CN1129497A - 脉宽调制直流-直流升压转换器 - Google Patents

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Abstract

一种使开关损耗降为最低的脉宽调制直流-直流升压转换器电路(300)。该电路以恒定的频率并在连续模式(电流不变)下工作。通过在开关器件切换至导通状态之前使主开关器件(302)的固有寄生电容放电并且在输出整流器断开时降低电路中输出整流器(320)的反向恢复电流，来使接通损耗降至最低。通过断开时在开关器件的两端产生零电压条件，来使开关器件中的断开损耗降至最低。

Description

脉宽调制直流-直流升压转换器
发明领域
本发明涉及直流-直流的电压转换器，尤其涉及那些用零压切换技术将转换器半导体器件中的开关损耗降为最低的直流-直流升压转换器(boost converter)。
背景技术
直流-直流升压转换器常选作交流/直流AC/DC转换器中的前端功率级。直流-直流转换器有两种类型：脉宽调制(PWM)转换器和谐振转换器。PWM转换器阻断功率通量并控制占空系数，以便处理电源。谐振转换器则以正弦形式处理电源。PWM转换器在恒定的频率和可变的脉冲宽度下工作，而谐振转换器则在恒定的脉冲宽度下以变化的频率工作。当今主要使用PWM转换器，因为其电路简单而且易于控制。
在PWM升压转换器电路中，快速接通开关，以在一电感器的两端产生高电压。当断开开关时，电感电流通过一二极管给一输出电容器充电，并在输出端产生比原先提供的电压为高的电压。图1示出了一基本的(PWM)升压转换器电路100，它由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)功率晶体管(MOSFET)102、电感器104、二极管106和电容器108组成。MOSFET 102的栅极端“g”连至一外部脉冲切换的电压源(Vswitch)116。MOSFET 102的漏极端“d”与电感器104和二极管106相连。MOSFET 102的源极端“s”接地。图1示出了连接于电路100之输入端的电压源(Vin)112，和在电路100的输出端与电容器108并联的负载114。图1还示出了流过电感器104的电流IL104、流过二极管106的电流ID106和流过MOSFET102的电流IDS102等电流标记；以及电感器104两端的电压VL104、MOSFET102两端的电压VDS102、电容器108两端的电压VC108和负载114两端的电压VL等电压标记。
MOSFET 102起着一个电子开关的作用，用以控制流过电感器104的电流IL104。在转换器开关周期中，Vswitch 116将脉冲电压加至MOSFET 102的栅极。该脉冲电压使MOSFET 102在“接通”(导通)状态和“断开”(非导通)状态之间作循环。当MOSFET 102接通和导通时，跨于MOSFET 102的漏-源电压VDS102为零，并且驱使电流IL104从Vin出发通过电感器104和MOSFET 102至地。此时，电感器104中的电流IL104和MOSFET 102中的电流IDS102相同。在开关周期的这段时间，由电容器108在前一周期中所充的电压VC108作为VL加到负载上。二极管106阻止反向电流从电容器108流入MOSFET 102和地。
当MOSFET 102断开时，被阻止流过MOSFET 102的电流IDS102在电感器104的两端产生一较高的电压。在断开时刻，电感器104两端的电压马上改变极性，并升高至Vin和VL之间的差。现在，二极管106正向偏置，从而存储在电感器104中的能量由电流ID106经过二极管106输给电容器108和负载。流过电感器104的电流下降，而电容器108两端的电压VC108升高。
重复上述MOSFET 102导通和断开的切换循环。经过一段设定的时间后，MOSFET 102再次接通。转换器是自动控制的，所以电感器中的平均电流等于负载电流。再次驱使电流从Vin经过电感器104和MOSFET 102至地，同时电容器108用前一个周期中存储的充电电能供给负载114。电容器108两端的平均电压依赖Vswitch116输出的脉冲宽度。在导通和断开之间切换MOSFET 102的周期以很高的速率重复。由Vswitch 116施加的脉冲电压频率一般可以是30-50千赫兹。由于较高的频率允许使用数值和尺寸都较小的电感器，所以希望转换器使用高的开关频率。于是转换器的体积可以做得较小，而且重量较轻。
