CN1552120A

CN1552120A - 具有稳定双输出的功率变换器

Info

Publication number: CN1552120A
Application number: CNA028173678A
Authority: CN
Inventors: 西蒙・克鲁格雷; 西蒙·克鲁格雷
Original assignee: Power One Inc
Current assignee: Power One Inc
Priority date: 2001-09-07
Filing date: 2002-09-06
Publication date: 2004-12-01
Also published as: US6501193B1; EP1423906A2; WO2003023945A3; JP2005503099A; AU2002332930A1; WO2003023945A2

Abstract

一种具有很稳定双输出的功率变换器，其因可得到输出电压的限制少而具有高功率密度，高效率并改善交叉调节。该功率变换器包括具有初级绕组，和第一和第二次级绕组的变压器。在变换器的初级侧，设置有变压器的初级绕组，和具有激励端的第一开关，其中该开关耦合到该初级绕组。第一控制器具有连接到变换器的第一输出端的输入和连接到该开关激励端的输出端。在变换器的次级侧，设置有第一和第二次级部分。该第一部分包括该第一次级绕组和耦合在该第一次级绕组与该第一输出端之间的第一电感。该第二部分包括该第二次级绕组和耦合在该第二次级绕组与该第二输出端之间的第二电感。该第一和第二电感可以是磁耦合的或独立的。该第二次级部分还包括第二开关，其适于在变换器的调节周期内施加调节电压到第二电感。

Description

具有稳定双输出的功率变换器

发明背景

1.发明领域

本发明涉及一种电力变换器。尤其是，本发明涉及具有稳定双输出的功率变换器。

2.现有技术的描述

电子工业中经常需要高效率的DC-DC或AC-DC功率变换器。当前倾向于发展低输出电压(如，3.3V或更低)，大输出电流(如，大于20A)，高效率，和高功率密度的变换器。

构成具有双输出的变换电路是公知的。在这样一种公知的双输出变换器电路中，变换器的两个输出都被调节。调节开关与正向二极管串联设置使得该开关在变换器的大部分“接通时间”期间导通。这种设置的缺点是，开关在大部分接通时间期间导通使得电路中的功率消耗增加。另外，在工作周期暂时趋于零的暂态期间，第二输出可能下降以致于不容易交叉调节。

在第二种常规双输出变换器电路中，调节第一输出并准调节第二输出。第二常规变换器具有耦合到公共铁心的电感，使得与上述第一常规变换器相比，该变换器电路的尺寸减小。该变换器具有高功率密度和效率，但是难以调节，尤其是在准调节输出的低电压和大电流情况下。此外，准调节输出的初始电压取决于第一输出电压和变压器次级绕组的匝数比。这严重限制了第二输出的可得到电压，再一次，尤其是在低电压和大电流情况下。因此，第二常规变换器限于仅需要相对低输出电流的应用中。

因此，非常需要提供一种具有很稳定双输出的变换器，其因在可得到输出电压的限制少而具有高功率密度，高效率和改善的交叉调节。

发明概述

本发明提供一种具有很稳定双输出的变换器。根据本发明的变换器还具有高功率密度，高效率和改善交叉调节的优点，同时在可得到输出电压方面的限制较少。

第一实施例中，具有第一和第二输出端的变换器包括具有初级绕组，以及第一和第二次级绕组的变压器。在变换器的初级侧，设置有变压器的初级绕组和具有激励端的第一开关，其中开关耦合到初级绕组。第一控制器具有连接到变换器的第一输出端的输入和连接到开关激励端的输出。在变换器的次级侧，设置有第一和第二次级部分。第一部分包括第一次级绕组和耦合在第一次级绕组与第一输出端之间的第一电感。第二部分包括第二次级绕组和耦合在第二次级绕组与第二输出端之间的第二电感。第一和第二电感可以是独立耦合或磁耦合。变换器次级侧的第一和第二部分每个还包括串联连接在各自的次级绕组与电感之间的正向整流器(如，二极管或MOSFET)，和与各自的次级绕组并联连接的快速恢复整流器(如，二极管或MOSFET)。第二次级绕组部分还包括用于在变换器的调节周期内施加调节电压到第二电感的第二开关。该调节电压使得施加到第二电感的伏-秒增加，其提高了第二输出端的电压调节。

