JP2005503099A - 調整された２つの出力を有する電力コンバータ - Google Patents
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Abstract
本発明は、改良された電力密度、改良された効率、および交差調整を有し、得られる出力電圧に対する制限の少ない良好に調整された２つの出力を有するコンバータを提供する。コンバータは１次巻線と第１と第２の２次巻線とを有する変成器を備えている。コンバータの１次側には変成器の１次巻線と、１次巻線に結合され付勢端子を有する第１のスイッチとを備えている。第１の制御装置はコンバータの第１の出力端子に入力が接続され、その出力が第１のスイッチの付勢端子に接続されている。コンバータの２次側には、第１と第２の２次セクションがあり、その第１のセクションは第１の２次巻線と，この第１の２次巻線と第１の出力端子との間に結合された第１のインダクタを含んでいる。第２のセクションは第２の２次巻線と、この第２の２次巻線と第２の出力端子との間に結合された第２のインダクタを含んでいる。第１と第２のインダクタは独立していても磁気誘導結合されていてもよい。第２の２次セクションはまたコンバータの調整期間中に第２のインダクタに調整電圧を供給するように構成された第２のスイッチを備えている。
【選択図】図４
【選択図】図４
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力コンバータに関するものであり、特に、調整された２つの出力を有する電力コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
効率のよいＤＣ−ＤＣまたはＡＣ−ＤＣ電力コンバータは電子工業界では常に必要とされている。現在では低い出力電圧（例えば３．３Ｖ以下）で、高い出力電流（例えば２０Ａ以上）で、高い効率で、高電力密度のコンバータを開発することに注目されている。
【０００３】
２つの出力を有する電力コンバータ回路を形成することはよく知られている。そのような既知の２出力電力コンバータ回路では、コンバータの両方の出力が調整される。調整スイッチが順方向ダイオードと直列に配置され、そのスイッチはコンバータのオン時間の大部分中導通している。この装置の欠点は、オン時間の大部分中スイッチが導通しているので回路中の電力消費が増加し、したがってコンバータ回路の効率が減少することである。さらに、デューティサイクルが一時的にゼロになる過渡状態中において第２の出力は低下して貧弱な交差調整を示す。
【０００４】
第２の通常の２出力コンバータ回路では、第１の出力は調整され、第２の出力は疑似調整される。第２の通常のコンバータは共通のコアに結合されているインダクタを有しており、コンバータ回路の大きさは上述の第１の通常の電力コンバータに比較して減少される。このコンバータは良好な電力密度と効率を与えるが、調整が貧弱であり、特に疑似調整された出力の低い電圧および高い電流において調整が不十分である。さらに、疑似調整された出力の初期電圧は第１の出力における電圧と変成器の２次巻線の巻線比とによって決定される。これはまた第２の出力で得られる電圧に、特に低電圧、高電流において厳しい制限を与える。したがって第２の通常のコンバータは比較的低い出力電流しか必要とされない応用に限定されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
したがって、改良された電力密度、改良された効率、および交差調整を有し、得られる出力電圧に対する制限の少ない良好に調整された２つの出力を有するコンバータを提供することが強く要望されている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、良好に調整された２つの出力を有するコンバータを提供する。本発明によるコンバータはまた改良された電力密度、改良された効率、および交差調整を有し、得られる出力電圧に対する制限の少ない利点を有する。
【０００７】
本発明の第１の実施形態では、第１と第２の出力端子を有するコンバータは、１次巻線と第１と第２の２次巻線とを有する変成器を具備している。コンバータの１次側には、変成器の１次巻線と、１次巻線に結合され、付勢端子を有する第１のスイッチとを備えている。第１の制御装置はコンバータの第１の出力端子に入力が接続され、その出力が第１のスイッチの付勢端子に接続されている。コンバータの２次側には、第１と第２の２次セクションがある。第１のセクションは第１の２次巻線と，この第１の２次巻線と第１の出力端子との間に結合された第１のインダクタとを含んでいる。第２のセクションは第２の２次巻線と、この第２の２次巻線と第２の出力端子との間に結合された第２のインダクタを含んでいる。第１と第２のインダクタは独立していても磁気的に誘導結合されていてもよい。コンバータの２次側の第１と第２のセクションはさらに各２次巻線とインダクタとの間に直列に接続された順方向整流器（例えばダイオードまたはＭＯＳＦＥＴ）と、各２次巻線と並列に接続されたフリーホイール整流器（例えばダイオードまたはＭＯＳＦＥＴ）とを備えている。第２の２次セクションはまたコンバータの調整期間中に第２のインダクタに調整電圧を供給するように構成された第２のスイッチを備えている。調整電圧は第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それは第２の出力端子における電圧の調整を改善する。
【０００８】
もしも２つの出力電圧が接近しているならば、第２のスイッチの導通はコンバータ回路のスイッチング周波数の周期に比較して短く、それ故、第２のスイッチの電力消費は低い。コンバータの調整期間中に生じる第２のスイッチが導通するときには第２のセクションのフリーホイール整流器は導通しておらず、そのため電力消費はさらに低下する。調整（補助）電圧はオフ時間の一部中に第２のインダクタに与えられ、さらに低いオン時間振幅が所望の２次電圧を達成するために必要とされる。それは整流器に対する電圧ストレスを減少させ、それ故、ＭＯＳＦＥＴまたはショットキダイオードのような低いオン抵抗装置を使用することによって電力消費をさらに減少させることを可能にする。調整期間を制御することにより第２の出力端子における電圧は良好に調整される。第２の出力に対するエネルギは補助電圧電源から部分的に供給されるので、２つの出力間のダイナミック交差調整はさらに改善される。
【０００９】
第２の実施形態では、第１と第２の出力端子を有するコンバータは、１個の１次巻線と１個の２次巻線とを有する変成器を具備している。コンバータの１次側には変成器の１次巻線と、１次巻線に結合され付勢端子を有する第１のスイッチとを備えている。また第１の制御装置はコンバータの第１の出力端子に入力が接続され、その出力が第１のスイッチの付勢端子に接続されている。コンバータの２次側には２次巻線が設けられている。第１と第２の結合された或いは独立したインダクタは整流器を通って２次巻線に接続され、それぞれ第１と第２の出力端子に接続されている。第２の２次セクションはまたコンバータの調整期間中に第２のインダクタに調整電圧を供給するように構成されている第２のスイッチを備えている。調整電圧は第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それは第２の出力端子における電圧の調整を改善する。
【００１０】
変成器の２次巻線の巻線比が１に等しいならば、単一の２次巻線を使用する変成器が使用されてもよい。単一の２次巻線を有する利点は変成器の構成が簡単になり、第１と第２の出力端子における出力電圧の交差調整が改善されることである。また、ただ１つの２次巻線しかないため、第１の制御装置は両方の出力電圧に対して負荷調整を行う。したがって、第２の制御装置は必要な出力電圧レベルに対してのみ第２の出力端子における出力電圧を調整し、それはさらに短い調整インターバルＴreg となり、結果的に第１の実施形態と比較してさらに少ない電力消費が得られる。第１の実施形態と同様に第２のスイッチは調整期間と呼ばれるコンバータのオフ時間の期間の一部中のみ導通する。これにより、第２のインダクタに調整電圧を供給させ、第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それによって第２の出力端子における電圧は良好に調整される。
