルの直流重畳特性が設定よりも良い場合、インダクタンス値の低下が小さいため、コイル電流ＩＬの振幅が小さくなる。また、図３（Ｃ）に示されるように、コイルの直流重畳特性が設定よりも悪い場合、インダクタンス値の低下が大きいため、コイル電流ＩＬの振幅が大きくなる。このように、コイルの直流重畳特性が設定と異なる場合には、コイル電流ＩＬの振幅が増減するため、ＤＣＤＣコンバータの動作が不安定になる他、使用するコイルの直流重畳特性に依存して出力のリップル電圧がばらつく。

本願は、直流重畳特性の異なるコイルが接続された場合にも安定して動作することが可能なスイッチング電源の制御回路及び電子機器を提供することを目的とする。

本願に開示されているスイッチング電源の制御回路は、出力トランジスタのスイッチングによって出力コイルを駆動して入力電圧から負荷に供給する出力電圧を生成するスイッチング電源の制御回路であって、前記出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、前記出力トランジスタの導通期間に前記出力コイルに流れるピーク電流を検出し、前記ピーク電流に応じた検出電圧を生成する電流検出回路と、前記誤差電圧と前記検出電圧とを比較するコンパレータと、前記誤差電圧と前記検出電圧とに基づいて、前記出力コイルの直流重畳特性に応じた補正電圧を生成する補正回路と、前記補正電圧によって周波数を制御する電圧制御発振器と、前記コンパレータの出力信号と前記電圧制御発振器の出力周波数とに基づいて、前記出力トランジスタの前記導通期間を制御するスイッチング制御部と、を有し、前記補正回路は、前記誤差電圧をレベル変換するレベル変換回路と、前記検出電圧から前記コイルのリップル電流の成分を検出し、検出した前記リップル電流に応じて前記レベル変換回路のゲインを制御する制御信号を出力するリップル電流検出回路と、を有し、前記レベル変換回路は、前記誤差電圧のレベルを所定電圧分シフトするレベルシフト回路と、前記制御信号に基づいて、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が大きい場合には前記ゲインを上げ、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が小さい場合には前記ゲインを下げて、前記レベルシフト回路から出力される出力電圧を制御するゲインコントロール回路と、前記ゲインコントロール回路の出力電圧をクランプして、前記電圧制御発振器に前記補正電圧を出力するクランプ回路と、を備える。

開示のスイッチング電源の制御回路、電子機器によれば、負荷電流と、接続されたコイルの直流重畳特性とに応じてスイッチング周波数を制御することで、直流重畳特性の異なるコイルが接続された場合にも安定して動作することができる。

従来例を示す図である。コイルの直流重畳特性の一例を示す図である。特許文献１のＤＣＤＣコンバータにおいて、直流重畳特性の異なるコイルを接続した場合のコイル電流ＩＬの波形を示す図である。実施形態の一例を示す図である。コイル直流重畳補正回路の変換特性を示す図である。コイル直流重畳補正回路の実施例を示す図である。コイルリップル電流検出部の実施例を示す図である。本実施形態のＤＣＤＣコンバータにおいて、直流重畳特性の異なるコイルを接続した場合のコイル電流ＩＬの波形を示す図である。

図４は、実施形態の一例を示す。図４では、図１と対応する部分には同一の符号を付して、説明を省略する。制御回路１Ｂは、レベル変換回路８とリップル電流検出回路９とを含む補正回路１０を備える。補正回路１０は、誤差増幅器２が出力する誤差電圧と、抵抗Ｒｓに発生するコイルＬｏのピーク電流に応じた検出電圧とに基づいて、コイルＬｏの直流重畳特性に応じた補正電圧を生成する。また、発振回路７Ｂは、補正回路１０が出力する補正電圧と基準電圧Ｖｏｓｃとのうち高い方の電圧によって周波数を制御する電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator）である。

図５は、補正回路１０の変換特性を示す。図５（Ａ）において入力電圧とは、誤差増幅器２から補正回路１０のレベル変換回路８へ入力される電圧を示す。すなわち、ここでの入力電圧とは、誤差増幅器２が出力する誤差電圧である。また、出力電圧とは、補正回路１０のレベル変換回路８から発振回路７Ｂへ出力される電圧を示す。すなわち、ここでの出力電圧とは、補正回路１０が出力する補正電圧である。