如果该两个输出电压关闭，则与变换器电路的开关频率周期相比第二开关的导通时间变短，并因此第二开关中的功率损耗降低。当第二开关导通时，其发生在变换器调节周期内，第二部分的快速恢复整流器不导通，从而进一步降低功率损耗。由于调节(辅助)电压是在部分关断时间期间施加到第二电感，因此需要低的接通时间电压幅值以获得理想的次级电压。通过使用低导通电阻设备如MOSFET或Schottky二极管，使得整流器上的电压应力降低并因此使得功率损耗进一步降低。通过控制调节周期，使得第二输出端的电压容易调节。由于第二输出的能量部分来自于辅助电压源的供应，因此进一步改善两个输出之间的动态交叉调节。

第二实施例中，具有第一和第二输出端的变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。变换器的初级侧设置有变压器的初级绕组，和具有激励端的第一开关，其中该开关耦合到初级绕组。还包括第一控制器，其具有连接到变换器的第一输出端的输入和连接到第一开关激励端的输出。变换器的次级侧，设置有次级绕组。第一和第二耦合或独立电感通过整流器分别连接到次级绕组以及第一和第二输出端。第二次级部分还包括用于在变换器的调节周期内施加调节电压到第二电感的第二开关。该调节电压使得施加到第二电感的伏-秒增加，其改善了第二输出端的电压调节。

如果变压器次级绕组的匝数比等于1，则可以采用具有单次级绕组的变压器。具有一个次级绕组的好处在于，简化变压器构造并改善第一和第二输出端的输出电压的交叉调节。此外，由于只有一个次级绕组，所以第一控制器提供用于两个输出电压的负载调节。因此，第二控制器调节第二输出端的输出电压仅达到所需的输出电压电平，其使得调节区间T_reg变短，并因此使得功率消耗比第一实施例中更少。如第一实施例，第二开关仅在变换器的部分关断时间周期期间导通，该期间是指调节周期。这引起一调节电压施加到第二电感并增加施加到第二电感的伏-秒，使得第二输出端的电压容易调节。

将通过对下面优选实施例的详细描述，给本领域技术人员提供本发明更完整的理解，以及本发明的其它优点和目的。将参考附图首先对其作简要描述。

附图的简要描述

图1是常规具有稳定双输出的变换器的示意图；

图2是常规具有一个调节输出和一个准调节输出的变换器的示意图；

图3(a)-(b)是图2中耦合电感的电流波形曲线图；

图4是根据本发明实施例的变换器的示意图；

图5(a)-(c)是图4所示变换器的调节开关和耦合电感中流动的电流波形曲线图；

图6(a)-(c)是图4所示变换器的调节开关和耦合电感中流动的电流波形曲线图，其中调节周期在变换器的关断时间周期开始时出现；

图7是图4中变换器的改进示意图，其中调节电压由第二输出端提供；

图8是图4中变换器的改进示意图，其中调节电压由第一输出端提供；

图9是根据本发明另一实施例的变换器的示意图；

图10是图9中变换器的改进示意图，其中变压器具有单次级绕组。

优选实施例的详细描述

本发明提供一种DC-DC功率变换器，其具有很稳定的双输出，高功率密变和高效率，而且容易交叉调节。在下面的具体描述中，一个或多个前述附图中相同的元件标号用于描述相同的元件。

图1是常规变换器10的示意图，其具有分别在输出端54，74的稳定输出电压V₀₁，V₀₂。变换器10包括初级侧20和次级侧30。在初级侧20，设置有提供输入电压V_i的电源，变压器32的初级绕组22，开关24，和反馈控制电路26。输入电压V_i耦合到初级绕组22的第一端。初级绕组22的第二端连接到开关24，其又接地。控制电路26连接到开关24的激励端以控制开关24的导通和截止时间。反馈控制电路26还连接到输出端54。

在次级侧30，设置有两个次级部分40和60。次级部分40和60分别包括变压器32的次级绕组42，62，正向整流器44，64，快速恢复整流器46，66，电感48，68，电容50，70和负载电阻52，72。如图1所示，正向整流器44，64和快速恢复整流器46，66采用二极管。另外，次级侧30包括开关34和控制电路36。在次级侧30的第一次级部分40，正向整流器44的阳极连接到次级绕组42的第一端。正向整流器44的阴极连接到快速恢复整流器46的阴极和电感48的第一端。电感48的第二端连接到输出端54。电容50和负载电阻52也各自具有连接到输出端54的第一端，和接地的第二端。快速恢复整流器46的阳极也接地。