【００１１】
本発明のさらに良好な理解は、以下の好ましい実施形態の詳細な説明を考慮することにより、その付加的な利点および目的と共に当業者に与えられるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は、良好に調整された２つの出力を有し、高い電力密度および効率を有し、良好な交差調整を示すＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供する。以下の詳細な説明において同様の素子の符号は１以上の図面に示された同様の素子を説明するために使用されている。
【００１３】
図１には通常のコンバータ10の概略図が示されており、それはそれぞれ出力端子54、74において調整された出力電圧Ｖ01，Ｖ02を有している。コンバータ10は１次側20と２次側30とを含んでいる。１次側20には、入力電圧Ｖi を与える電源と、変成器32の１次巻線22と、スイッチ24と、フィードバック制御回路26とが設けられている。入力電圧Ｖi は１次巻線22の第１の端部に結合されている。１次巻線22の第２の端部はスイッチ24に接続されており、そのスイッチ24の反対側の端部は接地されている。制御回路26はスイッチ24の付勢端子に接続されてスイッチ24のターンオンおよびターンオフ時間を制御している。フィードバック制御回路26はまた出力端子54に接続されている。
【００１４】
２次側30には２つの２次セクション40および60が設けられている。セクション40および60は、変成器２次巻線42および62と、順方向整流器44および64と、フリーホイール整流器46および66と、インダクタ48および68と、キャパシタ50および70と、負荷抵抗52および72とをそれぞれ備えている。図１に示されるように、順方向整流器44および64とフリーホイール整流器46および66はダイオードによって構成される。さらに２次側30にはスイッチ34と制御回路36とが設けられている。２次側30の第１の２次セクション40では順方向整流器44の陽極が２次巻線42の第１の端部に接続されている。順方向整流器44の陰極はフリーホイール整流器46の陰極とインダクタ48の第１の端部とに接続されている。インダクタ48の第２の端部は出力端子54に接続されている。キャパシタ50と負荷抵抗52もまたその一端が出力端子54に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器46の陽極もまた接地されている。
【００１５】
同様に、２次側30の第２のセクション60では、順方向整流器64の陽極が２次巻線62の第１の端部に接続されている。順方向整流器64の陰極はスイッチ34の第１の端部に接続されている。スイッチ34の第２の端部はフリーホイール整流器66の陰極およびインダクタ68の第１の端部に接続されている。インダクタ68の第２の端部は出力端子74に接続されている。キャパシタ70と負荷抵抗72もまたその第１の端部が出力端子74に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器66の陽極もまた接地されている。第２のセクション60はまた制御回路36を含み、その制御回路36は出力端子がスイッチ34の付勢端子に接続され、入力端子が出力端子74に接続されている。
【００１６】
このコンバータ10において、第２の出力電圧Ｖ02はスイッチ34および制御回路36によって調整される。スイッチ34は順方向整流器64と直列に接続されているから、第２の出力電圧Ｖ02の調整はコンバータ10のオン時間中に生じ、それはスイッチ24のオン状態に対応する。換言すれば、スイッチ34はさらに出力電圧Ｖ02を調整するために第２の２次セクション60のオン時間を調整する。例えば、スイッチ34がコンバータ10のオン時間の全てで導通しており、出力である電圧Ｖ02が５ボルトであるならば、制御回路36によってスイッチ34のオン時間を調整することにより電圧02を減少させることができる。特に、もしもスイッチ34がコンバータ10のオン時間の８０％に同調しているならば、出力電圧Ｖ02は４Ｖに減少される。すなわち、図１の構成において、スイッチ34および制御回路36は前縁または後縁ポスト調整装置として動作する。
【００１７】
通常のコンバータ10の欠点は、出力電圧Ｖ02の調整にはコンバータ10のオン時間の大部分中調整スイッチ34を導通させる必要があることである。順方向整流器64と直列であるスイッチ34を調整し、オン時間の大部分中スイッチ34を導通させることによって、回路中の電力消費が増加する。それはスイッチ34を通る導通はシステム中の損失を増加させるからである。さらに、通常のコンバータ10はその非調整電圧レベルから出力電圧Ｖ02をステップダウンすることができるだけであり、そのため変成器の２次巻線62からのオン時間電圧のより高い振幅が要求される。それ故整流器60, 66およびスイッチ34は高い電圧応力に耐えるように設計されなければならず、それによりさらに電力損失が増加する。さらに、もしも制御回路26が負荷の過渡状態下で顕著にオン時間を減少させると、出力電圧Ｖ02は下降する。したがって、通常のコンバータ10は高い損失と低い効率となり、また過渡状態中には貧弱な交差調整しか得られない。
【００１８】
図２は、出力端子54で調整された出力電圧Ｖ01を有し、出力端子74で疑似調整された出力電圧Ｖ02を有する第２の通常のコンバータ12の概略図である。コンバータ12は１次側20と２次側80とを含んでいる。図２の１次側20は図１の１次側20と同じ構造を有することに注意すべきである。２次側80には図１の２次側30とほぼ同様構造が設けられているが、インダクタ82と84が共通の磁心を共有している点が異なっている。さらにスイッチ34と制御回路36は除去されて順方向整流器64の陰極はフリーホイール整流器66の陰極とインダクタ84の第１の端部に接続されている。
【００１９】
動作において、疑似調整された出力電圧Ｖ02の第１の電圧は出力端子54における調整された電圧と、変成器32の２次巻線64, 44の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 によって決定される。同じ巻線比は高い循環電流を避けるために結合されたインダクタ82, 84の巻線に対して通常使用されるものである。これは第２の出力端子74で得られる電圧に厳しい制限が与えられる特に出力電圧Ｖ02を維持するために高い巻線数が必要である低電圧および高電流の場合には結果的に高い銅損が生じる。さらに、出力Ｖ01、Ｖ02で異なった電流の場合に、インダクタ62, 42の有限の漏洩インダクタンスのために、セクション40, 60における実効デューティサイクルが特に低電圧および高電流の場合に異なる。その結果、コンバータ12は第２の出力端子74で貧弱な負荷調整を示す。図３の（ａ）および（ｂ）は結合された各インダクタ82, 84を流れる電流Ｉ82、Ｉ84の電流波形を示している。
【００２０】
これと対照的に、本発明は、良好に調整された２つの出力を有し、改良された電力密度および効率を有し、良好な交差調整を示し、それと共に得られる出力電圧についての制限の少ないコンバータを提供する。図４は本発明の１実施形態の電力コンバータの概略図である。このコンバータ110 は１次側120 と２次側130 とを含んでいる。１次側120 には入力電圧Ｖi を供給する電源と、変成器132 の１次巻線122 と、スイッチ124 と、フィードバック制御回路126 とが設けられている。２次側130 には２つの２次セクション140 および160 が設けられている。２次セクション140 および160 には、変成器132 の２次巻線142 および162 と、順方向整流器144, 164と、フリーホイール整流器146, 166と、インダクタ148, 168と、キャパシタ150, 170と、負荷抵抗152, 172がそれぞれ設けられている。さらに２次側130 にはスイッチ134 と制御回路136 とが設けられている。
【００２１】
