KR100842734B1 - 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터 - Google Patents

영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터 Download PDF

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Abstract

고전압 입력, 대전류 출력 분야에 응용할 수 있는 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터가 개시된다. 본 발명에 따른 3레벨 직류-직류 컨버터는 변압기를 통해 자기적으로 커플링되는 1차측 입력단과 2차측 출력단을 포함하며, 상기 1차측 입력단은 병렬 연결된 네 개의 반도체 스위치들 중 인접한 두 개의 스위치를 각각 포함하는 제1 및 제2 스위치 집합체와, 입력 전원과 상기 제1 및 제2 스위치 집합체 사이에 병렬로 결합되어 입력 전원을 분압하는 입력 커패시터들과, 각 스위치 집합체의 두 스위치들 사이의 접촉점들 사이에 병렬로 결합되는 플라잉 커패시터 및 보조 다이오드들과, 극성의 위치를 서로 달리하여 자기적으로 결합된 결합 인덕터들을 포함하며, 상기 2차측 출력단은 상기 변압기의 2차측 코일의 두 개의 탭에 각각 연결되어 2차측에 유도되는 전류를 정류하는 정류 소자들과, 상기 정류 소자들에 의해 정류된 직류 전압을 부하에 전달하는 보조 회로를 포함한다. 본 발명에 따른 컨버터는 최소 소자로 구성된 회로에 의해 영전압-영전류 스위칭이 가능하고, 동시에 보조 다이오드의 전압 스트레스가 작으며, 능동 스위치나 손실성 소자가 없기 때문에 고효율 저비용을 이룰 수 있다.
Figure R1020060052172
영전압-영전류 스위칭, 직류-직류 컨버터, 결합 인덕터

Description

영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터{THREE-LEVEL DC-DC CONVERTER USING ZERO VOLTAGE AND ZERO CURRENT SWITCHING}
도 1은 종래의 영전압 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 2는 종래의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 4는 도 3에 도시된 영전압-영전류 스위칭 3레벨 직류-직류 컨버터의 작동시 주요 부분의 이론적인 파형을 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드 I을 나타낸 도면.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드 II를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드 III을 나타낸 도면.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드 IV를 나타낸 도면.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드 V를 나타낸 도면.
도 10은 종래의 영전압 스위칭 3레벨 직류-직류 컨버터의 변압기 1차측의 전압 및 전류 파형을 나타낸 도면.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터의 변압기 1차측의 전압 및 전류 파형을 나타낸 도면.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨을 이용한 직류-직류 컨버터의 영전압 스위칭 파형을 나타낸 도면.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨을 이용한 직류-직류 컨버터의 영전류 스위칭 파형을 나타낸 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
Tr : 변압기
10 : 1차측 입력단
20 : 보조 회로
30: 2차측 출력단
SW1, SW2 : 제1 및 제2 스위치 집합체
S1 내지 S4 : 스위치
Css : 플라잉 커패시터(flying capacitor)
Vin : 입력 전원
Cin1, Cin2 : 입력 커패시터
Llk : 누설 인덕터
Lo : 출력 인덕터
Co : 출력 커패시터
RL : 부하
Dr1, Dr2 : 정류 다이오드
Dw : 환류 다이오드
본 발명은 직류-직류(DC-DC) 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 영전압-영전류 스위칭을 위한 3레벨 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.
오늘날 사용되는 각종 전자 기기의 내부를 구성하는 각 부품들은 대부분 직류 전압을 요구하기는 하나 그 요구값이 각각 차이가 나기 때문에, 이들 부품에 공급되는 전압의 레벨을 적절히 변환하는 것은 매우 중요하다. 이에 따라 입력된 일정 전압을 승압 또는 강압시켜 원하는 전압으로 출력시키기 위한 컨버터가 널리 사용되고 있다.