同样，在次级侧30的第二次级部分60，正向整流器64的阳极连接到次级绕组62的第一端。正向整流器64的阴极连接到开关34的第一端。开关34的第二端连接到快速恢复整流器66的阴极和电感68的第一端。电感68的第二端连接到输出端74。电容70和负载电阻72也具有连接到输出端74的第一端，和接地的第二端。快速恢复整流器66的阳极也接地。第二部分60还包括控制电路36，其具有连接到开关34激励端的输出端和连接到输出端74的输入端。

变换器10中，第二输出电压V₀₂通过开关34和控制电路36调节。因为开关34与正向整流器64串联连接，所以第二输出电压V₀₂的调节发生在变换器10的接通时间期间，其对应于开关24的导通状态。换句话说，开关34还调节第二次级部分60的接通时间，以调节输出电压V₀₂。例如，如果开关34在变换器10的全部接通时间导通而且输出的电压V₀₂为5伏，那么通过控制电路36调节开关34的导通时间，能够使电压V₀₂降低。尤其是，如果开关34在变换器10的80％接通时间导通，则输出电压V₀₂降低为4伏。因此，在图1所示的结构中，开关34和控制电路36充当上升沿或下降沿后调节器。

常规变换器10的缺点是，输出电压V₀₂的调节需要调节开关34在变换器10的大部分接通时间导通。通过调节开关34与正向整流器64串联和在大部分接通时间期间导通，由于通过开关34的导通增加了系统损耗，因此电路中的功耗增加。另外，常规变换器10只能使输出电压V₀₂从其非调节电压电平降压，因此需要来自绕组62的接通时间电压为高幅值。因此，整流器60，66和开关34应当设计成耐高电压应力，其进一步增加了他们的功率损耗。此外，如果控制电路26在负载暂态情况下明显减少接通时间，则输出电压V₀₂可能垂直下降。从而，使得常规变换器10承受高损耗和低效率，而且在暂态情况下难以交叉调节。

图2是第二常规变换器12的示意图，其具有输出端54的调节输出电压V₀₁和输出端74的准调节输出电压V₀₂。该变换器12包括初级侧20和次级侧80。注意图2的初级侧20与图1的初级侧20具有相同的结构。在次级侧80，除电感82和84共用公共铁心之外，具有与图1的次级侧30基本相同的结构。此外，由于去掉了开关34和控制电路36所以正向整流器64的阴极连到快速恢复整流器66的阴极和电感84的第一端。

工作中，半调节输出电压V₀₂的初始电压取决于第一输出端54的调节电压和变压器32的次级绕组64，44的匝数比N2/N1。通常耦合电感绕组82，84采用相同的匝数比以避免大环流。这使得第二输出端74的可得到电压严重受到限制，尤其是在低电压和大电流其中需要若干匝数以维持输出电压V₀₂的情况下，其进一步导致大电流时的大铜耗。此外，由于在输出V₀₁，V₀₂处的电流不同时电感62，42的漏感有限，所以部分40，60中有效工作周期不同，尤其在低电压和大电流时。结果是，变换器12在第二输出端74的负载调节性差。图3(a)-(b)示出在各耦合电感82，84中流动的电流I₈₂，I₈₄的电流波形曲线图。

相反，本发明提供一种变换器，其因可得到输出电压的限制少而具有很稳定的双输出，高功率密度，高效率和交叉调节。图4是根据本发明实施例的功率变换器的示意图。变换器110包括初级侧120和次级侧130。在初级侧120，设置有提供输入电压V_i的电源，变压器132的初级绕组122，开关124和反馈控制电路126。在次级侧130，设置有两个次级部分140和160。次级部分140和160分别包括变压器132的次级绕组142，162，正向整流器144，164，快速恢复整流器146，166，电感148，168，电容150，170和负载电阻152，172。进一步，次级侧130包括开关134和控制电路136。

在初级侧120，输入电压V_i 耦合到初级绕组122的第一端。初级绕组122的第二端连接到开关124，其又接地。控制电路126连接到开关124的激励端以控制开关124的导通和截止时间。控制电路126也连接到输出端154。