レベル変換回路８は、コイルＬｏに流れるピーク電流と比例した直流電圧が出力される誤差増幅器２から入力される誤差電圧を、図５（Ａ）に示されるようにレベル変換して発振回路７Ｂへ出力する。また、リップル電流検出回路９は、レベルコンバータ６を介して出力されるコイルＬｏのピーク電流に応じた検出電圧からリップル電流の成分を検出する（図５（Ｂ）参照）。リップル電流検出回路９は、検出したリップル電流に応じてレベル変換回路８のゲインを制御するゲインコントロール信号を出力する。レベル変換回路８は、リップル電流検出回路９のゲインコントロール信号に基づいて、図５に示されるように、リップル電流が大きい場合にはゲインを上げ、リップル電流が小さい場合にはゲインを下げる。

本実施形態のＤＣＤＣコンバータは、上記の構成を有する補正回路１０が出力する補正電圧で発振回路７Ｂによる周波数制御を行うことで、出力Ｖｏの負荷電流とコイルＬｏの直流重畳特性とに応じてスイッチング周波数を制御する。これにより、コイルの種類によって異なる直流重畳特性によるインダクタンス値の低下（図２参照）と反比例したスイッチング周波数でトランジスタＦＥＴ１のオン時間が制御される。したがって、高負荷電流時に直流重畳特性にてコイルのインダクタンス値が低下してもコイルのピーク電流が伸びず、ピーク電流と平均電流との差が大きくなることはない。すなわち、コイルＬｏのリップル電流が常に一定になるように制御され、直流重畳特性の異なるコイルが接続された場合にも安定して動作することができる。

図６は、補正回路１０の実施例を示す。図６において、レベルシフト回路８１、ゲインコントロール回路８２、クランプ回路８３を含む構成が図４のレベル変換回路８に相当し、コイルリップル電流検出部９１、増幅器９２を含む構成が図４のリップル電流検出回路９に相当する。

レベルシフト回路８１は、ＤＣＤＣコンバータの出力電流が０ＡのときにＶｏｓｃにて設定された周波数が発振回路７Ｂから出力されるよう、図５（Ａ）に示されるように誤差増幅器２が出力する誤差電圧のレベルを電圧Ｖｏｓｃ分シフトする。ゲインコントロール回路８２は、コイルリップル電流検出部９１で検出されたリップル電流と電圧Ｖｒｐｐｌとを比較する増幅器９２が出力するゲインコントロール信号に基づいて、図５（Ａ）に示されるように発振回路7Ｂへの出力電圧に傾きを持たせることで、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング周波数制御を行う。これにより、直流重畳特性の異なるコイルが接続された場合においてもコイルのリップル電流が一定となる。クランプ回路８３は、高電流側で所定値に収束するコイルの直流重畳特性（図２参照）に近似させるために、図５（Ａ）に示されるように発振回路７Ｂへの出力電圧をクランプする。

図７は、コイルリップル電流検出部９１の実施例を示す。コイルリップル電流検出部９１は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、サンプル＆ホールド回路９１１、インバータ９１２、バッファ９１３を含む。スイッチＳＷ１は、トランジスタＦＥＴ１をオン状態とする駆動信号によりトランジスタＦＥＴ１がオン状態である期間にオン状態となり、他端がサンプル＆ホールド回路９１１の入力と接続されたコンデンサＣ１の一端を、レベルコンバータ６へ接続する。スイッチＳＷ２は、インバータ９１２によりスイッチＳＷ１と逆相で制御され、トランジスタＦＥＴ１がオフ状態である期間にオン状態となり、他端が接地されたコンデンサＣ２の一端を、サンプル＆ホールド回路９１１の出力に接続する。また、コンデンサＣ２の一端は、バッファ９１３を介して増幅器９２（図６参照）の反転入力端子へ接続される。