특히, 입력된 직류 전원을 다른 레벨의 직류 전원으로 변환하는 직류-직류 컨버터에는 최근 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작을 이용하여 전력의 흐름을 제어하는 방식이 널리 사용됨으로써, 고효율 및 고전력 밀도를 갖는 전원 장치의 구현을 가능하게 하였다.
하지만, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에서는 전압과 전류가 소자의 특성에 따라 일정한 지연과 기울기를 가지고 변화하기 때문에, 스위치를 턴 온 또는 턴 오프시키게 되면 스위치에 전압과 전류가 동시에 가해지는 구간이 발생하게 된다. 이 구간 동안에는 전압과 전류의 곱에 해당하는 스위칭 전력 손실이 발생하는데, 특히 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT; Insulated Gate Bipolar Transistor)와 같은 소자는 턴오프시에 스위치의 양단에 전압이 충분히 가해진 후에도 일정 구간 동안 꼬리 전류(tail current)가 흐르기 때문에 턴 오프시에 스위칭 손실이 발생하게 된다. 그리고, 이러한 스위칭 손실은 소자가 개폐되는 주파수에 비례해서 증가하기 때문에, 소자의 최대 스위칭 주파수를 제한하는 요소가 된다. 따라서, 전력용 반도체 소자의 스위칭 손실을 줄이면서도 고주파의 스위칭이 가능하도록 영전압 상태에서 스위칭을 하는 영전압 스위칭(zero voltage switching) 방안이 제시되었다.
이와 같은 영전압 스위칭을 이용하는 종래의 3레벨 직류-직류 컨버터의 대표적인 회로 구성이 도 1에 도시되어 있다. 도 1을 참조하면, 도 1에 도시된 컨버터(100)는 1차측 권선수 N1 및 2차측 권선수 N2를 갖는 변압기(Tr), 상기 변압기(Tr)의 1차측에 연결되며 제1 및 제2 스위치 집합체(SW1, SW2)를 포함하는 1차측 입력단(10) 및 상기 변압기(Tr)의 2차측에 연결되며 정류소자(Dr1, Dr2)와 보조 회로(20)를 포함한 2차측 출력단(30)을 구비한다.
이 가운데 1차측 입력단(10)은 제1 및 제2 스위치 집합체(SW1, SW2)에 각각 속하며 IGBT로 이루어진 4개의 스위치(S1, S2 및 S3, S4), 이들 4개의 스위치(S1, S2, S3, S4)의 에미터와 컬렉터 사이에 각각 연결된 역병렬 다이오드(D1, D2 ,D3, D4) 및 충방전용 커패시터(C1, C2, C3, C4), 스위치에 의해 출력되는 전압 레벨의 균형을 위해 S2의 컬렉터와 S3의 이미터 사이에 연결되는 플라잉 커패시터(flying capacitor; Css), 서로 직렬로 연결되고 플라잉 커패시터(Css)에는 병렬로 연결되는 다이오드(Dc1, Dc2) 및 입력 전원(Vin)에 병렬로 연결되어 입력 전원(Vin)을 분압하는 입력 커패시터(Cin1, Cin2)를 구비한다.
한편, 2차측 출력단(30)은 변압기(Tr) 2차측의 두 개의 탭에 각각 연결되어 변압기(Tr)에서 유도되는 전류를 정류하는 정류 소자(Dr1, Dr2)와 상기 정류 소자(Dr1, Dr2)에 연결된 보조 회로(20)를 포함한다. 상기 보조 회로(20)는 상기 정류 소자(Dr1, Dr2)에 의해 정류된 전류를 평활시켜 부하(RL)로 전력을 공급하도록 상기 정류 소자(Dr1, Dr2)의 출력 단자와 접지 단자 사이에 연결된 출력 인덕터(Lo)와 출력 커패시터(Co)로 이루어진 평활용 필터와, 상기 정류 소자(Dr1, Dr2)와 상기 평활용 필터에 병렬로 연결되어 2차측 출력단(30)의 전류를 환류시키는 환류 다이오 드(Dw)를 포함한다.