次级侧130的第一部分140中，正向整流器144的阳极连接到次级绕组142的第一端。正向整流器144的阴极连接到快速恢复整流器146的阴极和电感148的第一端。电感148的第二端连接到输出端154。电容150和负载电阻152也各自具有连接到输出端154的第一端和接地的第二端。快速恢复整流器146的阳极也接地。

同样，在次级侧130的第二部分160，正向整流器164的阳极连接到次级绕组162的第一端。正向整流器164的阴极连接到快速恢复整流器166的阴极和电感168的第一端。电感168的第二端连接到输出端174。电容170和负载电阻172也具有连接到输出端174的第一端，和接地的第二端。快速恢复整流器166的阳极也接地。第二部分160还包括开关134，其第一端连接到正向整流器164的阴极，第二端连接到辅助电压源Vc。控制电路136的输出连接到开关134的激励端以及其输入连接到输出端174。

如图4所示，电感148磁耦合到电感168使其共用公共铁心。注意本发明中采用耦合电感，耦合电感168，148的匝数比NL2/NL1等于变压器132的次级绕组162，142的匝数比N2/N1。进一步，耦合电感的结构应该具有足够高的电感148，168之间的漏感。还应该理解，电感148，168也可以相互独立而非磁耦合。

图5(a)-(b)分别示出耦合电感148，168中的电流波形I₁₄₈，I₁₆₈曲线图，图5(c)示出调节开关134中电流波形I_reg曲线图。变换器110接通时间期间，其相应于开关124的导通状态，施加输入电压V_i到变压器132的初级绕组122。感应在次级绕组142，162上的电压使得正向整流器144，164正向偏压以致使他们导通。然后从接通时间周期开始次级绕组142，162上的电压施加到耦合电感148，168。在接通时间期间，耦合电感148，168的电流I₁₄₈，I₁₆₈随耦合电感的磁化电流增加。进一步，绕组148，168的电流I₁₄₈，I₁₆₈分别流进各自的电容150，170和负载电阻152，172。注意在接通时间期间，开关134不导通，另外变换器110的工作方式与图2中常规变换器12相同。

在变换器110的关断时间期间，其相应于开关124的截止状态，次级绕组142，162的极性反向。正向整流器144，164截止而快速恢复整流器146，166开始导通。在关断时间期间的第一部分，变换器110的工作方式与图2中变换器12相同；但是，在关断时间期间的第二部分，指调节周期T_reg，变换器110的工作方式与常规变换器12不同。具体讲，在调节周期T_reg内，控制电路136接通开关134使其导通。由于接通开关134，使得辅助电压Vc施加到电感168。如图5(b)和5(c)所示，这使得电感168中流过的电流I₁₆₈增加，而电感148中流过的电流I₁₄₈减小。在独立电感148，168的情况下，电流I₁₄₈将保持与关断时间区间同样的速率减小。这种特性与常规变换器12的工作方式不同。返回来参考图3，耦合电感168中的电流I₁₆₈在关断时间期间的任何部分都不增加而只是减小。

电感148，168中电流I₁₄₈，I₁₆₈的变化率主要取决于绕组148，168的漏感和施加到电感148，168相应绕组的电压Vc，V₀₁，V₀₂。例如，如图5(b)和5(c)所示，在电压V₀₂未被调节的关断时间期间部分，电流I₁₆₈的变化率大于电流I₁₄₈的变化率。出现这种情况是因为在此期间V₀₂的电压电平高于电压V₀₁的电压电平。进一步，在调节周期T_reg内，施加高于V₀₂的电压电平的电压电平的电压Vc到电感168的第一端使得电流I₁₆₈增加。由于施加电压Vc到电感168，所以出现不对称情况。这导致电流I₁₆₈增加，而电流I₁₄₈在T_reg期间迅速减小。注意耦合电感148，168的磁化电流也变化，但只是在很小的范围内，因此电流I₁₆₈的增加主要由从电感148的绕组到电感168的绕组的磁化电流的再分配而引起。

进一步，为限制电流I₁₄₈，I₁₆₈中的纹波，最好在电感148，168的绕组之间设置足够的漏感。例如，如果漏感过低，则电流I₁₄₈，I₁₆₈中的纹波将过高，使得变换器中其它参量受损。因此，在电感148，168的绕组之间设置足够的漏感很重要。