然而，在较高开关频率下运行转换器的一个缺点是，切换功率损耗会随开关频率的升高而增加。实际上，这些开关损耗是选择开关频率的限制因素。使转换器以高开关频率运行，并能将转换器切换元件中的开关损耗降至最低曾经是转换器设计的一个目标。
在图1的升压电路100中，MOSFET 102在接通和断开期间都会产生损耗。诸如MOSFET 102的MOSFET具有固有寄生电容，它实际上是跨于漏-源两极之间的电容。该漏-源电容会使MOSFET102被电感性地断开，电容性地接通。断开期间，漏电感引起的电压尖峰产生噪声和电压应力。接通期间，存储在MOSFET 102之漏-源电容中的能量被内部损耗掉。接通损耗依赖于开关频率和存储在漏-源电容中的能量。
升压电路100中另一种开关损耗的起因是开关晶体管MOS-FET 102中的接通损耗，它是由于二极管106断开之前二极管106中的反向恢复电流而产生的。当接通MOSFET 102时，需要一段有限时间来复合二极管106中的电荷。二极管106中将产生反向恢复电流的负向尖峰，直至二极管106中的这些电荷复合。来自该电流尖峰的能量在MOSFET 102中被损耗掉。
图2A-2D中示出了因MOSFET 102的漏-源电容和二极管106的反向恢复电流而引起的接通开关损耗，图中描绘了开关周期中MOSFET 102接通阶段的电流和电压波形。图2A示出了MOSFET1 02上漏-源电压VDS102的波形。图2B示出了流过二极管106的电流ID106的波形。图2C示出了流过MOSFET 102的漏-源电流IDS102的波形。图2D示出了加在MOSFET 102上的栅-源电压Vswitch的波形。如图2A-2D中所见，可将MOSFET 102开关周期的导通阶段分为五个时段I-V。
在时段I期间，Vswitch为零并且MOSFET 102断开。VDS102是输出电压电平与二极管106两端压降之和。当时段I开始时，随着Vswitch被脉冲升高，它开始上升，以接通MOSFET 102。在时段II期间，Vswitch低于接通MOSFET 102所需的阈值电压。在时段III期间，当Vswitch升高到接通阈值之上时，MOSFET 102接通。当MOSFET 102的漏-源电容放电时，VDS102下降，并且二极管106变成反向偏置并开始断开。电流ID106因二极管106中的大的脉冲反向恢复电流而变负。由于没有限流电阻与MOSFET 102和二极管106串联，所以电流ID106相当大。因为电压VDS102仍然很高，所以MOSFET 102中产生较大的功率损耗。在时段IV中，二极管106已经断开。随着VDS102下降至零，MOSFET 102中产生更多的损耗。在时段V中，Vswitch上升并使MOSFET 102饱和，完全接通。
MOSFET 102在接通周期的时段III和IV内的损耗可以通过这样的方法来限制，即尽可能降低跨于MOSFET 102的电压VDS102和在开关周期的接通阶段期间由二极管106流入MOSFET 102的反向恢复电流ID106。理想的接通条件是将跨于MOSFET 102的VDS102设置为零电压。利用接通期间VDS102为零电压，以使MOSFET 102中电压与电流的乘积因此功率损耗为零。把已知的零电压切换技术应用到图1基本的升压转换器电路上，便能实现本目标。
零电压切换技术是使MOSFET 102的漏-源电容以准正弦波的形式放电，以便在器件两端电压为零时切换它。传统上，曾用零电压切换技术将PWM转换器转换成PWM转换器和谐振转换器的混合型。这些混合型称为准谐振转换器。尽管这些准谐振转换器使切换功率损耗减小，但它们不象真正的PWM转换器那样运行。在准谐振转换器中，开关器件两端的电压可以高至输出电压的两倍。因此，准谐振转换器要求开关器件能够承受超过输出电压两倍的电压，而与之相对照，PWM转换器只要求开关器件能够承受输出电压。准谐振转换器还以可变的频率工作。但人们希望获得一种PWM升压转换器，它能在连续的模式(电流恒定)下，以恒定的频率工作并且开关损耗最小。