이와 같이 구성되는 종래의 3레벨 직류-직류 컨버터의 동작을 설명하면 다음과 같다. 상기 컨버터(100)에 연결되는 스위치 제어부(도시되지 않음)는 1차측 입력단(10)의 스위치(S1, S2, S3, S4)들의 온/오프 동작을 제어하는 것에 의해, 스위치(S1, S2, S3, S4)를 3가지 모드, 즉 (1) S1 및 S2: 턴-온, S3 및 S4: 턴-오프 (2) S2 및 S3: 턴-온, S1 및 S4: 턴-오프 (3) S3 및 S4: 턴-온, S1 및 S2: 턴-오프로 동작시킨다. 이와 같이 스위치 제어부(도시되지 않음)에 의해 스위치를 3가지 모드로 동작시켜 변압기(Tr)의 1차측으로 전류를 인가하면, 변압기에 의해 일정한 비율로 증가 또는 감소된 전류가 2차측에 유도된다. 유도된 전류는 정류소자(Dr1, Dr2)에 의해 정류되고, 평활용 필터를 통해 리플이 제거되어 직류 전압이 부하(RL)로 출력된다.
이와 같이, 영전압 스위칭은 스위치(S1, S2, S3, S4)와 역병렬로 연결된 다이오드(D1, D2, D3, D4)가 전류에 의해 도통되어 스위치(S1, S2, S3, S4) 양단의 전압이 영이 된 후 턴-온하는 방식이다. 하지만, 스위치가 턴-온 할 때에는 손실이 발생하지 않으나, 스위치가 턴-오프할 때에는 손실이 발생할 수 있다. 따라서, 도 1에 도시한 바와 같이, 스위치의 양단에 커패시터(C1, C2, C3, C4)를 연결하여 전압 증가 속도를 저하시킴으로써 스위치가 턴-오프할 때의 손실을 줄이게 된다.
상술한 바와 같은 구성을 갖는 종래의 영전압 스위칭 3레벨 컨버터에서 영전압 스위칭 동작이 이루어질 수 있는 조건을 살펴보면 다음과 같다. 도 1에 도시한 바와 같은 3레벨 컨버터의 경우 특정 부하 영역에서 영전압 스위칭 조건을 잃게 되므로, 영전압 스위칭 동작이 이루어질 수 있는 변압기(Tr) 1차측의 임계 전류(icrit)는 수학식 1와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006040712970-pat00001
여기서 Cmos는 일반적인 스위치 커패시터의 커패시턴스, CTr은 변압기(Tr)의 권선간 커패시턴스(기생 커패시턴스)이고, Llk는 누설 인덕턴스를 의미한다.
결과적으로, 영전압 스위칭 동작은 1차측에 반영된 부하 전류(Iout)가 임계 전류보다 클 때 이루어지게 되므로, 영전압 스위칭 동작 조건은 수학식 2와 같이 된다.
Figure 112006040712970-pat00002
여기서 n1은 변압기의 권선비(N1/N2)이다.
한편, 보다 안정된 영전압 스위칭 동작을 확보하기 위해서, 1차측 입력단(10)의 누설 인덕터(Llk)가 스위치 커패시터와 변압기(Tr)의 기생 커패시터를 충 ·방전할 수 있도록 컨버터를 설계할 수 있다. 즉, 누설 인덕터(Llk)에 저장된 에너지가 수학식 3을 만족하도록 설계될 때 실제적인 영전압 동작이 이루어지게 된다.
Figure 112006040712970-pat00003
여기서 Ilk는 누설 전류를 의미한다.
