KR20070039077A - 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터 - Google Patents

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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

로딩 회로(loading circuit)(11)를 통하여 교류 자기 에너지를 제공받는 직렬 인덕턴스(14); 제 1 출력 부하(18)에 제 1 출력 전압을 제공하는 커패시터 및 상기 인덕턴스에 연결된 다이오드(16)을 포함하는 제 1 출력 회로; 상기 제 1 출력 전압을 제어하기 위하여 상기 인덕턴스에 충분한 전원을 제공하기 위해 상기 로딩 회로를 제어하는 제어 회로(19); 상기 제 1 출력 전압 보다 더 낮은 보조 출력 전압을 보조 출력 부하(24)에 제공하는 보조 커패시터(23) 및 스위칭 소자(22), 보조 다이오드(21)을 포함하는 적어도 하나의 보조 출력 회로; 및 적어도 하나의 보조 제어 회로(25)를 포함하는 DC/DC 컨버터에서 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터가 개시된다. 이 스위칭 소자는, 보조 다이오드의 음극에서 전압이 보조 커패시터의 보조 전압 보다 더 높기 전에 "온"상태가 되도록 제어되고, 상기 보조 회로의 출력 전압에 관계되는 기설정된 시간이 경과한 경우 "오프"상태가 되도록 제어된다.
컨버터, 변환기, 다중출력, DC/DC, 전압

Description

수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터{CONVERTER FOR PROVIDING SEVERAL OUTPUT VOLTAGES}
본 발명은 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터에 대한 것이다.
DC/DC 컨버터가 미국 특허 제6,344,979호에 공개되어 있다. 이 컨버터는 LLC 공명 탱크(resonant tank)에 연결되고, 트랜스포머의 1차측에 연결된 방형파(square wave) 발생기를 포함한다. 트랜스포머의 2차측은 출력 부하 회로에 DC 전압을 제공하는 정류회로를 포함한다. 컨버터는 출력 조정을 실행하기 위해 가변 주파수 스위칭에서 동작한다. 그러나, 미국 특허 제6,344,979호는 수 개의 독립적으로 제어되는 출력 전압을 공개하지는 않는다.
복수의 출력전압을 제공하는 DC/DC 컨버터가 미국 특허 제6,552,917호로부터 알려져 있다. 이 미국 특허는 몇 개의 병렬로 연결된 출력회로를 포함하는 1차측으로 스위칭된 회로 및 2 차측 회로를 구비하는 트랜스포머를 포함하는 다중 출력 플라이백 컨버터를 공개한다. 각 출력 회로는 2차측 전압의 급속 및 정확한 제어 및 대개 1 내지 5 퍼센트의 정도 부하에서의 작은 변화를 보상하기 위한 스위치 및 고 속 로컬 피드백 루프를 포함한다. 그러나, 5 퍼센트 미만의 경우는 이 로컬 피드백 루프에 의해 제어되는 것을 표시하는 것에서 나타나는 대로 DC/DC 컨버터가 제어하는 것은 어렵다. 더욱이, 스위치는 전압이 높은 경우, 큰 스위칭 손실을 야기 시키면서 스위칭되며, 이는 컨버터의 성능을 저하시키게 된다.
다른 다중 출력 DC/DC 컨버터가 미국 특허 제5,949,658호에 공개된다. 이러한 컨버터는 트랜포머 양단에 걸치는 DC 전원으로부터 교류 전압을 내놓기 위한 스위칭 회로를 포함한다. 이 스위칭 회로의 듀티 사이클(duty cycle)은 제어된다. 2차측 에서의 전압은 전파(full-wave) 출력을 생성하기 위해 중간탭된(center-tapped) 구성에서 2개의 다이오드에 의해 정류된다. 이 출력이 1차측 전압을 생성하기 위해 이용되며, 이는 1차측 스위칭 회로에 대해 피드백에 의해 조정된다. 보조 출력 전압은 2차측 스위치 및 보조 PWM 제어기를 사용함으로써 보조 출력을 조정하기 위해 생성된다. 다이오드와 같은 바이패스 소자를 사용함으로써, 손실은 더 낮은 제어성을 감수한다면 감소될 수 있다. 보조 회로는 1차측 출력 전압으로서 동일한 출력 전압을 생산한다. 스위치는 다이오드가 도통한 후 짧은 시간 주기 동안 개방된다.