１次側120 において、入力電圧Ｖi は１次巻線122 の第１の端部に結合される。１次巻線122 の第２の端部にはスイッチ124 が接続されており、そのスイッチ24の反対側の端部は接地されている。制御回路126 はスイッチ124 の付勢端子に接続されてスイッチ124 のターンオンおよびターンオフ時間を制御している。制御回路126 はまた出力端子154 に接続されている。
【００２２】
２次側130 の第１のセクション140 には順方向整流器144 の陽極が２次巻線142 の第１の端部に接続されている。順方向整流器144 の陰極はフリーホイール整流器146 の陰極とインダクタ148 の第１の端部とに接続されている。インダクタ148 の第２の端部は出力端子154 に接続されている。キャパシタ150 と負荷抵抗152 もまたその一端が出力端子154 に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器146 の陽極もまた接地されている。
【００２３】
同様に、２次側130 の第２のセクション160 では、順方向整流器164 の陽極が２次巻線162 の第１の端部に接続されている。順方向整流器164 の陰極はフリーホイール整流器166 の陰極とインダクタ168 の第１の端部とに接続されている。インダクタ168 の第２の端部は出力端子174 に接続されている。キャパシタ170 と負荷抵抗172 もまたその第１の端部が出力端子174 に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器166 の陽極もまた接地されている。第２のセクション160 はまたスイッチ134 を含んでおり、その第１の端部は順方向整流器164 の陰極に接続され、そのスイッチ134 の第２の端部は補助電圧電源Ｖc に接続されている。制御回路136 はその出力端子がスイッチ134 の付勢端子に接続され、入力端子が出力端子174 に接続されている。
【００２４】
図４に示されるように、インダクタ148 は同じ磁心を共有するようにインダクタ168 に磁気的に結合されている。本発明において結合されたインダクタを使用することにより、結合されたインダクタ168, 148の巻線比ＮＬ2 ／ＮＬ1 は変成器132 の２次巻線162, 142の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 に等しいことに注意すべきである。さらに、結合されたインダクタの構造はインダクタ148, 168間に十分に高い漏洩インダクタンスを与える。インダクタ148, 168はまた磁気的に結合されることなく互いに独立することも可能であることを認識すべきである。
【００２５】
図５の（ａ）と（ｂ）は結合されたインダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 の電流波形を示しており、図５の（ｃ）は調整スイッチ134 中の電流Ｉreg の電流波形を示している。スイッチ124 のオン状態に対応しているコンバータ110 のオン時間中、入力電圧Ｖi は変成器132 の１次巻線122 に供給される。２次巻線142, 162に誘起された電圧は順方向整流器144, 164を順方向にバイアスし、それによりそれらは導通する。２次巻線142, 162の電圧はオン時間の期間の開始時に結合されたインダクタ148, 168に供給される。オン時間の期間中結合されたインダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 は結合されたインダクタの磁化電流と同様に増加する。さらに、インダクタ148, 168の巻線を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 はキャパシタ150, 170中に流れ、さらに負荷抵抗152, 172に流れる。オン時間の期間中、スイッチ134 は導通状態ではなく、コンバータ110 の動作はそれ以外は図２の従来のコンバータ12と同じである。
【００２６】
スイッチ124 のオフ状態に対応しているコンバータ110 のオフ時間中、２次巻線142, 162の極性は反対になる。順方向整流器144, 164はオフに切換えられ、フリーホイール整流器146, 166は導通を開始する。オフ時間の期間の第１の部分において、コンバータ110 の動作は図２のコンバータ12と同じである。しかしながら、調整期間Ｔreg と呼ばれるオフ時間の期間の第２の部分において、コンバータ110 は従来のコンバータ12と異なった動作をする。特に、調整期間Ｔreg において、制御回路136 はスイッチ134 をオンに切替え、そのためそれは導通する。スイッチ134 のオン切替えにより、補助電圧Ｖc がインダクタ168 に供給される。図５の（ｂ）および（ｃ）に示されているように、これは結果的に電流Ｉ168 の増加を生じ、その電流はインダクタ168 を流れ、インダクタ148 を流れる電流Ｉ148 は減少する。独立したインダクタ148, 168の場合には電流Ｉ148 はオフ時間の期間中と同様の割合で減少を維持する。この特性は従来のコンバータ12の動作とは異なっている。図３に戻ると、結合されたインダクタ168 中の電流Ｉ168 はオフ時間の期間のどの部分においても増加することはなく、減少するだけである。
【００２７】
インダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 の変化レートはインダクタ148, 168の巻線と関連する漏洩インダクタンスと、インダクタ148, 168の各巻線に供給される電圧Ｖc 、Ｖ01、Ｖ02よって主として支配される。例えば、図５の（ｂ）および（ｃ）に示されているように、オフ時間の期間中に、Ｖ02がまだ調整されていないとき、電流Ｉ168 の変化レートは電流Ｉ148 の変化レートよりも大きい。これはＶ02の電圧レベルがこの期間中Ｖ01の電圧レベルよりも高いために生じたものである。さらに、調整期間Ｔreg 中に、Ｖ02の電圧レベルよりも高い電圧レベルにある電圧Ｖc がインダクタ168 の第１の端部に供給され、そのため電流Ｉ168 が増加する。電圧Ｖc をインダクタ168 に供給することによって非対称状態が生じる。この結果、調整期間Ｔreg 中は大きいレートで電流Ｉ168 が増加し、電流Ｉ148 が減少する。結合されたインダクタ148, 168の磁化電流もまた変化するが、その量は顕著ではなく、そのため電流Ｉ168 の増加は主としてインダクタ148 の巻線からインダクタ 168の巻線への磁化電流の再分布によって生じる。
【００２８】
さらに、電流Ｉ148 、Ｉ168 中のリップルを制限するために、インダクタ148, 168の巻線間に十分の漏洩インダクタンスを与えることが望ましい。例えば、漏洩インダクタンスが低すぎると、電流Ｉ148 、Ｉ168 中のリップルは非常に大きくなり、コンバータ110 の他のパラメータに影響を与える。したがって、インダクタ148, 168の巻線間に十分の漏洩インダクタンスを与えることが重要である。
【００２９】
調整期間Ｔreg は次のデューティサイクルのオン時間の期間の開始時に終了し、スイッチ134 はオフに切換えられる。結合されたインダクタ148, 168の巻線に供給された電圧はオン時間の期間中および第２の出力電圧Ｖ02が調整されていないときのオフ時間の一部分中本質的に平衡されている。それ故、電流Ｉ148 、Ｉ168 のそれぞれの最後の値にしたがって結合されたインダクタ148, 168の巻線間の磁化電流が再分布される。漏洩インダクタンスの電流レートＩ148 、Ｉ168 の新しい値はそれぞれ出力電圧Ｖ01、Ｖ02の新しい値によりサポートされ（例えば高いＶ02および低いＶ01）、調整期間Ｔreg の期間中に対する変化はＶ01がフィードバック制御回路126 により調整されているときＶ02の調整を可能にする。換言すると、調整期間Ｔreg のある期間に補助電圧Ｖc を供給することにより、インダクタ148, 168の２つの巻線の漏洩インダクタンスおよび結合されたインダクタの磁化インダクタンスを含む３インダクタシステムに供給されたボルト秒の平衡を変化する。新しいボルト秒の平衡は異なったＶ02の値により発見される。それ故、調整期間Ｔreg の期間は補助電圧Ｖc の高い値に対して減少され、そのためＶc の電圧レベルはスイッチ134 中の電力消費を決定する。さらに、電流Ｉreg のパルスはスイッチング周波数の周期に比較して短く、それ故スイッチ134 中で消費されるエネルギは低い。また、スイッチ134 が導通しているとき、フリーホイール整流器166 は導通しておらず、そのためスイッチ134 中の消費はほとんど補償される。