상기 수학식을 살펴보면, 도 1에 도시된 종래의 3레벨 컨버터(100)에서는 누설 인덕턴스(Llk)를 증가시키거나 또는 변압기(Tr)와 직렬로 인덕터를 삽입함으로써 보다 안정된 영전압 스위칭 동작 영역을 확보할 수 있음을 알 수 있으나, 이러한 경우 유효 듀티 사이클이 감소되며, 변압기(Tr) 1차측의 누설 인덕턴스(L1k)에 축적된 에너지와 변압기의 1차측으로 반영된 출력 인덕터(Lo)의 에너지에 의해 1차측으로 전류가 환류하여 컨버터의 도전 손실이 증가하고, 변압기의 이용률이 낮아진다는 문제가 발생한다.
이와 같은 문제를 해결하기 위해 영전압-영전류 스위칭(Zero Voltage and Zero Current Switching) 방법이 제안되었다.
도 2는 종래의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 회로도이다. 도 2를 참조하면, 도 2에 도시된 컨버터(200)는 도 1에 도시된 컨버터 의 보조 회로(20)에서 환류 다이오드(Dw)와 평활용 필터(Lo, Co) 사이에 보조 커패시터(Ca)와 제 1 및 제 2 다이오드(Dh, Dc)로 이루어진 병렬 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. 상기 제 2 다이오드(Dc)는 상기 보조 커패시터(Ca)와 제 1 다이오드(Dh) 사이의 접점과, 상기 출력 인덕터(Lo)와 출력 커패시터(Co) 사이의 접점 사이에 배치된다. 상기 보조 커패시터(Ca)는 출력 인덕터(Lo)와의 공진을 통해 변압기 2차측으로 전류를 환류시켜 컨버터의 도전 손실을 저감시키는 한편, 변압기의 1차측에 전류가 흐르지 않도록 하여 영전류 조건에서 스위치를 턴-온 시킴으로써 스위칭 손실을 저감시킨다.
그러나, 상술한 종래의 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 DC-DC 컨버터(도 2 참조)의 경우에도 소프트 스위칭 동작영역이 안정적으로 확보되지 않고, 2차측 정류기의 역회복 손실이 존재하며, 순환 전류로 인해 주회로 소자의 도통 손실과 변압기 손실이 발생되는 문제를 안고 있다.
본 발명의 목적은 종래의 영전압 3레벨 컨버터의 변압기 1차측에 결합 인덕터를 추가함으로써, 최소 소자로 구성된 회로에 의해 영전압-영전류 스위칭을 구현하는 동시에, 보조 다이오드의 전압 스트레스를 감소시키며, 순환 전류를 감소시켜 주 회로 소자의 도통 손실과 변압기 손실 및 2차측 정류기의 역회복 손실을 감소시키는 특징을 갖는 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터를 제공하는 데 있다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 태양에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터는 변압기를 통해 자기적으로 커플링되는 1차측 입력단과 2차측 출력단을 포함한다.
상기 1차측 입력단은 병렬 연결된 네 개의 반도체 스위치들 중 인접한 두 개의 스위치를 각각 포함하는 제1 및 제2 스위치 집합체와, 변압기의 1차측 코일에 전기 에너지를 공급하는 입력 전원과 상기 제1 및 제2 스위치 집합체 사이에 병렬로 결합되어 입력 전원을 분압하는 입력 커패시터들과, 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 두 스위치들 사이의 접촉점과 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 두 스위치들 사이의 접촉점 사이에서 서로 병렬로 결합되는 플라잉 커패시터 및 보조 다이오드들과, 극성의 위치를 서로 달리하여 자기적으로 결합된 결합 인덕터들을 포함한다. 여기서, 상기 변압기의 1차측 코일의 단자 중 하나는 상기 제1 및 제2 스위치 집합체 사이의 접촉점에 접속되고, 나머지 한 단자는 상기 결합 인덕터들 중 하나에 접속되며, 상기 결합 인덕터들 중 다른 하나는 상기 보조 다이오드들 사이의 접촉점에 접속된다.