이러한 DC/DC 컨버터는 바이패스 소자를 추가함으로써 전력 손실을 감소시키지만, 실질적으로 다른 출력 전압을 제공하지는 못한다. 더욱이, 이러한 스위치는 전압이 높은 경우 "온"으로 스위칭되므로, 결국 스위치 시간 동안 스위치 손실이 초래된다.
미국 특허 제6,344,979호에 기술된 DC/DC 컨버터와 같은 종래 DC/DC 컨버터 가 사용되는 일부 어플리케이션의 경우, 더 낮은 전압 레벨에서 하나 또는 몇개의 출력을 제공하는 것이 필요하다. 예를 들면, 24V의 출력 전압을 제공하는 DC/DC 컨버터가 12V 및 5V 등의 출력 전압을 요구하는 어플리케이션에 사용될 수 있다. DC/DC 컨버터에서, 만일 변환이 고효율과 저열소실로 실행될 수 있다면 항시 우수한 점이 된다. 더욱이, 보조 출력 전압의 고 제어성은 무부하 조건을 포함하여 바람직하다.
본 발명의 목적은 제 1 조정된 출력 전압에 덧붙여, 적어도 하나의 추가, 바람직하게는, 로컬 제어 회로에 의해 제어된 적어도 하나의 추가, 바람직하게는 더 낮은, 보조 출력 전압을 제공할 수 있는 컨버터를 제공하는 것이다. 본 발명은 독립항에 의해 한정된다. 종속항은 유리한 실시예를 한정한다.
본 발명은, 스위칭 소자가 보조 다이오드의 양극에서의 전압이 보조 커패시터의 보조 전압보다 더 높기 전에 "온"되도록 제어하는 단계; 및 보조 회로의 출력 전압에 관계되는 이미 결정된 시간이 경과하는 경우, 스위칭 소자를 "오프"로 스위칭하는 단계를 포함한다. 이 결과, 인덕터의 전압이 상승하기 시작하는 경우, 스위치가 항시 "온"인 것이 성취된다. 보조 회로는 더 낮은 출력 전압을 가지며, 따라서 전류는 스위칭 소자가 스위칭 오프되기 까지 보조 다이오드를 초기에 통과한다. 이때, 전류는 보통 출력으로 넘겨져 전류는 제 1 다이오드를 통과하여 제 1 커패시터를 충전하시키게 된다. 만일 인덕터에서의 자기 에너지가 너무 낮다면, 제 1 출력 제어 회로는 인덕터에 대한 자기 에너지를 다음 사이클 동안 증가시키고 역으로도 동작한다. 그러므로, 보조 출력 회로는 제 1 출력 회로가 위 상태를 알필요없이 제 1 출력 회로로부터 일부 에너지를 "새치기하게 되며(sneak)", 이는 제 1 제어 회로가 양쪽 회로에 충분한 에너지를 유지하도록 동작함을 의미한다.
본 발명의 실시예에서, 인덕턴스의 전압이 음이고 보조 다이오드가 역으로 바이어스된 경우, 스위칭 소자는 "온"으로 스위칭된다. 대안적인 실시예에서, 인덕턴스 전압이 제로가 되는 시간 후이지만, 인덕턴스 전압이 보조 출력 전압에 도달되는 시간전에 스위칭 소자는 "온"으로 스위칭 된다. 이러한 방식으로, 전류가 제로인경우, 스위치 소자는 "온"으로 스위칭되며, 이는 스위칭 손실이 없음을 의미한다.
다른 실시예에서, 보조 제어 회로는 타이밍 커패시터를 포함한다. 이 타이밍 커패시터는 인덕터 전압의 음의 반주기 동안 음 전압에 연결되며, 이에 의하여 스위칭 소자는 온으로 스위칭되고; 기결정된 타이밍 커패시터 전압이 획득될 때까지 타이밍 커패시터 전압을 증가시키기 위해 인덕터 전압의 양 반주기동안 이 타이밍 커패시터는 충전되며, 이에 의하여 스위칭 소자는 스위칭 오프된다.