调节周期T_reg在下一工作周期的接通时间周期开始时结束并且开关134截止。施加到耦合电感148，168的绕组的电压在接通时间期间，和当第二输出电压V₀₂不被调节的部分关断时间期间，基本平衡。因此，磁化电流根据各自电流I₁₄₈，I₁₆₈的最后值在耦合电感148，168的绕组之间重新分配。注意漏感电流速度I₁₄₈，I₁₆₈的更新值分别取决于输出电压V₀₁，V₀₂的更新值(如高于V₀₂而低于V₀₁)，并改变调节周期T_reg的宽度以调节V₀₂而V₀₁通过反馈控制电路126调节。换句话说，在时段T_reg的某一期间施加辅助电压Vc改变施加到三电感系统的伏-秒平衡，该三电感系统包括绕组148，168的两个漏感和耦合电感的磁化电感。然后随不同的V₀₂值出现新的伏-秒平衡。因此，减小T_reg的宽度以得到更高的辅助电压Vc值，使得Vc的电压电平决定开关134中的功耗。进一步，与开关频率周期相比电流I_reg的脉冲变短使得开关134中的能量消耗变低。同样，开关134导通时，快速恢复整流器166不导通，使得开关134中的大部分功耗得到补偿。

图6(a)-(c)示出当调节周期T_reg出现在关断时间周期开始时调节开关和耦合电感中的电流波形曲线图。如图6(a)所示，可以改变调节周期T_reg使之出现在关断时间间隔T1-T2的任一区间。

图7是图4的变换器的改进，其采用第二输出电压V₀₂作调节电压源。参考图7，开关134的第二端连接到第二输出端174。该结构中，在调节区间T_reg内，电感168短路。由于电感168短路，所以流过电容170的电流重新分配到开关134。除了因输出电压V₀₂通常在比提供电压Vc的电压源低的电压电平而使电流I₁₆₈的变化率较小且调节周期T_reg较长之外，变换器112的工作方式基本与变换器110相同。变换器112的优点在于，与变换器110相比所需的空间和部件少。

图8是图4的变换器的另一改进，其采用第一输出电压V₀₁作调节电压。参考图8，开关134的第二端连接到第一输出端154。该结构中，在调节区间T_reg内，流过电容150的电流重新分配到开关134。注意除了因输出电压V₀₁通常在比提供电压Vc的电压源低的电压电平而使电流I₁₄₈的变化率较小且调节周期T_reg较长之外，变换器114的工作方式基本与变换器110相同。与图7的结构类似，与变换器110相比变换器114所需的空间和部件少。因此，本发明中，可以采用提供电压Vc的独立电压源或输出电压V₀₁，V₀₂中的任一个作调节电压。

图9是根据本发明另一实施例的变换器示意图。图9中，整流器212，214，216和218采用同步整流器如具有本征二极管的MOSFET。此外，开关220由两个具有公共耦合漏极的N-沟道MOSFET 202，204串联构成。MOSFET202，204的串联连接防止通过他们本征二极管寄生导通。还提供另外的控制电路208，用于控制同步整流器212，214，216和218的导通和截止时间。进一步，设置正向整流器216，212以构成各部分240，260的反向通路。除了在通过控制电路206导通开关220之前由控制电路208关断整流器214之外，具有同步整流器212，214，216和218的变换器210的工作方式与上述用于图4的变换器相同。

图10是图9的变换器改进的示意图，其中变压器具有单次级绕组。如果图9中变压器132的次级绕组匝数比N2/N1等于1，那么可以采用如图10所示的具有一个次级绕组342的变压器332。参考图10，同步整流器212和216分别设置在次级绕组332和电感168，148之间，而图9中，整流器212，216设置在变换器210的各次级部分的反向通路中。具有一个次级绕组342的好处在于，简化变压器结构且改善两个输出电压V₀₁，V₀₂的交叉调节。此外，由于只有一个次级绕组342，因此反馈控制电路126控制两个输出电压V₀₁和V₀₂的负载调节。因此，控制电路206仅调节输出电压V₀₂到所需的输出电压电平，其使得调节周期T_reg变短，并从而降低功率消耗。

因为设有本发明所述的优选实施例，所以本领域技术人员应当很容易得出一些优点。还应当理解，在本发明的范围和精神之内可以包含各种改进，修改和替换实施例。本发明进一步通过下面的权利要求来限定。