한편, 상기 2차측 출력단은 상기 변압기의 2차측 코일의 두 개의 탭에 각각 연결되어 2차측에 유도되는 전류를 정류하는 정류 소자들과, 상기 정류 소자들에 의해 정류된 직류 전압을 부하에 전달하는 보조 회로를 포함한다. 상기 보조 회로는 다시 상기 정류 소자들에 의해 정류된 전류를 평활시켜 리플을 제거한 후 부하로 공급하기 위하여 상기 변압기 2차측의 두 개의 탭의 접점인 접지 단자와 상기 정류 소자들의 공통 출력 단자 사이에 연결되는 평활용 필터와, 상기 정류 소자들과 상기 평활용 필터 사이에 병렬로 연결되어 상기 2차측 출력단의 전류를 환류시키는 환류 다이오드를 포함한다.
여기서, 상기 반도체 스위치는 각각 역병렬 다이오드 및 커패시터가 스위칭 소자와 병렬로 연결된 것일 수 있으며, 상기 스위칭 소자는 IGBT 또는 MOSFET일 수 있다. 이 경우, 상기 플라잉 커패시터 및 보조 다이오드들은 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 소스와 다른 스위치의 드레인 사이의 접촉점과, 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 소스와 다른 스위치의 드레인의 사이의 접촉점 사이에 존재할 수 있다.
한편, 상기 평활용 필터는 직렬 연결된 출력 인덕터 및 출력 커패시터를 포함할 수 있다.
또한, 상기 변압기의 1차측에 포함되는 결합 인덕터 중 하나의 일측은 상기 보조 다이오드들 중 하나의 캐소드측과 다른 보조 다이오드의 애노드 측의 사이에 연결되고, 각 보조 다이오드의 다른 애노드측 및 캐소드측은 각 스위치 집합체의 두 스위치들 사이의 접촉점에 각각 연결될 수 있다.
한편, 상기 스위치들의 제어 방식으로는, 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 듀티 사이클이 0.5일 때 그 스위치의 게이트 신호와, 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 상기 듀티 사이클과 반전된 듀티 사이클을 갖는 스위치의 게이트 신호와 함께, 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 듀티 사이클이 0.5인 다른 스위치의 게이트 신호와, 상기 제2 스위치 집합체에 속하며 상기 듀티 사이클과 반전된 듀티 사이클을 갖는 다른의 게이트 신호를 기준으로 하여, 듀티 사이클을 0.5로 유지하면서 스위칭이 이루어지는 위상 이동 방식의 스위칭 기법이 적용될 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
도 3에는 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터의 회로도가 도시되어 있다.
도 3을 참조하면, 도 3에 도시된 컨버터(300)는 변압기(Tr)를 통해 자기적으로 커플링되는 1차측 입력단(10)과 2차측 출력단(30)을 포함한다.
상기 1차측 입력단(10)의 구성을 살펴보면, 역병렬 다이오드(D1 내지 D4) 및 커패시터(C1 내지 C4)가 병렬로 각각 연결된 네 개의 스위치(S1 내지 S4) 중 두 개의 스위치로 각각 구성된 두 개의 스위치 집합체 사이의 접촉점(a)이 변압기 1차측 코일의 한 단자에 접촉되며, 변압기의 1차측 코일에 전원을 공급하는 입력 전원(Vin)을 분압하는 입력 커패시터(Cin1, Cin2)가 입력 전압(Vin)과 상기 스위치 집합체들 사이에 병렬로 결합된다. 스위치 S1의 소스 및 스위치 S2의 드레인의 접촉점과 스위치 S3의 소스 및 스위치 S4의 드레인의 접촉점 사이에는 플라잉 커패시터(Css) 및 보조 다이오드(Dh1, Dh2)가 병렬로 접속되며, 보조 다이오드(Dh1, Dh2)의 접촉점과 변압기의 1차측 코일의 다른 한 단자 사이에는 극성의 위치를 서로 달리하여 자기적으로 결합된 결합 인덕터(Lc1, Lc2)가 접속된다. 결합 인덕터 중 Lc1의 한쪽에는 보조 다이오드 Dh1의 캐소드 측과 Dh2의 애노드 측이 연결되고, Dh1의 애노드 측은 스위치 S1과 S2사이에 연결되며, Dh2의 캐소드 측은 스위치 S3와 S4사이에 연결된다.