本发明提供一种能在接通时进行零电压切换并且开关损耗最低的PWM转换器装置。该PWM升压转换器装置象真正的PWM转换器那样运行。另外，它能在较高的频率下工作，并且尺寸较小，重量较轻。还有，由于它在恒定的频率下运行，因此本发明的转换器电路使用较简单的输入和输出滤波器。发明内容
一方面，本发明提供了一种升压转换器电路，它包括用来接收提供给电路输入端的正向电流的第一电感装置，和与第一电感装置耦合的第一电子开关。具有固有寄生电容的第一电子开关在导通状态和非导通状态间作周期切换，在导通状态下，正向电流从第一电感装置流过第一电子开关，而在非导通状态下，正向电流从第一电感装置流至电路的输出端。电路还包括与输出端耦合的第一电容装置，以及连在第一电感装置和第一电容装置之间的第一整流装置。第一电容装置提供一输出电压，并且当第一电子开关处于非导通状态时被充电。当第一电子开关处于非导通状态时，第一整流装置使正向电流流至第一电容装置，而当开关处于导通状态时，第一整流装置阻止反向电流从第一电容装置流出。
本发明的电路还包括使第一电子开关的寄生电容放电的装置，所述装置包括连在第一电感装置和第一整流装置之间的第二电感装置和与第二电感装置耦合的第二电子开关。当第一电子开关处于非导通状态时，第二电子开关被周期地切换至导通状态，以便使正向电流从第一整流装置送至第二电感装置。然后，通过电流从第一电子开关向第二电感装置的流动使寄生电容放电。当第二电子开关导通时，第二电感装置限制来自第一电感装置的正向电流和来自第一整流装置的反向恢复电流。
另一方面，本发明提供了一种在升压转换器电路中使用的方法，所述电路包括第一电感元件和用于控制正向电流从第一电感元件向第一整流元件流动的第一电子开关。具有寄生电容的第一开关被周期地接通和断开以便控制正向电流向第一整流元件的流动。本发明的方法可使第一开关的寄生电容放电，同时使第一开关中的接通损耗和来自第一整流元件的反向恢复电流所引起的损耗最低。本方法包括当第一开关断开时，把来自第一电感元件的正向电流和来自整流元件的反向恢复电流引至第二电感元件，以便允许寄生电容放电的步骤。本方法还包括当第一开关接通时，把来自第二电感装置的电流引至第二整流装置的步骤。接通第二电子开关，把来自第一电感元件的正向电流和来自整流元件的反向恢复电流引至第二电感装置，而断开第二电子开关，则把来自第二电感元件的电流引至第二整流元件。
附图概述
为了更深入地理解本发明以及为了本发明的其他目的和优点，现可结合附图参考以下描述，其中：
图1是现有技术的升压转换器电路的电路简图；
图2A-2D是描绘图1电路中接通功率损耗的电压和电流波形；
图3是包含本发明原理的第一升压转换器电路的电路简图；
图4A-4F描绘图3电路中开关周期的电压和电流波形；
图5是包含本发明原理的第二升压转换器电路的电路简图；
图6A-6F是描绘图5电路中开关周期的电压和电流波形。
本发明的最佳实施方式
首先参照图3，图中示出了依照本发明原理构造的第一个实施例，升压转换器电路300。电路300包括MOSFET功率晶体管(MOSFET)302、电感器304、二极管306、电容器308、MOSFET功率晶体管(MOSFET)310、电感器312、饱和电感器314、二极管316、二极管318、二极管320和电阻器322。电压源(Vin)324接在电路300的输入端，而负载326接在电路300的输出端。MOSFET 302的栅极接至脉冲开关电压源(Vswitch)328，而MOSFET 310的栅极接至辅助开关电压源(Vswitch)330。Vswitch 328将脉冲电压加至MOSFET 302的栅极，使MOSFET 302接通和断开。Vswitch 330将脉冲电压加至MOSFET 310的栅极，使MOSFET 310接通和断开。图3还示出了流过电感器304的电流IL304、流过二极管306的电流ID306、流过电感器312的电流IL312、流过二极管320的电流ID320、流过电阻器322的电流IR322等电流标记；以及跨于MOS-FET 302漏-源极的电压VDS302、跨于MOSFET 310漏-源极的电压VDS310、跨于电容器308的电压VC308、跨于二极管316的电压VD316和跨于负载326的电压VL等电压标记。