【００３０】
図６の（ａ）乃至（ｃ）は、調整期間Ｔreg がオフ時間の期間の始めに生じるとき調整スイッチと結合されたインダクタを流れる電流波形を示しているグラフである。図６の（ａ）に示されるように、調整期間Ｔreg は変化可能であり、それ故それはオフ時間の期間Ｔ1 からＴ2 の任意の部分で発生する。
【００３１】
図７は図４のコンバータの変形であり、調整電圧電源として第２の出力電圧Ｖ02を使用している。図７を参照すると、スイッチ134 の第２の端部は第２の出力端子174 に接続されている。この構成において、調整期間Ｔreg 中、インダクタ168 は短絡される。インダクタ168 を短絡して除外されることにより、キャパシタ170 を流れる電流はスイッチ134 に再分配される。コンバータ112 の動作は本質的にコンバータ110 の動作と同じであるが、電流Ｉ168 の低い変化率と調整期間Ｔreg が長いことが異なっている。その理由は出力電圧Ｖ02が通常補助電圧Ｖc を供給する電源よりも低い電圧レベルにあるからである。コンバータ112 の利点はコンバータ110 に比較してスペースおよび部品が少なくてよいことである。
【００３２】
図８は図４のコンバータの別の変形であり、調整電圧として第１の出力電圧Ｖ01を使用している。図８を参照すると、スイッチ134 の第２の端部は第１の出力端子154 に接続されている。この構成において、調整期間Ｔreg 中、キャパシタ150 を流れる電流はスイッチ134 に再分配される。コンバータ114 の動作は本質的にコンバータ110 の動作と同じであるが、電流Ｉ148 の低い変化率と調整期間Ｔreg が長いことが異なっている。その理由は出力電圧Ｖ01は通常電圧Ｖc を供給する電源よりも低い電圧レベルにあるからである。図７の構成と同様にコンバータ114 はコンバータ110 に比較してスペースおよび部品が少なくてよい。したがって、本発明では電圧Ｖc または出力電圧Ｖ01、Ｖ02の任意のものを与える別々の電源が調整電圧として使用されることができる。
【００３３】
図９は本発明の別の実施形態のコンバータの概略図である。図９において、整流器212, 214, 216, 218はそれぞれ本体に内在するダイオードを有するＭＯＳＦＥＴのような同期整流器として構成されている。さらに、スイッチ220 が共通に結合されたドレイン端子を有する２個のＮチヤンネルＭＯＳＦＥＴ202, 204の直列接続で構成されている。このＭＯＳＦＥＴ202, 204の直列接続はそれらの本体内在ダイオードを通る寄生導電を阻止する。同期整流器212, 214, 216, 218のターンオンおよびターンオフ時間を制御するために付加的な制御回路208 が設けられている。さらに、順方向整流器216 および212 が各セクション240 と260 の帰路中に位置するように配置されている。同期整流器212, 214, 216, 218を有するコンバータ210 の動作は、制御回路206 によるスイッチ220 のターンオンの前に制御回路208 が整流器214 をターンオフすることを除いては図４のコンバータ110 について上述したのと同じである。
【００３４】
図１０は図９のコンバータの変形の概略図であり、変成器は単一の２次巻線を有している。図９の変成器132 の２次巻線の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 が１に等しいならば、１個の２次巻線342 を有する変成器332 が図１０において使用されることができる。図１０を参照すると同期整流器212, 216は２次巻線332 とインダクタ168, 148との間に配置され、一方、図９ではて同期整流器212, 216はコンバータ210 の各２次セクションの帰路に設けられている。単一の２次巻線242 を有する利点は、変成器の構造が簡単になり、２つの出力電圧Ｖ01、Ｖ02の交差調整が改善されることである。また、ただ１つの２次巻線242 しかないためにフィードバック制御回路126 が両方の出力電圧Ｖ01、Ｖ02に対する負荷調整を制御する。したがって、制御回路206 は必要な出力電圧レベルに対してのみ出力電圧Ｖ02を調整し、それは調整期間Ｔreg を短くし、結果として低い電力消費が得られる。
【００３５】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、当業者は確実に効果が達成されることを認識するであろう。また、種々の変形、変更、適用および別の実施形態が本発明の技術的範囲を逸脱することなく行われることができることを認識するであろう。本発明は特許請求の範囲によって規定される。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】調整された２つの出力を有する通常のコンバータの概略図。
【図２】調整された出力と疑似調整された出力とを有している通常のコンバータの概略図。
【図３】図２の結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図４】本発明の１実施形態によるコンバータの概略図。
【図５】図４のコンバータ中の調整されたスイッチおよび結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図６】図４のコンバータのオフ時間の開始において調整期間が発生する場合の調整されたスイッチおよび結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図７】調整電圧が第２の出力端子により与えられる図４のコンバータの変形の概略図。
【図８】調整電圧が第１の出力端子により与えられる図４のコンバータの変形の概略図。
【図９】本発明の別の実施形態によるコンバータの概略図。
【図１０】変成器が単一の２次巻線を有する図９のコンバータの変形の概略図。
【０００１】
本発明は電力コンバータに関するものであり、特に、調整された２つの出力を有する電力コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
効率のよいＤＣ−ＤＣまたはＡＣ−ＤＣ電力コンバータは電子工業界では常に必要とされている。現在では低い出力電圧（例えば３．３Ｖ以下）で、高い出力電流（例えば２０Ａ以上）で、高い効率で、高電力密度のコンバータを開発することに注目されている。
【０００３】
２つの出力を有する電力コンバータ回路を形成することはよく知られている。そのような既知の２出力電力コンバータ回路では、コンバータの両方の出力が調整される。調整スイッチが順方向ダイオードと直列に配置され、そのスイッチはコンバータのオン時間の大部分中導通している。この装置の欠点は、オン時間の大部分中スイッチが導通しているので回路中の電力消費が増加し、したがってコンバータ回路の効率が減少することである。さらに、デューティサイクルが一時的にゼロになる過渡状態中において第２の出力は低下して貧弱な交差調整を示す。
【０００４】
第２の通常の２出力コンバータ回路では、第１の出力は調整され、第２の出力は疑似調整される。第２の通常のコンバータは共通のコアに結合されているインダクタを有しており、コンバータ回路の大きさは上述の第１の通常の電力コンバータに比較して減少される。このコンバータは良好な電力密度と効率を与えるが、調整が貧弱であり、特に疑似調整された出力の低い電圧および高い電流において調整が不十分である。さらに、疑似調整された出力の初期電圧は第１の出力における電圧と変成器の２次巻線の巻線比とによって決定される。これはまた第２の出力で得られる電圧に、特に低電圧、高電流において厳しい制限を与える。したがって第２の通常のコンバータは比較的低い出力電流しか必要とされない応用に限定されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