한편, 상기 2차측 출력단(30)은, 2차측 코일의 두 개의 탭에 각각 연결되는 정류 다이오드(Dr1, Dr2)와, 이들에 의해 정류된 직류 전압을 부하(RL)에 전달하는 보조 회로(20)를 포함한다. 여기서, 변압기 2차측 코일의 두 개의 탭의 접접은 2차측 출력단(30)의 접지가 된다. 상기 보조 회로(20)는 상기 정류 다이오드(Dr1, Dr2)와 접지 사이에 직렬로 연결된 출력 인덕터(Lo) 및 출력 커패시터(Co)로 구성된 평활용 필터와, 상기 평활용 필터에 병렬로 연결된 환류 다이오드(Dw)를 포함한다.
이러한 구성을 갖는 도 3의 3레벨 컨버터는, 듀티 사이클이 0.5인 스위치 S1의 게이트 신호 및 이의 반전된 스위치 듀티 사이클이 0.5인 스위치 S3의 게이트 신호와, 듀티 사이클이 0.5인 스위치 S2의 게이트 신호 및 이의 반전된 스위치 듀티 사이클이 0.5인 S4의 게이트 신호를 이용하여 50%의 듀티 주기를 유지하는 위상 이동 방식의 스위칭 기법을 이용하여 영전압-영전류 스위칭을 구현한다.
도 4는 도 3에 도시된 본 발명의 일 실시예에 따른 영전압-영전류 스위칭 3레벨 컨버터의 모드별 동작 파형을 나타낸다. 상기 컨버터는 반주기에 5개의 모드를 지니고 있으며, 각 모드는 to 내지 t5 사이의 시간 구간에 따라 구분된다. 컨버터에 포함되는 4개의 스위치들은 거의 50%의 듀티 주기마다 위상 이동 방식(phase-shift control)의 스위칭 형태로 동작하게 되며, 위상 이동은 스위치 S1과 S2, S3과 S4 사이에서 일어난다.
이하에서는 각 모드 동작의 정상 상태 해석을 위해서 다음과 같은 조건을 가정한다.
1) 모든 소자는 이상적이다.
2) 입력 커패시터(Cin1, Cin2) 양단의 리플 전압은 무시한다.
3) 변압기 2차측의 누설 인덕턴스는 무시한다.
4) 출력 인덕터(Lo)는 변압기 1차측 누설 인덕터(Llk)보다 충분히 큰 값이고, Lo에 흐르는 전류는 항상 일정하다.
이하 각 모드에서의 구체적인 동작을 도 5 내지 9를 참조하여 설명한다. 각 도면에서 굵은 선은 각 모드에서 전류가 흐르는 경로를 나타낸다.
도 5는 모드 I(t0≤t≤t1)을 나타낸다. 모드 I에서는 스위치 S1과 S2의 턴온시 입력 전력이 출력측으로 전달되고, 1차측의 결합 인덕터(Lc1)1과 보조 다이오드(Dh2)에 전류가 흐른다.
도 6은 모드 II(t1≤t≤t2)를 나타낸다. 모드 I에서 스위치 S1이 턴오프되면 변압기 1차측에 흐르는 전류는 변압기의 1차측 누설 인덕턴스(Llk)에 의하여 계속적인 흐름을 유지하려 한다. 따라서 스위치 S4의 내장 다이오드를 도통시키므로, 스위치 S4는 영전압 스위칭 상태가 된다.