运行中，电路300起着与常规升压转换器一样的作用，同时把由二极管306中的反向恢复电流引起的损耗和MOSFET 302中的接通损耗降为最低。还如此设计电路300，使得由二极管320中反向恢复电流引起的损耗和MOSFET 310中的接通损耗为最低。
电路300使用谐振切换技术，通过该技术，MOSFET 302的漏-源电容在MOSFET 302接通之前以谐振模式通过MOSFET 310放电。然后，当VDS302等于零时把MOSFET 302接通。谐振切换仅在MOSFET 302开关周期的接通阶段使用。MOSFET 310中的接通损耗是利用电感器314限制电流在接通时在MOSFET 310中的上升而降为最低的。
参照图4A-4F中所示的开关周期波形，能更好地理解电路300的工作情况。图4A示出了MOSFET 302上漏-源电压VDS302的波形。图4B示出了MOSFET 310上的漏-源电压与辅助二极管316两端电压之和VDS310＋VD316的波形。图4C示出了流过二极管306的电流ID306的波形。图4D示出了流过辅助电感器312的电流IL312的波形。图4E示出了加至MOSFET 302栅极的电压Vswitch 328的波形。图4F示出了加至MOSFET 310栅极的电压Vswitch 330的波形。在图4A-4F中，可见电路300的开关周期被分为6段时段I-VI。
参照图3-4，在时段I期间，Vswitch 328和Vswitch 330都为零，而且MOSFET 302和MOSFET 310为断开状态。电压VDS302和VDS310＋VD316为负载电压与跨于二极管306两端压降之和。此时，电感器304中的电流IL304与二极管306中的电流ID306相等，并且流至电容器308和负载326。当时段II开始时，对Vswitch330加上脉冲，以接通MOSFET 310。VDS310＋VD316降为零，电感器312中的电流IL312上升，而二极管306中的电流ID306下降。由于电感器304的电感相当大，例如，为1毫亨数量级，因此在MOSFET 310接通期间将保持电流IL304不变。所以，随着电感器312中电流IL312的上升，二极管306中的电流ID306会以相同的速率下降。饱和电感器314起先限制电感器312中电流IL312的上升，该电流经MOSFET 310流入地。这限制了MOSFET 310的接通损耗。最后，饱和电感器314饱和，并且电感器312中电流IL312的上升速率将依赖于电感器312的电感值。当电感器312中的电流IL312等于流过电感器304的电流IL304时，由于二极管306断开时二极管306中存在反向恢复电流，所以电流ID306开始变负。反向恢复电流受电流ID306下降速率的限制。ID306的下降速率由电感器312的电感值决定。ID306的这一负尖峰将使电感器312中的电流IL312升高至一个高于电感器304中电流的数值，直至二极管完全断开。
当二极管306截止时，时段III开始。现在电感器312中的电流IL312大于流过电感器304的电流。电感器312中的IL312电流值超过流经电感器304电流IL304的部分从MOSFET 302流出经过电感器312，以使流过电感器312的电流IL312保持不变。该超出的电流使MOSFET 302的漏-源电容放电。当漏-源电容放电时，MOS-FET 302的二极管将传导该超出的电流。当VDS302变为零时，Vswitch 328加上脉冲，以接通MOSFET 302。由于漏-源电容已经放电，所以接通将不会产生漏-源电容损耗。
在时段IV开始时，MOSFET 310被断开。电感器312中的电流IL312换向流至二极管320和电容器308。电感器312中的电流IL312将根据输出电压和电感器312的电感值以某一速率下降。同时，MOSFET 302中的电流将升高，从而总电流保持不变，等于电感器304中的电流IL304。当电感器312中的电流IL312接近于零时，电感器314不饱和并且IL312的下降速率进一步变慢。由于二极管320中有反向恢复电流，所以当二极管320反向偏置并开始断开时，IL312呈现负电流尖峰。此反向恢复电流将受到电感器314的限制。