したがって、改良された電力密度、改良された効率、および交差調整を有し、得られる出力電圧に対する制限の少ない良好に調整された２つの出力を有するコンバータを提供することが強く要望されている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、良好に調整された２つの出力を有するコンバータを提供する。本発明によるコンバータはまた改良された電力密度、改良された効率、および交差調整を有し、得られる出力電圧に対する制限の少ない利点を有する。
【０００７】
本発明の第１の実施形態では、第１と第２の出力端子を有するコンバータは、１次巻線と第１と第２の２次巻線とを有する変成器を具備している。コンバータの１次側には、変成器の１次巻線と、１次巻線に結合され、付勢端子を有する第１のスイッチとを備えている。第１の制御装置はコンバータの第１の出力端子に入力が接続され、その出力が第１のスイッチの付勢端子に接続されている。コンバータの２次側には、第１と第２の２次セクションがある。第１のセクションは第１の２次巻線と，この第１の２次巻線と第１の出力端子との間に結合された第１のインダクタとを含んでいる。第２のセクションは第２の２次巻線と、この第２の２次巻線と第２の出力端子との間に結合された第２のインダクタを含んでいる。第１と第２のインダクタは独立していても磁気的に誘導結合されていてもよい。コンバータの２次側の第１と第２のセクションはさらに各２次巻線とインダクタとの間に直列に接続された順方向整流器（例えばダイオードまたはＭＯＳＦＥＴ）と、各２次巻線と並列に接続されたフリーホイール整流器（例えばダイオードまたはＭＯＳＦＥＴ）とを備えている。第２の２次セクションはまたコンバータの調整期間中に第２のインダクタに調整電圧を供給するように構成された第２のスイッチを備えている。調整電圧は第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それは第２の出力端子における電圧の調整を改善する。
【０００８】
もしも２つの出力電圧が接近しているならば、第２のスイッチの導通はコンバータ回路のスイッチング周波数の周期に比較して短く、それ故、第２のスイッチの電力消費は低い。コンバータの調整期間中に生じる第２のスイッチが導通するときには第２のセクションのフリーホイール整流器は導通しておらず、そのため電力消費はさらに低下する。調整（補助）電圧はオフ時間の一部中に第２のインダクタに与えられ、さらに低いオン時間振幅が所望の２次電圧を達成するために必要とされる。それは整流器に対する電圧ストレスを減少させ、それ故、ＭＯＳＦＥＴまたはショットキダイオードのような低いオン抵抗装置を使用することによって電力消費をさらに減少させることを可能にする。調整期間を制御することにより第２の出力端子における電圧は良好に調整される。第２の出力に対するエネルギは補助電圧電源から部分的に供給されるので、２つの出力間のダイナミック交差調整はさらに改善される。
【０００９】
第２の実施形態では、第１と第２の出力端子を有するコンバータは、１個の１次巻線と１個の２次巻線とを有する変成器を具備している。コンバータの１次側には変成器の１次巻線と、１次巻線に結合され付勢端子を有する第１のスイッチとを備えている。また第１の制御装置はコンバータの第１の出力端子に入力が接続され、その出力が第１のスイッチの付勢端子に接続されている。コンバータの２次側には２次巻線が設けられている。第１と第２の結合された或いは独立したインダクタは整流器を通って２次巻線に接続され、それぞれ第１と第２の出力端子に接続されている。第２の２次セクションはまたコンバータの調整期間中に第２のインダクタに調整電圧を供給するように構成されている第２のスイッチを備えている。調整電圧は第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それは第２の出力端子における電圧の調整を改善する。
【００１０】
変成器の２次巻線の巻線比が１に等しいならば、単一の２次巻線を使用する変成器が使用されてもよい。単一の２次巻線を有する利点は変成器の構成が簡単になり、第１と第２の出力端子における出力電圧の交差調整が改善されることである。また、ただ１つの２次巻線しかないため、第１の制御装置は両方の出力電圧に対して負荷調整を行う。したがって、第２の制御装置は必要な出力電圧レベルに対してのみ第２の出力端子における出力電圧を調整し、それはさらに短い調整インターバルＴreg となり、結果的に第１の実施形態と比較してさらに少ない電力消費が得られる。第１の実施形態と同様に第２のスイッチは調整期間と呼ばれるコンバータのオフ時間の期間の一部中のみ導通する。これにより、第２のインダクタに調整電圧を供給させ、第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させ、それによって第２の出力端子における電圧は良好に調整される。
【００１１】
本発明のさらに良好な理解は、以下の好ましい実施形態の詳細な説明を考慮することにより、その付加的な利点および目的と共に当業者に与えられるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は、良好に調整された２つの出力を有し、高い電力密度および効率を有し、良好な交差調整を示すＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供する。以下の詳細な説明において同様の素子の符号は１以上の図面に示された同様の素子を説明するために使用されている。
【００１３】
図１には通常のコンバータ10の概略図が示されており、それはそれぞれ出力端子54、74において調整された出力電圧Ｖ01，Ｖ02を有している。コンバータ10は１次側20と２次側30とを含んでいる。１次側20には、入力電圧Ｖi を与える電源と、変成器32の１次巻線22と、スイッチ24と、フィードバック制御回路26とが設けられている。入力電圧Ｖi は１次巻線22の第１の端部に結合されている。１次巻線22の第２の端部はスイッチ24に接続されており、そのスイッチ24の反対側の端部は接地されている。制御回路26はスイッチ24の付勢端子に接続されてスイッチ24のターンオンおよびターンオフ時間を制御している。フィードバック制御回路26はまた出力端子54に接続されている。
【００１４】
２次側30には２つの２次セクション40および60が設けられている。セクション40および60は、変成器２次巻線42および62と、順方向整流器44および64と、フリーホイール整流器46および66と、インダクタ48および68と、キャパシタ50および70と、負荷抵抗52および72とをそれぞれ備えている。図１に示されるように、順方向整流器44および64とフリーホイール整流器46および66はダイオードによって構成される。さらに２次側30にはスイッチ34と制御回路36とが設けられている。２次側30の第１の２次セクション40では順方向整流器44の陽極が２次巻線42の第１の端部に接続されている。順方向整流器44の陰極はフリーホイール整流器46の陰極とインダクタ48の第１の端部とに接続されている。インダクタ48の第２の端部は出力端子54に接続されている。キャパシタ50と負荷抵抗52もまたその一端が出力端子54に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器46の陽極もまた接地されている。
【００１５】
同様に、２次側30の第２のセクション60では、順方向整流器64の陽極が２次巻線62の第１の端部に接続されている。順方向整流器64の陰極はスイッチ34の第１の端部に接続されている。スイッチ34の第２の端部はフリーホイール整流器66の陰極およびインダクタ68の第１の端部に接続されている。インダクタ68の第２の端部は出力端子74に接続されている。キャパシタ70と負荷抵抗72もまたその第１の端部が出力端子74に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器66の陽極もまた接地されている。第２のセクション60はまた制御回路36を含み、その制御回路36は出力端子がスイッチ34の付勢端子に接続され、入力端子が出力端子74に接続されている。