이하 더 기술되는 수 개의 보조 출력 전압을 제공하는 수 개의 보조 회로가 배열될 수 있다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 이점은 첨부된 도면의 참조 및 실시예를 참조하여 본 발명의 이후 상세한 설명으로부터 명료할 것이다.
도 1은 본 발명에 따는 DC 컨버터 실시예의 개략적인 블럭도.
도 2는 도 1의 DC 컨버터에 포함된 보조 제어 회로 실시예의 상세 도면.
도 3a-3d는 1 사이클 동안, 도 2의 실시예의 전압 및 전류를 보여주는 도면.
도 4는 도 2에 도시된 제어 회로의 더 상세한 도면.
도 5는 본 발명의 훨씬 더 상세함을 보여주는 도 4와 유사한 상세도.
도 6은 본 발명의 또 다른 더 상체함을 보여주는 도 4와 유사한 상세도.
본 발명에 따른 DC 컨버터의 실시예가 도 1에 개시된다. 컨버터는 1차측(13)과 2차측(14)를 가지는 트랜스포머에 연결된 인덕터(12)로서 도시된 유도성 소자에 자기 에너지를 제공하는 로딩 회로(loading circuit:장하 회로)(11)를 포함한다. 이 로딩 회로는 미국 특허 제6,344,979호에 도시된 LLC 공명 탱크 회로(resonant tank circuit) 또는 이하 더 기술되는 에너지를 제공하는 또 다른 회로일 수 있다.
메인 출력 회로(15)는 트랜스포머의 2차측(14)에 연결된다. 회로(15)는 트랜스포머의 2차측(14)과 커패시터(17) 사이에 연결된 다이오드(16) 또는 정류 소자를 포함한다. 커패시터는 기결정된 메인 전압에서 메인 부하(18)에 출력 전압을 제공하며, 이 출력 전압은 24V가 될 수 있다. 메인 출력 회로(15)는 출력 제어기 회로(19)에 더 연결되며, 이 제어기 회로는 로딩 회로(11)를 조정하여 기결정된 출력 전압을 획득하는 충분한 에너지를 제공한다. 만일 출력 전압이 한 사이클 동안 도달되지 않으면, 로딩 회로(11)는 다음 사이클에서 더 많은 전원을 제공하고 역으로 도 동작한다.
또한, 보조 출력 회로(20)는 트랜스포머의 2차측(14)에 연결된다. 보조 출력 회로(20)는 다이오드(21), 스위치 소자(22), 커패시터(23), 보조 부하(24) 및 스위치(22)를 제어하는 로컬 보조 제어 회로(25)를 포함한다. 이 보조 출력 회로는 예를 들면, 메인 출력 전압보다 낮은 12V의 출력 전압을 제공하기 위해 설계된다. 이것은 아래 설명되는 바와 같이, 보조 제어 회로(25)에 의해 제어된다.
추가 보조 출력 회로가 배열될 수 있다. 따라서, 출력 전압을 가지는 제 2 보조 회로가 배열될 수 있으며, 이 출력 전압은 메인 출력 전압보다 더 낮을 수 있다. 그러나, 전체 컨버터의 제어성은 이하 더 기술될 너무 많은 보조 출력 전압을 가지게 되면 더 어려워 지게 될 것으로 여겨진다.
보조 제어 회로(25)를 포함하는 보조 출력 회로의 실시예가 도 2에 개시된다.