当二极管320断开时，时段V开始。此时，负电流ID320换向并作为电流IR322从地流出，经过电阻器322、二极管318和电感器312和314。二极管316防止电流从地经过MOSFET 310的体二极管流入电感器312。现在电感器312中的电流IL312以依赖于电阻器322之电阻值的速率下降。电阻器322的电阻性阻尼效应防止电感器312、电感器314、二极管318和二极管306中发生过量的阻尼振荡。这在二极管320断开时可防止跨于二极管316和二极管320的电压过大。
当把Vswitch 328设为零以使MOSFET 302断开时，周期在时段VI中结束。MOSFET 302中的电流被换向流向二极管306，然后二极管306导通，并且二极管306中的电流ID306升高。接着在时段I开始下一个开关周期，并如上所述继续进行。
图5示出了依照本发明构造的第二个实施例，升压转换器电路500。电路500包括MOSFET功率晶体管(MOSFET)502、电感器504、二极管506、电容器508、开关MOSFET功率晶体管(MOSFET)510、电感器512、饱和电感器514、二极管516、二极管518、二极管520、电阻器522、二极管534和电容器536。电压源(Vin)524接在电路500的输入端，而负载526接在电路500的输出端。Vswitch 528将一脉冲电压加至MOSFET 502的栅极，以接通和断开MOSFET 502，而Vswitch 530将一脉冲电压加至MOS-FET 510的栅极，以接通和断开MOSFET 510。
图5还示出了流过电感器504的电流IL504、流过二极管506的电流ID506、流过电感器512的电流IL512、流过二极管520的电流ID520、流过电阻器522的电流IR522和流过二极管534的电流ID534等电流标记；以及跨于MOSFET 502漏-源极的电压VDS502、跨于电容器508的电压VC508、跨于MOSFET 510漏-源极的电压VDS510、跨于电容器536的电压VC536、跨于二极管51 6的电压VD516和跨于负载526的电压VL等电压标记。
运行中，电路500起着与常规升压转换器一样的作用，同时根据本发明把二极管506中反向恢复电流引起的损耗和MOSFET 502中的接通和断开损耗降为最低。还如此设计电路500，使二极管520中的反向恢复电流引起的损耗和MOSFET 510中的接通和断开损耗最小。
电路500使用谐振切换技术，通过该技术，MOSFET 502的漏-源电容在MOSFET 502接通之前以谐振模式通过MOSFET 510放电。谐振切换仅在开关周期的MOSFET 502接通阶段使用。在MOSFET 502断开期间，跨于MOSFET 502的电压是利用跨于电容器536的电压VC536而降为最低的。MOSFET 510中的接通损耗是利用电感器514限制接通时流过MOSFET 510中的电流而降为最低的。MOSFET 510的断开损耗是利用跨于电容器536的电压VC536而降为最低的。
图6A示出了MOSFET 502上漏-源电压VDS502的波形。图6B示出了MOSFET 510上的漏-源电压与跨于辅助二极管516的电压之和VDS510＋VD516的波形。图6C示出了流过二极管506的电流ID506的波形。图6D示出了流过辅助电感器512的电流IL512的波形。图6E示出了加至MOSFET 502栅极的电压Vswitch 528的波形。图6F示出了加至MOSFET 510栅极的电压Vswitch 530的波形。图5电路的开关周期可分为6段时段I-VI。
在时段I-III中，图5电路500中的元件502-522基本上分别与图3中的元件302-322功能相同。在时段IV-VI期间，电路500的工作情况基本上与上述电路300的相应工作情况相同，只是由于MOSFET 502或MOSFET 510断开时VC536上存在的电压条件而使MOSFET 502和510中的断开损耗最小。以下描述电路500在时段IV-VI期间内的工作情况。