【００１６】
このコンバータ10において、第２の出力電圧Ｖ02はスイッチ34および制御回路36によって調整される。スイッチ34は順方向整流器64と直列に接続されているから、第２の出力電圧Ｖ02の調整はコンバータ10のオン時間中に生じ、それはスイッチ24のオン状態に対応する。換言すれば、スイッチ34はさらに出力電圧Ｖ02を調整するために第２の２次セクション60のオン時間を調整する。例えば、スイッチ34がコンバータ10のオン時間の全てで導通しており、出力である電圧Ｖ02が５ボルトであるならば、制御回路36によってスイッチ34のオン時間を調整することにより電圧02を減少させることができる。特に、もしもスイッチ34がコンバータ10のオン時間の８０％に同調しているならば、出力電圧Ｖ02は４Ｖに減少される。すなわち、図１の構成において、スイッチ34および制御回路36は前縁または後縁ポスト調整装置として動作する。
【００１７】
通常のコンバータ10の欠点は、出力電圧Ｖ02の調整にはコンバータ10のオン時間の大部分中調整スイッチ34を導通させる必要があることである。順方向整流器64と直列であるスイッチ34を調整し、オン時間の大部分中スイッチ34を導通させることによって、回路中の電力消費が増加する。それはスイッチ34を通る導通はシステム中の損失を増加させるからである。さらに、通常のコンバータ10はその非調整電圧レベルから出力電圧Ｖ02をステップダウンすることができるだけであり、そのため変成器の２次巻線62からのオン時間電圧のより高い振幅が要求される。それ故整流器60, 66およびスイッチ34は高い電圧応力に耐えるように設計されなければならず、それによりさらに電力損失が増加する。さらに、もしも制御回路26が負荷の過渡状態下で顕著にオン時間を減少させると、出力電圧Ｖ02は下降する。したがって、通常のコンバータ10は高い損失と低い効率となり、また過渡状態中には貧弱な交差調整しか得られない。
【００１８】
図２は、出力端子54で調整された出力電圧Ｖ01を有し、出力端子74で疑似調整された出力電圧Ｖ02を有する第２の通常のコンバータ12の概略図である。コンバータ12は１次側20と２次側80とを含んでいる。図２の１次側20は図１の１次側20と同じ構造を有することに注意すべきである。２次側80には図１の２次側30とほぼ同様構造が設けられているが、インダクタ82と84が共通の磁心を共有している点が異なっている。さらにスイッチ34と制御回路36は除去されて順方向整流器64の陰極はフリーホイール整流器66の陰極とインダクタ84の第１の端部に接続されている。
【００１９】
動作において、疑似調整された出力電圧Ｖ02の第１の電圧は出力端子54における調整された電圧と、変成器32の２次巻線64, 44の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 によって決定される。同じ巻線比は高い循環電流を避けるために結合されたインダクタ82, 84の巻線に対して通常使用されるものである。これは第２の出力端子74で得られる電圧に厳しい制限が与えられる特に出力電圧Ｖ02を維持するために高い巻線数が必要である低電圧および高電流の場合には結果的に高い銅損が生じる。さらに、出力Ｖ01、Ｖ02で異なった電流の場合に、インダクタ62, 42の有限の漏洩インダクタンスのために、セクション40, 60における実効デューティサイクルが特に低電圧および高電流の場合に異なる。その結果、コンバータ12は第２の出力端子74で貧弱な負荷調整を示す。図３の（ａ）および（ｂ）は結合された各インダクタ82, 84を流れる電流Ｉ82、Ｉ84の電流波形を示している。
【００２０】
これと対照的に、本発明は、良好に調整された２つの出力を有し、改良された電力密度および効率を有し、良好な交差調整を示し、それと共に得られる出力電圧についての制限の少ないコンバータを提供する。図４は本発明の１実施形態の電力コンバータの概略図である。このコンバータ110 は１次側120 と２次側130 とを含んでいる。１次側120 には入力電圧Ｖi を供給する電源と、変成器132 の１次巻線122 と、スイッチ124 と、フィードバック制御回路126 とが設けられている。２次側130 には２つの２次セクション140 および160 が設けられている。２次セクション140 および160 には、変成器132 の２次巻線142 および162 と、順方向整流器144, 164と、フリーホイール整流器146, 166と、インダクタ148, 168と、キャパシタ150, 170と、負荷抵抗152, 172がそれぞれ設けられている。さらに２次側130 にはスイッチ134 と制御回路136 とが設けられている。
【００２１】
１次側120 において、入力電圧Ｖi は１次巻線122 の第１の端部に結合される。１次巻線122 の第２の端部にはスイッチ124 が接続されており、そのスイッチ24の反対側の端部は接地されている。制御回路126 はスイッチ124 の付勢端子に接続されてスイッチ124 のターンオンおよびターンオフ時間を制御している。制御回路126 はまた出力端子154 に接続されている。
【００２２】
２次側130 の第１のセクション140 には順方向整流器144 の陽極が２次巻線142 の第１の端部に接続されている。順方向整流器144 の陰極はフリーホイール整流器146 の陰極とインダクタ148 の第１の端部とに接続されている。インダクタ148 の第２の端部は出力端子154 に接続されている。キャパシタ150 と負荷抵抗152 もまたその一端が出力端子154 に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器146 の陽極もまた接地されている。
【００２３】
同様に、２次側130 の第２のセクション160 では、順方向整流器164 の陽極が２次巻線162 の第１の端部に接続されている。順方向整流器164 の陰極はフリーホイール整流器166 の陰極とインダクタ168 の第１の端部とに接続されている。インダクタ168 の第２の端部は出力端子174 に接続されている。キャパシタ170 と負荷抵抗172 もまたその第１の端部が出力端子174 に接続され、それらの第２の端部は接地されている。フリーホイール整流器166 の陽極もまた接地されている。第２のセクション160 はまたスイッチ134 を含んでおり、その第１の端部は順方向整流器164 の陰極に接続され、そのスイッチ134 の第２の端部は補助電圧電源Ｖc に接続されている。制御回路136 はその出力端子がスイッチ134 の付勢端子に接続され、入力端子が出力端子174 に接続されている。
【００２４】
図４に示されるように、インダクタ148 は同じ磁心を共有するようにインダクタ168 に磁気的に結合されている。本発明において結合されたインダクタを使用することにより、結合されたインダクタ168, 148の巻線比ＮＬ2 ／ＮＬ1 は変成器132 の２次巻線162, 142の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 に等しいことに注意すべきである。さらに、結合されたインダクタの構造はインダクタ148, 168間に十分に高い漏洩インダクタンスを与える。インダクタ148, 168はまた磁気的に結合されることなく互いに独立することも可能であることを認識すべきである。
【００２５】