도 7은 모드 III(t2≤t≤t3)을 나타낸다. 모드 III에서는 스위치 S4가 영전압 스위칭 조건에서 턴온되고 동시에 변압기 1차측에 흐르는 전류는 보조 다이오드(Dh1)을 통하여 계속적인 흐름을 유지한다. 1차측에서 2차측으로 전달되는 전력이 감소하므로, 2차측 출력 인덕터(Lo)의 에너지는 환류 다이오드(Dw)를 통하여 출력측으로 방전하며, 누설 인덕터의 에너지는 1차측 결합 인덕터와 보조 다이오드(Dh2)를 통하여 입력 커패시터로 전달된다.
도 8은 모드 IV (t3≤t≤t4)를 나타낸다. 누설 인덕턴스(Llk)의 에너지가 모두 소모되면, 변압기 1차측에는 전류와 전압의 흐름이 없다. 따라서 스위치 S3의 영전류 스위칭 조건이 만족된다.
도 9는 모드 V (t4≤t≤t5)를 나타낸다. 모드 V에서는 스위치 S3가 영전류 스위칭 조건에서 턴온되며, 1차측의 전류는 누설 인덕턴스(Llk)와 결합 인덕터(Lc1)의 영향으로 급격하게 증가할 수 없다.
본 발명에 따른 영전압-영전류 3레벨 컨버터에 사용되는 결합 인덕터(Lc1, Lc2)는 환류 시간의 해석을 통하여 설계되어야 한다. 환류시간 Tfw는 다음과 같이 수학식 4로 근사화될 수 있다.
Figure 112006040712970-pat00004
또한, 결합 인덕터 Lc2에 인가되는 전압 Vaux는 수학식 5로 나타낼 수 있다.
Figure 112006040712970-pat00005
본 발명에 따른 컨버터에서 환류 시간 Tfw와 최대 듀티 사이클 사이의 관계는 수학식 6으로 나타낼 수 있다.
Figure 112006040712970-pat00006
여기서 Dmax는 최대 듀티 사이클, Ts는 스위칭 주기이다.
이와 같은 수학식 4 내지 6의 환류 시간을 고려하면, 결합 인덕터의 권선비 n2(n2 = Lc1의 권선수 / Lc2의 권선수)가 다음과 같이 산정될 수 있다.
Figure 112006040712970-pat00007
여기서 Ipeak는 변압기의 1차측에 흐르는 최대 전류이다.
도 10은 종래의 영전압 스위칭 3레벨 컨버터에 대해 각각의 1차측 변압기 전압(Vab) 및 전류(Ip) 파형(시간 단위 : 4us/div)을 나타내고, 도 11은 본 발명에 따른 영전압-영전류 3레벨 컨버터에 대해 각각의 1차측 변압기 전압(Vab) 및 전류(Ip) 파형을 나타낸다. 도 10 및 11로부터 본 발명에 따른 영전압-영전류 3레벨 컨버터는 종래의 영전압 3레벨 컨버터에 비하여 환류 구간에서 전도 손실이 저감됨을 알 수 있다.
도 12는 스위치 S1의 영전압 스위칭 파형(시간 단위 : 4us/div)을 나타내며, 도 13은 스위치 S3의 영전류 스위칭 파형(시간 단위 : 4us/div)을 나타내며, 안정적으로 영전압 및 영전류 스위칭이 이루어짐을 살펴볼 수 있다.
본 발명의 영전압-영전류 3레벨 컨버터는 종래의 영전압 3레벨 컨버터의 1차측에 결합 인덕터를 추가함으로써 최소 소자로 구성된 회로에 의해 영전압-영전류 스위칭이 가능하고, 동시에 보조 다이오드의 전압 스트레스가 작으며 특히 순환 전 류가 저감되어 주회로 소자의 도통 손실과 변압기 손실이 줄어들고, 2차측 정류기의 역회복 손실이 저감되는 효과를 나타낸다.