Claims

1.一种具有第一和第二输出的变换器，包括：

变压器，其具有初级绕组和至少一个次级绕组；

初级侧，其包括所述变压器的所述初级绕组，耦合在所述初级绕组和地之间的第一开关，所述第一开关适于交替施加输入电压到所述初级绕组，以响应于来自所述第一输出的反馈电压限定所述变换器的连续接通状态和关断状态；

次级侧，具有第一和第二部分，所述第一部分包括所述至少一个次级绕组和耦合在所述至少一个次级绕组与所述第一输出之间的第一电感，所述第二部分包括所述至少一个次级绕组和耦合在所述至少一个次级绕组与所述第二输出之间的第二电感；和

第二开关，适于在相应于部分所述关断状态的调节周期内，在所述第二电感与所述至少一个次级绕组之间施加调节电压，以因此增加施加到所述第二电感的伏-秒。

2.权利要求1的变换器，其中所述第一和第二电感电感耦合在一起。

3.权利要求1的变换器，其中所述第一和第二电感相互独立。

4.权利要求1的变换器，还包括提供所述调节电压的辅助电压源。

5.权利要求1的变换器，其中所述第一输出提供所述调节电压。

6.权利要求1的变换器，其中所述第二输出提供所述调节电压。

7.权利要求1的变换器，其中所述第一部分还包括串联连接在所述至少一个次级绕组与所述第一电感之间的第一正向整流器，和与所述至少一个次级绕组并联连接的第一快速恢复整流器。

8.权利要求7的变换器，其中所述第二部分还包括串联连接在所述至少一个次级绕组与所述第二电感之间的第二正向整流器，和与所述至少一个次级绕组并联连接的第二快速恢复整流器。

9.权利要求8的变换器，其中所述第一和第二正向整流器以及所述第一和第二快速恢复整流器进一步包括MOSFET。

10.权利要求8的变换器，其中所述第一和第二正向整流器以及所述第一和第二快速恢复整流器进一步包括二极管。

11.权利要求1的变换器，其中所述第二开关包括具有串联连接和相互反向的本征二极管的第一和第二MOSFET。

12.权利要求1的变换器，其中所述至少一个次级绕组进一步包括第一次级绕组和第二次级绕组，所述第一部分进一步包括所述第一次级绕组和耦合在所述第一次级绕组与所述第一输出之间的所述第一电感，所述第二部分进一步包括所述第二次级绕组和耦合在所述第二次级绕组与所述第二输出之间的所述第二电感。

13.权利要求12的变换器，其中所述第一次级绕组具有N1匝，所述第二次级绕组具有N2匝，所述第一耦合电感具有NL1匝，以及所述第二耦合电感具有NL2匝，这样匝数比N2/N1等于匝数比NL2/NL1。

14.一种调节变换器的方法，其中变换器包括具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器，其包括步骤：

改变所述变换器的连续接通状态和关断状态，其中仅在所述接通状态期间施加输入电压到所述初级绕组；

将所述至少一个次级绕组上的电压整流，以通过各自的第一和第二电感提供所述第一和第二输出电压；和

在部分所述变换器的所述关断状态期间施加调节电压到所述第一和第二电感之一，以因此增加施加到其上的伏-秒。

15.权利要求14的方法，其中所述施加步骤进一步包括施加用作所述调节电压的辅助电压到所述第一和第二电感的所述之一。

16.权利要求14的方法，其中所述施加步骤进一步包括施加用作所述调节电压的所述第一输出电压到所述第一和第二电感的所述之一。

17.权利要求14的方法，其中所述施加步骤进一步包括施加用作所述调节电压的所述第二输出电压到所述第一和第二电感的所述之一。

18.权利要求14的方法，进一步包括将所述第一和第二电感电感耦合在一起的步骤。

19.权利要求14的方法，其中所述至少一个次级绕组进一步包括第一次级绕组和第二次级绕组，和其中所述整流步骤进一步包括将所述第一次级绕组上的电压整流以通过所述第一电感提供所述第一输出电压，和将所述第二次级绕组上的电压整流以通过所述第二电感提供所述第二输出电压。

20.权利要求19的方法，进一步包括选择用于所述变压器的匝数比N2/N1的步骤，其中所述第一次级绕组具有N1匝，所述第二次级绕组具有N2匝，所述第一电感具有NL1匝，和所述第二电感具有NL2匝，其中所述匝数比N2/N1等于匝数比NL2/NL1。