図５の（ａ）と（ｂ）は結合されたインダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 の電流波形を示しており、図５の（ｃ）は調整スイッチ134 中の電流Ｉreg の電流波形を示している。スイッチ124 のオン状態に対応しているコンバータ110 のオン時間中、入力電圧Ｖi は変成器132 の１次巻線122 に供給される。２次巻線142, 162に誘起された電圧は順方向整流器144, 164を順方向にバイアスし、それによりそれらは導通する。２次巻線142, 162の電圧はオン時間の期間の開始時に結合されたインダクタ148, 168に供給される。オン時間の期間中結合されたインダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 は結合されたインダクタの磁化電流と同様に増加する。さらに、インダクタ148, 168の巻線を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 はキャパシタ150, 170中に流れ、さらに負荷抵抗152, 172に流れる。オン時間の期間中、スイッチ134 は導通状態ではなく、コンバータ110 の動作はそれ以外は図２の従来のコンバータ12と同じである。
【００２６】
スイッチ124 のオフ状態に対応しているコンバータ110 のオフ時間中、２次巻線142, 162の極性は反対になる。順方向整流器144, 164はオフに切換えられ、フリーホイール整流器146, 166は導通を開始する。オフ時間の期間の第１の部分において、コンバータ110 の動作は図２のコンバータ12と同じである。しかしながら、調整期間Ｔreg と呼ばれるオフ時間の期間の第２の部分において、コンバータ110 は従来のコンバータ12と異なった動作をする。特に、調整期間Ｔreg において、制御回路136 はスイッチ134 をオンに切替え、そのためそれは導通する。スイッチ134 のオン切替えにより、補助電圧Ｖc がインダクタ168 に供給される。図５の（ｂ）および（ｃ）に示されているように、これは結果的に電流Ｉ168 の増加を生じ、その電流はインダクタ168 を流れ、インダクタ148 を流れる電流Ｉ148 は減少する。独立したインダクタ148, 168の場合には電流Ｉ148 はオフ時間の期間中と同様の割合で減少を維持する。この特性は従来のコンバータ12の動作とは異なっている。図３に戻ると、結合されたインダクタ168 中の電流Ｉ168 はオフ時間の期間のどの部分においても増加することはなく、減少するだけである。
【００２７】
インダクタ148, 168を流れる電流Ｉ148 、Ｉ168 の変化レートはインダクタ148, 168の巻線と関連する漏洩インダクタンスと、インダクタ148, 168の各巻線に供給される電圧Ｖc 、Ｖ01、Ｖ02よって主として支配される。例えば、図５の（ｂ）および（ｃ）に示されているように、オフ時間の期間中に、Ｖ02がまだ調整されていないとき、電流Ｉ168 の変化レートは電流Ｉ148 の変化レートよりも大きい。これはＶ02の電圧レベルがこの期間中Ｖ01の電圧レベルよりも高いために生じたものである。さらに、調整期間Ｔreg 中に、Ｖ02の電圧レベルよりも高い電圧レベルにある電圧Ｖc がインダクタ168 の第１の端部に供給され、そのため電流Ｉ168 が増加する。電圧Ｖc をインダクタ168 に供給することによって非対称状態が生じる。この結果、調整期間Ｔreg 中は大きいレートで電流Ｉ168 が増加し、電流Ｉ148 が減少する。結合されたインダクタ148, 168の磁化電流もまた変化するが、その量は顕著ではなく、そのため電流Ｉ168 の増加は主としてインダクタ148 の巻線からインダクタ 168の巻線への磁化電流の再分布によって生じる。
【００２８】
さらに、電流Ｉ148 、Ｉ168 中のリップルを制限するために、インダクタ148, 168の巻線間に十分の漏洩インダクタンスを与えることが望ましい。例えば、漏洩インダクタンスが低すぎると、電流Ｉ148 、Ｉ168 中のリップルは非常に大きくなり、コンバータ110 の他のパラメータに影響を与える。したがって、インダクタ148, 168の巻線間に十分の漏洩インダクタンスを与えることが重要である。
【００２９】
調整期間Ｔreg は次のデューティサイクルのオン時間の期間の開始時に終了し、スイッチ134 はオフに切換えられる。結合されたインダクタ148, 168の巻線に供給された電圧はオン時間の期間中および第２の出力電圧Ｖ02が調整されていないときのオフ時間の一部分中本質的に平衡されている。それ故、電流Ｉ148 、Ｉ168 のそれぞれの最後の値にしたがって結合されたインダクタ148, 168の巻線間の磁化電流が再分布される。漏洩インダクタンスの電流レートＩ148 、Ｉ168 の新しい値はそれぞれ出力電圧Ｖ01、Ｖ02の新しい値によりサポートされ（例えば高いＶ02および低いＶ01）、調整期間Ｔreg の期間中に対する変化はＶ01がフィードバック制御回路126 により調整されているときＶ02の調整を可能にする。換言すると、調整期間Ｔreg のある期間に補助電圧Ｖc を供給することにより、インダクタ148, 168の２つの巻線の漏洩インダクタンスおよび結合されたインダクタの磁化インダクタンスを含む３インダクタシステムに供給されたボルト秒の平衡を変化する。新しいボルト秒の平衡は異なったＶ02の値により発見される。それ故、調整期間Ｔreg の期間は補助電圧Ｖc の高い値に対して減少され、そのためＶc の電圧レベルはスイッチ134 中の電力消費を決定する。さらに、電流Ｉreg のパルスはスイッチング周波数の周期に比較して短く、それ故スイッチ134 中で消費されるエネルギは低い。また、スイッチ134 が導通しているとき、フリーホイール整流器166 は導通しておらず、そのためスイッチ134 中の消費はほとんど補償される。
【００３０】
図６の（ａ）乃至（ｃ）は、調整期間Ｔreg がオフ時間の期間の始めに生じるとき調整スイッチと結合されたインダクタを流れる電流波形を示しているグラフである。図６の（ａ）に示されるように、調整期間Ｔreg は変化可能であり、それ故それはオフ時間の期間Ｔ1 からＴ2 の任意の部分で発生する。
【００３１】
図７は図４のコンバータの変形であり、調整電圧電源として第２の出力電圧Ｖ02を使用している。図７を参照すると、スイッチ134 の第２の端部は第２の出力端子174 に接続されている。この構成において、調整期間Ｔreg 中、インダクタ168 は短絡される。インダクタ168 を短絡して除外されることにより、キャパシタ170 を流れる電流はスイッチ134 に再分配される。コンバータ112 の動作は本質的にコンバータ110 の動作と同じであるが、電流Ｉ168 の低い変化率と調整期間Ｔreg が長いことが異なっている。その理由は出力電圧Ｖ02が通常補助電圧Ｖc を供給する電源よりも低い電圧レベルにあるからである。コンバータ112 の利点はコンバータ110 に比較してスペースおよび部品が少なくてよいことである。
【００３２】
図８は図４のコンバータの別の変形であり、調整電圧として第１の出力電圧Ｖ01を使用している。図８を参照すると、スイッチ134 の第２の端部は第１の出力端子154 に接続されている。この構成において、調整期間Ｔreg 中、キャパシタ150 を流れる電流はスイッチ134 に再分配される。コンバータ114 の動作は本質的にコンバータ110 の動作と同じであるが、電流Ｉ148 の低い変化率と調整期間Ｔreg が長いことが異なっている。その理由は出力電圧Ｖ01は通常電圧Ｖc を供給する電源よりも低い電圧レベルにあるからである。図７の構成と同様にコンバータ114 はコンバータ110 に比較してスペースおよび部品が少なくてよい。したがって、本発明では電圧Ｖc または出力電圧Ｖ01、Ｖ02の任意のものを与える別々の電源が調整電圧として使用されることができる。
【００３３】
図９は本発明の別の実施形態のコンバータの概略図である。図９において、整流器212, 214, 216, 218はそれぞれ本体に内在するダイオードを有するＭＯＳＦＥＴのような同期整流器として構成されている。さらに、スイッチ220 が共通に結合されたドレイン端子を有する２個のＮチヤンネルＭＯＳＦＥＴ202, 204の直列接続で構成されている。このＭＯＳＦＥＴ202, 204の直列接続はそれらの本体内在ダイオードを通る寄生導電を阻止する。同期整流器212, 214, 216, 218のターンオンおよびターンオフ時間を制御するために付加的な制御回路208 が設けられている。さらに、順方向整流器216 および212 が各セクション240 と260 の帰路中に位置するように配置されている。同期整流器212, 214, 216, 218を有するコンバータ210 の動作は、制御回路206 によるスイッチ220 のターンオンの前に制御回路208 が整流器214 をターンオフすることを除いては図４のコンバータ110 について上述したのと同じである。