参照图5-6，在时段IV开始时，Vswitch 530切换至零并且MOSFET 510断开。现在电感器512中的电流IL512通过二极管520对电容器536充电。电容器536开始放电并且VC536为零。当电容器536正在充电时，跨于MOSFET 510的电压VDS510等于电容器536上的电压VC536。由于阻断时VDS510和VD516为零，所以使MOSFET 510中的断开损耗减至最小。这使图6中时段IV内VDS510和VD516的上升速率比图4中时段IV内的VDS310和VD316的上升速率要慢。当电容器536充电至输出电压时，电感器512中的电流IL512作为电流ID534流入二极管534，并且二极管534变为正向偏置并接通。现在电感器512中的电流IL512根据输出的电压VL和电感器512的电感以某一速率下降。当电感器512中的电流IL512接近零时，电感器514不再饱和并进一步减慢IL512的下降速率。由于二极管520和二极管534中有反向恢复电流，所以当二极管520和二极管534变成反向偏置并开始断开时，电流IL512呈现负电流尖峰。然后该反向恢复电流将受到电感器514的限制。
在时段V开始时，二极管520和二极管534断开，并且电感器512中小的反向电流IL512换向并作为电流IR522从地流出，经过电阻器522、二极管518及电感器514和512，最后流入MOSFET502。二极管516防止电流从地通过MOSFET 510的体二极管流入电感器512。电流IL512以依赖于电阻器522之电阻值的下降速率下降。当二极管520断开时，电阻器522的阻尼效应防止二极管516和二极管520上的电压过大。现在电流流过电感器504和MOSFET502，并且跨于电容器536的电压VC536等于输出电压。
在时段VI开始时刻，Vswitch 528趋于零并且MOSFET 502断开。现在VDS502等于VL减去跨于电容器536的电压VC536，并接近于零。由此MOSFET 502中的断开损耗最小。电感器504中的电流IL504通过二极管534使电容器536放电至零。这使图6中时段VI内VDS502的上升速率略慢于图4中时段VI内VDS302的上升速率。当电容器536完全放电后，二极管506将接通，而二极管534将断开。现在开关周期结束。
以下是一列表，例示了可用来建立和运行图3和图5之升压转换器电路的、典型工业标准的元件和电路参数。
 MOSFET 302，502             IRF460
 MOSFET 310，510             IRF840
 二极管306，506            APT30D60B
 二极管316，516         Philips BYM26C
 二极管318，518         Philips BYM26C
 二极管320，520         Philips BYM26C
    二极管534         Philips BYM26C
 电阻器322，522             20欧姆
 电感器304，504             1毫亨
 电感器312，512             4微亨
 电感器314，514   6匝绕在Toshiba SA14×8×4.5上
    电容器536             6.8纳法
 电容器308，508         C＝1毫法(可变)
      Vout               400伏
      Vin               230伏
    开关频率             50千赫兹
本领域的熟练技术人员应该理解，这些元件值是作为典型值举例的，并且可用许多不同的元件值和电路参数来实现图3和图5的电路。同样显而易见的是，可以不脱离本发明的精神和范围对附图中所示的和结合附图讨论的结构内容作各种改变。因此，应该认为本发明不局限于所示和所描述的具体内容。

Claims (18)

1.一种升压转换器电路，其特征在于，包括：
第一电感装置，用于接收提供给所述电路输入端的正向电流；
第一电子开关，它与所述第一电感装置相连，所述第一电子开关具有固有寄生电容并在导通状态和非导通状态之间作周期切换，其中在导通状态下，正向电流从所述第一电感装置流过所述开关，在非导通状态下，正向电流从所述第一电感装置流至所述电路的输出端；