上記の構成により、トランジスタＦＥＴ１がオン状態である期間のみスイッチＳＷ１がオン状態となり、コンデンサＣ１を介してリップル電流の成分がサンプル＆ホールド回路９１１に取り込まれる。続いて、トランジスタＦＥＴ１がオフ状態である期間にスイッチＳＷ２がオン状態となり、サンプル＆ホールド回路９１１からリップル電流の成分が出力され、コンデンサＣ２に電荷が蓄積される。コンデンサＣ２に発生する電圧は、バッファ９１３を介して増幅器９２の反転入力端子へ出力されて電圧Ｖｒｐｐｌと比較され、ゲインコントロール信号が生成される（図６参照）。このように、本実施例のコイルリップル電流検出部９１によれば、発振回路7Ｂで発生する周波数の１周期毎にコイルのリップル電流をモニターし、１周期前のトランジスタＦＥＴ１のオン状態時におけるリップル電流に応じてゲインをダイナミックに制御することができ、コイル電流の変化に対して即座にコイルのリップル電流を一定に制御することができる。

図８は、本実施形態のＤＣＤＣコンバータにおいて、直流重畳特性の異なるコイルを接続した場合のコイル電流ＩＬの波形を示す。負荷電流Ｉｏが十分に低い場合には、特許文献１のＤＣＤＣコンバータ（図３参照）と同様に、コイル電流ＩＬの振幅は一定で、ＤＣＤＣコンバータは安定して動作する。高負荷電流時について、図８（Ｂ）に示されるように、コイルの直流重畳特性が良い場合、図８（Ａ）の設定通りの場合と比較してスイッチング周波数が減少し、コイル電流ＩＬの振幅は一定となるように制御される。また、図８（Ｃ）に示されるように、コイルの直流重畳特性が悪い場合、図８（Ａ）の設定通りの場合と比較してスイッチング周波数が増加し、コイル電流ＩＬの振幅は一定となるように制御される。このように、本実施形態のＤＣＤＣコンバータによれば、コイルの直流重畳特性が設定と異なる場合にも、スイッチング周波数を自動で補正してコイル電流ＩＬの振幅を一定に制御し、安定して動作することができる。

以上、詳細に説明したように、前記実施形態によれば、リップル電流をモニターしてスイッチング周波数を変更することで、コイルＬｏのリップル電流が常に一定になるように制御され、直流重畳特性の異なるコイルが接続された場合にも安定して動作することができる。負荷電流ＩｏとコイルＬｏの直流重畳特性とによりインダクタンス値が変化して過電流保護機能の誤動作や出力のリップル電圧がばらつく問題を、負荷電流とコイルＬｏの直流重畳特性とに応じてスイッチング周波数を制御することで、解決することができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内での種々の改良、変更が可能であることは言うまでもない。

例えば、前記実施形態では、発振回路７Ｂ（図４参照）は、補正回路１０が出力する補正電圧と電圧Ｖｏｓｃとのうち高い方の電圧によって周波数を制御する電圧制御発振器である、とした。しかし、これに限らず、電圧Ｖｏｓｃを発生する電圧源を無くし、補正回路１０が出力する補正電圧のみで周波数を制御する構成としてもよい。

また、上述したＤＣＤＣコンバータと、入力電圧を供給するバッテリと、出力電圧Ｖｏを供給されて動作するシステムと、を備える電子機器を構成してもよい。

尚、コンデンサＣｏは出力コンデンサの一例、トランジスタＦＥＴ１は出力トランジスタの一例、コイルＬｏは出力コイルの一例、電源電圧ＶＣＣは入力電圧の一例、出力電圧Ｖｏは出力電圧の一例、基準電圧Ｖｒｅｆは基準電圧の一例、誤差増幅器２は誤差増幅器の一例、トランジスタＦＥＴ３、レベルコンバータ６、及び抵抗Ｒｓは電流検出回路の一例、コンパレータ３はコンパレータの一例、補正回路１０は補正回路の一例、発振回路７Ｂは電圧制御発振器の一例、ＰＷＭ制御回路４、及びＡＳＴ回路５はスイッチング制御部の一例、レベル変換回路８はレベル変換回路の一例、ゲインコントロール信号は制御信号の一例、リップル電流検出回路９はリップル電流検出回路の一例、電圧Ｖｏｓｃは所定電圧の一例、レベルシフト回路８１はレベルシフト回路の一例、ゲインコントロール回路８２はゲインコントロール回路の一例、クランプ回路８３はクランプ回路の一例、スイッチＳＷ１は第１スイッチの一例、スイッチＳＷ２は第２スイッチの一例、コンデンサＣ１は第１コンデンサの一例、コンデンサＣ２は第２コンデンサの一例、である。