【００３４】
図１０は図９のコンバータの変形の概略図であり、変成器は単一の２次巻線を有している。図９の変成器132 の２次巻線の巻線比Ｎ2 ／Ｎ1 が１に等しいならば、１個の２次巻線342 を有する変成器332 が図１０において使用されることができる。図１０を参照すると同期整流器212, 216は２次巻線332 とインダクタ168, 148との間に配置され、一方、図９ではて同期整流器212, 216はコンバータ210 の各２次セクションの帰路に設けられている。単一の２次巻線242 を有する利点は、変成器の構造が簡単になり、２つの出力電圧Ｖ01、Ｖ02の交差調整が改善されることである。また、ただ１つの２次巻線242 しかないためにフィードバック制御回路126 が両方の出力電圧Ｖ01、Ｖ02に対する負荷調整を制御する。したがって、制御回路206 は必要な出力電圧レベルに対してのみ出力電圧Ｖ02を調整し、それは調整期間Ｔreg を短くし、結果として低い電力消費が得られる。
【００３５】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、当業者は確実に効果が達成されることを認識するであろう。また、種々の変形、変更、適用および別の実施形態が本発明の技術的範囲を逸脱することなく行われることができることを認識するであろう。本発明は特許請求の範囲によって規定される。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】調整された２つの出力を有する通常のコンバータの概略図。
【図２】調整された出力と疑似調整された出力とを有している通常のコンバータの概略図。
【図３】図２の結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図４】本発明の１実施形態によるコンバータの概略図。
【図５】図４のコンバータ中の調整されたスイッチおよび結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図６】図４のコンバータのオフ時間の開始において調整期間が発生する場合の調整されたスイッチおよび結合されたインダクタ中の電流波形を示す波形図。
【図７】調整電圧が第２の出力端子により与えられる図４のコンバータの変形の概略図。
【図８】調整電圧が第１の出力端子により与えられる図４のコンバータの変形の概略図。
【図９】本発明の別の実施形態によるコンバータの概略図。
【図１０】変成器が単一の２次巻線を有する図９のコンバータの変形の概略図。
Claims (20)
- 第１と第２の出力を有するコンバータにおいて、
１次巻線と少なくとも１つの２次巻線とを有する変成器を具備し、
前記変成器の１次側は、前記変成器の前記１次巻線と、前記１次巻線と接地電位との間に結合されている第１のスイッチとを備えており、前記第１のスイッチは前記１次巻線に入力電圧を供給して前記第１の出力からのフィードバック電圧に応答して前記コンバータの交互に連続するオン状態とオフ状態とを規定するように構成され、
前記変成器の２次側は、第１のセクションと第２のセクションとを有しており、その第１のセクションは少なくとも１つの２次巻線と、この少なくとも１つの２次巻線と前記第１の出力との間に結合された第１のインダクタを含み、前記第２のセクションは少なくとも１つの２次巻線と、この少なくとも１つの２次巻線と前記第２の出力との間に結合された第２のインダクタを含み、
さらに、オフ状態の一部分に対応している調整期間中に前記第２のインダクタと少なくとも１つの２次巻線との間に調整電圧を供給してそれにより前記第２のインダクタに供給されるボルト秒を増加させる第２のスイッチを具備しているコンバータ。 - 前記第１および第２のインダクタは互いに誘導的に結合されている請求項１記載のコンバータ。
- 前記第１および第２のインダクタは互いに独立している請求項１記載のコンバータ。
- さらに、前記調整電圧を与える補助電圧源を備えている請求項１記載のコンバータ。
- 前記第１の出力は前記調整電圧を供給する請求項１記載のコンバータ。
- 前記第２の出力は前記調整電圧を供給する請求項１記載のコンバータ。
- さらに、前記第１のセクションは前記少なくとも１つの２次巻線と前記第１のインダクタとの間に直列に接続された第１の順方向整流器を備え、第１のフリーホイール整流器が前記少なくとも１つの２次巻線と並列に接続されている請求項１記載のコンバータ。
- 前記第２のセクションはさらに前記少なくとも１つの２次巻線と前記第２のインダクタとの間に直列に接続された第２の順方向整流器を備え、第２のフリーホイール整流器が前記少なくとも１つの２次巻線と並列に接続されている請求項７記載のコンバータ。
- 前記第１および第２の順方向整流器および前記第１のおよび第２のフリーホイール整流器はさらにＭＯＳＦＥＴで構成されている請求項８記載のコンバータ。
- 前記第１および第２の順方向整流器および前記第１および第２のフリーホイール整流器はダイオードを具備している請求項８記載のコンバータ。
- 前記第２のスイッチは、直列接続で互いに反対の内在ダイオードとを備えている第１のおよび第２のＭＯＳＦＥＴを備えている請求項１記載のコンバータ。
- 前記少なくとも１つの２次巻線はさらに、第１の２次巻線と第２の２次巻線とを備え、前記第１のセクションはさらに前記第１の２次巻線および前記第１の２次巻線と前記第１の出力との間に結合されている前記第１のインダクタを備え、前記第２のセクションは前記第２の２次巻線および前記第２の２次巻線と前記第２の出力との間に結合されている前記第２のインダクタを備えている請求項１記載のコンバータ。
- 前記第１の２次巻線はＮ１の巻数を有し、前記第２の２次巻線はＮ２の巻数を有し、前記第１の結合されたインダクタはＮＬ１の巻数を有し、前記第２の結合されたインダクタはＮＬ２の巻数を有し、巻数比Ｎ２／Ｎ１は巻数比ＮＬ２／ＮＬ１に等しくされている請求項１２記載のコンバータ。
- １次巻線と少なくとも１つの２次巻線とを有する変成器を具備しているコンバータを調整する方法において、
前記コンバータを交互に連続してオン状態とオフ状態にさせ、入力電圧を前記オン状態のときにのみ前記１次巻線に供給し、
少なくとも１つの２次巻線の電圧を整流してそれぞれ第１と第２のインダクタを通って第１と第２の出力電圧を供給し、
オフ状態の一部期間中前記第１のおよび第２のインダクタの１つに調整電圧を供給してそれにより供給されるボルト秒を増加させる調整方法。 - 前記調整電圧を供給するステップにおいてさらに、前記調整電圧として補助電圧を前記第１のおよび第２のインダクタの１つに供給する請求項１４記載の方法。
- 前記調整電圧を供給するステップにおいてさらに、前記調整電圧として前記第１の出力電圧を前記第１のおよび第２のインダクタの１つに供給する請求項１４記載の方法。
- 前記調整電圧を供給するステップにおいてさらに、前記調整電圧として前記第２の出力電圧を前記第１のおよび第２のインダクタの１つに供給する請求項１４記載の方法。
- さらに、前記第１および第２のインダクタを互いに誘導結合させる請求項１４記載の方法。
- 前記少なくとも１つの２次巻線はさらに、第１の２次巻線と第２の２次巻線とを含み、前記整流するステップにおいてさらに、前記第１のインダクタを通って前記第１の出力電圧を与えるために前記第１の２次巻線上の電圧を整流し、前記第２のインダクタを通って前記第２の出力電圧を与えるために前記第２の２次巻線上の電圧を整流する請求項１４記載の方法。
- 前記変成器の巻数比Ｎ２／Ｎ１を選択するステップを含み、前記第１の２次巻線はＮ１の巻数を有し、前記第２の２次巻線はＮ２の巻数を有し、前記第１のインダクタはＮＬ１の巻数を有し、前記第２のインダクタはＮＬ２の巻数を有し、巻数比Ｎ２／Ｎ１は巻数比ＮＬ２／ＮＬ１に等しく選択される請求項１９記載の方法。
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