第一电容装置，它与提供输出电压的所述输出端相连，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述电容装置被充电；
第一整流装置，它接在所述第一电感装置和所述第一电容装置之间，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述第一整流装置使正向电流流至所述第一电容装置，而当所述开关处于导通状态时，所述第一整流装置阻止反向电流从所述第一电容装置流出；和
用来使所述第一电子开关的固有寄生电容放电的装置，它包括：
第二电感装置，它接在所述第一电感装置和所述第一整流装置之间；和
第二电子开关，它与所述第二电感装置相连，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述第二电子开关周期地切换至导通状态，从而使正向电流从所述第一整流装置分流至所述第二电感装置，所述寄生电容通过从所述第一电子开关流至所述第二电感装置的电流放电。
2.如权利要求1所述的升压转换器电路，其特征在于，当所述第二电子开关导通时，所述第二电感装置对从所述第一电感装置流出的正向电流和从所述第一整流装置流出的反向恢复电流进行限制。
3.如权利要求1所述的升压转换器电路，其特征在于，所述第一电感装置具有比所述第二电感装置更大的电感。
4.如权利要求1所述的升压转换器电路，其特征在于，所述第二电感装置包括一电感器和一饱和电感器的串联组合。
5.如权利要求1所述的升压转换器电路，其特征在于，所述用于放电的装置进一步包括：
第二整流装置，它接在所述第二电感装置和所述第二电子开关之间；
第三整流装置，它与所述第二电感装置和所述第一整流装置相连；和
第四整流装置，它与所述第二和第三整流装置相连。
6.如权利要求5所述的升压转换器电路，其特征在于，
所述第一和第二电子开关都包括一个MOSFET功率晶体管；
所述第一、第二、第三和第四整流装置都包括一个二极管；以及
所述第一电容装置包括一个电容器。
7.如权利要求1所述的升压转换器电路，其特征在于，所述用于放电的装置还包括：
第二电容装置，它与所述第二电感装置相连；
第二整流装置，它接在所述第二电感装置和所述第二电子开关之间；
第三整流装置，它接在所述第二电感装置和所述第二电容装置之间；
第四整流装置，它与所述第二和第三整流装置相连；和
第五整流装置，它接在所述第一整流装置和第二电容装置之间。
8.如权利要求7所述的升压转换器电路，其特征在于，
所述第一和第二电子开关都包括一个MOSFET功率晶体管；
所述第一、第二、第三、第四和第五整流装置都包括一个二极管；以及
所述第一和第二电容装置包括一个电容器。
9.一种在包括第一电感元件和第一电子开关的升压转换器电路中使用的方法，其中所述第一电子开关用于控制正向电流从所述第一电感元件流向第一整流元件，所述第一开关具有寄生电容并周期地接通和断开，所述方法用于使所述第一开关的寄生电容放电，同时把所述第一开关中的接通损耗和来自所述第一整流元件的反向恢复电流所引起的损耗降为最低，其特征在于，所述方法包括下列步骤：
当所述第一开关断开时，将来自所述第一电感元件的正向电流和来自所述第一整流元件的反向恢复电流引至向第二电感元件，从而使所述寄生电容放电；和
当所述第一开关接通时，将来自所述第二电感元件的电流引导至第二整流元件。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，接通第二电子开关，以将来自所述第一电感元件的正向电流和来自所述第一整流元件的反向恢复电流引至所述第二电感元件，以及断开第二电子开关，以将来自所述第二电感元件的电流引至所述第二整流元件。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第二电感元件包括一电感器和一饱和电感器的串联组合。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第一电感元件具有比所述第二电感元件更大的电感。