Claims (9)

  1. 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3레벨 직류-직류 컨버터로서,
    변압기를 통해 자기적으로 커플링되는 1차측 입력단과 2차측 출력단을 포함하며,
    상기 1차측 입력단은,
    병렬 연결된 네 개의 스위치들 중 인접한 두 개의 스위치를 각각 포함하는 제1 및 제2 스위치 집합체와,
    변압기의 1차측 코일에 전기 에너지를 공급하는 입력 전원과 상기 제1 및 제2 스위치 집합체 사이에 병렬로 결합되어 입력 전원을 분압하는 입력 커패시터들과,
    상기 제1 스위치 집합체에 속하는 두 스위치들 사이의 접촉점과 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 두 스위치들 사이의 접촉점 사이에서 서로 병렬로 결합되는 플라잉 커패시터 및 보조 다이오드들과,
    극성의 위치를 서로 달리하여 자기적으로 결합된 결합 인덕터들
    을 포함하고,
    상기 변압기의 1차측 코일의 단자 중 하나는 상기 제1 및 제2 스위치 집합체 사이의 접촉점에 접속되고, 나머지 한 단자는 상기 결합 인덕터들 중 하나에 접속되며, 상기 결합 인덕터들 중 다른 하나는 상기 보조 다이오드들 사이의 접촉점에 접속되고,
    상기 2차측 출력단은,
    상기 변압기의 2차측 코일의 두 개의 탭에 각각 연결되어 2차측에 유도되는 전류를 정류하는 정류 소자들과,
    상기 정류 소자들에 의해 정류된 직류 전압을 부하에 전달하는 보조 회로를 포함하며,
    상기 보조 회로는 상기 정류 소자들에 의해 정류된 전류를 평활시켜 리플을 제거한 후 부하로 공급하기 위하여 상기 변압기 2차측의 두 개의 탭의 접점인 접지 단자와 상기 정류 소자들의 공통 출력 단자 사이에 연결되는 평활용 필터와, 상기 정류 소자들과 상기 평활용 필터 사이에 병렬로 연결되어 상기 2차측 출력단의 전류를 환류시키는 환류 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    결합 인덕터들이 서로 극성을 달리하여 접촉되는 접촉점이 입력 커패시터들 사이의 접촉점과 연결되는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위치는 MOSFET 또는 IGBT인 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위치는 각각 역병렬 다이오드 및 커패시터에 병렬로 연결된 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터 및 보조 다이오드들은, 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 소스와 다른 스위치의 드레인 사이의 접촉점과, 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 소스와 다른 스위치의 드레인의 사이의 접촉점 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 평활용 필터는 직렬 연결된 출력 인덕터 및 출력 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 결합 인덕터 중 하나의 일측은 상기 보조 다이오드들 중 하나의 캐소드측과 다른 보조 다이오드의 애노드 측의 사이에 연결되고, 각 보조 다이오드의 다른 애노드측 및 캐소드측은 각 스위치 집합체의 두 스위치들 사이의 접촉점에 각각 연결되는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위치 집합체는,
    상기 제1 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 하나의 듀티 사이클이 0.5일 때 그 스위치의 게이트 신호와, 상기 제2 스위치 집합체에 속하는 스위치 중 상기 듀티 사이클과 반전된 듀티 사이클을 갖는 스위치의 게이트 신호와 함께, 상기 제1 스위치 집합체에 속하는 듀티 사이클이 0.5인 다른 스위치의 게이트 신호와, 상기 제2 스위치 집합체에 속하며 상기 듀티 사이클과 반전된 듀티 사이클을 갖는 다른의 게이트 신호를 기준으로 하여, 50%의 듀티 주기마다 스위칭이 이루어지는 위상 이동 방식의 스위칭 기법을 이용하여 제어되는 것을 특징으로 하는 영전압-영전류 3레벨 직류-직류 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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