１Ａ、１Ｂスイッチング電源の制御回路
２誤差増幅器
３コンパレータ
４ＰＷＭ制御回路
５ＡＳＴ回路
６レベルコンバータ
７Ａ、７Ｂ発振回路
８レベル変換回路
９リップル電流検出回路
１０補正回路
８１レベルシフト回路
８２ゲインコントロール回路
８３クランプ回路
９１コイルリップル電流検出部
９２増幅器
９１１サンプル＆ホールド回路
９１２インバータ
９１３バッファ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃｏ、Ｃｏｓｃコンデンサ
ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３トランジスタ
Ｌｏコイル
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒｏｓｃ、Ｒｓ抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２スイッチ

Claims

出力トランジスタのスイッチングによってコイルに流れる電流を制御して入力電圧から負荷に供給する出力電圧を生成するスイッチング電源の制御回路であって、
前記出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、
前記出力トランジスタの導通期間に前記コイルに流れるピーク電流を検出し、前記ピーク電流に応じた検出電圧を生成する電流検出回路と、
前記誤差電圧と前記検出電圧とを比較するコンパレータと、
前記誤差電圧と前記検出電圧とに基づいて、前記コイルの直流重畳特性に応じた補正電圧を生成する補正回路と、
前記補正電圧によって周波数を制御する電圧制御発振器と、
前記コンパレータの出力信号と前記電圧制御発振器の出力周波数とに基づいて、前記出力トランジスタの前記導通期間を制御するスイッチング制御部と、
を有し、
前記補正回路は、
前記誤差電圧をレベル変換するレベル変換回路と、
前記検出電圧から前記コイルのリップル電流の成分を検出し、検出した前記リップル電流に応じて前記レベル変換回路のゲインを制御する制御信号を出力するリップル電流検出回路と、
を有し、
前記レベル変換回路は、
前記誤差電圧のレベルを所定電圧分シフトするレベルシフト回路と、
前記制御信号に基づいて、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が大きい場合には前記ゲインを上げ、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が小さい場合には前記ゲインを下げて、前記レベルシフト回路から出力される出力電圧を制御するゲインコントロール回路と、
前記ゲインコントロール回路の出力電圧をクランプして、前記電圧制御発振器に前記補正電圧を出力するクランプ回路と、
を備えることを特徴とする制御回路。
出力電圧を平滑化するコンデンサと、
前記コンデンサへの電流供給経路に設けられたコイルと、
前記コイルに入力電圧を印加する出力トランジスタと、
前記出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、
前記出力トランジスタの導通期間に前記コイルに流れるピーク電流を検出し、前記ピーク電流に応じた検出電圧を生成する電流検出回路と、
前記誤差電圧と前記検出電圧とを比較するコンパレータと、
前記誤差電圧と前記検出電圧とに基づいて、前記コイルの直流重畳特性に応じた補正電圧を生成する補正回路と、
前記補正電圧によって周波数を制御する電圧制御発振器と、
前記コンパレータの出力信号と前記電圧制御発振器の出力周波数とに基づいて、前記出力トランジスタの前記導通期間を制御するスイッチング制御部と、
前記出力電圧が供給されるシステムと、
を有し、
前記補正回路は、
前記誤差電圧をレベル変換するレベル変換回路と、
前記検出電圧から前記コイルのリップル電流の成分を検出し、検出した前記リップル電流に応じて前記レベル変換回路のゲインを制御する制御信号を出力するリップル電流検出回路と、
を有し、
前記レベル変換回路は、
前記誤差電圧のレベルを所定電圧分シフトするレベルシフト回路と、
前記制御信号に基づいて、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が大きい場合には前記ゲインを上げ、前記ピーク電流の値より前記リップル電流の値が小さい場合には前記ゲインを下げて、前記レベルシフト回路から出力される出力電圧を制御するゲインコントロール回路と、
前記ゲインコントロール回路の出力電圧をクランプして、前記電圧制御発振器に前記補正電圧を出力するクランプ回路と、
を備えることを特徴とする電子機器。