13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第二整流元件与第一电容元件相连，当每个所述电子开关分别断开时，所述第一电容元件限制跨于所述第一和所述第二电子开关的电压。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，第三整流元件连接在所述第一整流元件和所述第一电容元件之间。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一和第三整流元件在所述电路的输出端与第二电容元件相连。
16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第三整流元件与所述第二整流元件和所述第二电感元件相连，当所述第二开关断开时，所述第三整流元件将电流从地引至所述第二电感元件，用以补偿来自所述第二整流元件的反向恢复电流的下降。
17.一种升压转换器电路，其特征在于，包括：
第一电感器，它具有第一端和第二端，所述第一端与所述电路的输入端相连；
第一开关，它具有导通状态和非导通状态，当所述第一开关处于导通状态时，使所述第一电感器的第二端与地接通，而当所述第一开关处于非导通状态时，它使所述第一电感器的第二端与地断开；
第一整流器，它具有第一端和第二端，所述第一整流器的第一端与所述第一电感器的第二端相连，而所述第一整流器的第二端与所述电路的输出端相连；
一电容器，它具有第一端和第二端，所述第一电容器的第一端与所述电路的输出端相连，而所述电容器的第二端接地；
第二电感器，它具有第一端和第二端，所述第二电感器的第一端与所述第一电感器的第二端相连；
第三电感器，它具有第一端和第二端，所述第三电感器的第一端与所述第二电感器的第二端相连；
第二整流器，它具有第一端和第二端，所述第二整流器的第一端与所述第三电感器的第二端相连，而所述第二整流器的第二端与所述电路的输出端相连；
第三整流器，它具有第一端和第二端，所述第三整流器的第一端与所述第三电感器的第二端相连；
第二开关，它具有导通状态和非导通状态，当所述第二开关处于导通状态时，使所述第三整流器的第二端与地接通，而当所述第二开关处于给导通状态时，它使所述第三整流器的第二端与地断开；
第四整流器，它具有第一端和第二端，所述第四整流器的第二端与所述第三整流器的第一端相连；和
一电阻器，它具有第一端和第二端，所述电阻器的第一端与所述第四整流器的第一端相连，而所述电阻器的第二端接地。
18.一种升压转换器电路，其特征在于，包括：
第一电感器，它具有第一端和第二端，所述第一端与所述电路的输入端相连；
第一开关，它具有导通状态和非导通状态，当所述第一开关处于导通状态时，使所述第一电感器的第二端与地接通，而当所述第一开关处于非导通状态时，它使所述第一电感器的第二端与地断开；
第一整流器，它具有第一端和第二端，所述第一整流器的第一端与所述第一电感器的第二端相连，而所述第一整流器的第二端与所述电路的输出端相连；
第一电容器，它具有第一端和第二端，所述电容器的第一端与所述电路的输出端相连，而所述第一电容器的第二端接地；
第二电感器，它具有第一端和第二端，所述第二电感器的第一端与所述第一电感器的第二端相连；
第三电感器，它具有第一端和第二端，所述第三电感器的第一端与所述第二电感器的第二端相连；
第二整流器，它具有第一端和第二端，所述第二整流器的第一端与所述第三电感器的第二端相连；
第三整流器，它具有第一端和第二端，所述第三整流器的第一端与所述第三电感器的第二端相连；
第二开关，它具有导通状态和非导通状态，当所述第二开关处于导通状态时，使所述第三整流器的第二端与地接通，而当所述第二开关处于非导通状态时，它使所述第三整流器的第二端与地断开；
第四整流器，它具有第一端和第二端，所述第四整流器的第二端与所述第二整流器的第一端相连；和
一电阻器，它具有第一端和第二端，所述电阻器的第一端与所述第四整流器的第一端相连，而所述电阻器的第二端接地。
第二电容器，它具有第一端和第二端，所述第二电容器的第一端与所述第一整流器的第一端相连，而所述第二电容器的第二端与所述第二整流器的第二端相连；和
第五整流器，它具有第一端和第二端，所述第五整流器的第一端与所述第二电容器的第二端相连，而所述第五整流器的第二端与所述电路的输出端相连。
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