제어회로(25)는 증폭기(41)를 포함하며, 이 증폭기의 양 입력은 예를 들면 2.5V의 기준 전압(42)에 연결된다. 증폭기(41)의 음 입력은 출력 커패시터(23)에 대해 연결된 저항성 전압 분할 네트워크(43,44)에 연결된다. 출력 커패시터 전압이 미리 결정된 공칭 출력 전압에 있는 경우, 양(positive) 단자의 전압이 기준 전압과 동일하게 되도록 저항(43,44)은 조정된다. 증폭기(41)는 미리 설정될 수 있는 이득(gain)을 갖을 수 있다. 그러므로, 이 증폭기의 출력 전압은 실제 커패시터 출력 전압 및 공칭 전압(nominal voltage) 사이의 차이에 대한 측정치가 된다. 커패시터 출력 전압이 낮을 수록, 증폭기의 출력 전압은 더 높아 지게 된다. 그러므로, 증폭기의 출력 전압은 역으로 커패시터 출력 전압에 관계된다.
증폭기(41)의 출력은 비교기(52)의 양(positive) 입력에 연결된다. 이 비교기(52)의 음 입력은 타이밍 커패시터(45)에 연결도니다. 또한, 타이밍 커패시터(45)는 충전 저항(48)을 통하여 커패시터(23)의 양 출력 전압에 연결된다. 그러므로, 저항(48)은 커패시터(45)를 충전시키게 된다.
타이밍 커패시터는 다이오드(49)와 병렬 연결되며, 또한 트랜스포머의 2차측에 저항(50) 및 다이오드(51)를 통하여 연결된다. 트랜스포머의 2차측(14)이 음인 경우, 다이오드(49,51) 및 저항(50)은 효과적으로 커패시터(45)를 방전시키고 커패시터에 대하여 1개 다이오드의 음 전압 강하(약 -0.8V)를 내놓는다.
비교기의 출력은 스위치 트랜지스터(22)의 게이트에 연결되며, 이 트랜지스터는 MOSFET 트랜지스터일 수 있다. 비교기(52)의 출력이 하이(high)인 경우, 스위치 트랜지스터는 "온"상태가 되고, 비교기(52)의 출력이 로우(low)인 경우, 스위치 트랜지스터(22)는 "오프"상태가 된다.
제어 회로는 도 3에 도시된 도면을 참조하여, 다음과 같은 방식으로 동작한다. 도 3은 상단 도면 a)에서 트랜스포머의 2차측(14)의 전압(VT)를 도시한다. 두 번째 도면 b)는 충전 커패시터(45)에 대한 전압(Vc)이 된다. 세 번째 도면 c)는 스위치 트랜지스터(22)의 게이트 전압(VG)인 비교기(52)의 출력 전압이다. 네 번째 도면 d)는 스위치 트랜지스터를 통과하는 전류(IT)이다.
2차측 권선 전압의 음의 반주기 동안, 전력 다이오드(16 및 21)은 역으로 바 이어스되고 비도통된다. 그러나, 제어 회로의 다이오드(49 및 51)는 도통되고 타이밍 커패시터(45)에서 우세한 임의의 전하를 방전하며, 이는 결국 타이밍 커패시터(45)에 대하여 약 -0.8V의 전압(VC)가 초래되게 한다. 비교기(52)는 음 단자에서 이러한 음전압을 수신하며, 이는 비교기(VG)의 출력이 양이되며, 따라서 스위치 트랜지스터(22)을 "온"하는 것을 의미한다. 비교기(52)의 양 입력은 아래에 기술되는 증폭기에 의해 결정된 타이밍 전압에서 유지된다.
그러므로, 트랜스포머의 2차측(14)의 전압이 시간(t0)에서 양이 되는 경우,스위치 트랜지스터(22)는 이미 "온"상태이다.
제 1 짧은 시간 주기동안, 시간(t1)까지, 2차측(14)의 전압(VT)는 12V의 공칭 전압을 갖는 보조 출력 회로의 전압에 도달할 때까지, 상승한다. 그러므로, 다이오드(31)는 순방향 바이어스되며, 2차측(14)의 전압이 12V가 되는 경우, 전류 도통을 시작한다. 전류는 제로로부터 시작하여, 도 3의 네 번째 도면에 도시된 바와 같이 증가한다. 트랜스포머의 2차측(14) 전압은 증가하지 않을 것이다.
2차측 전압이 더 이상 음이 아니므로, 다이오드(49 및 51)는 역방향으로 바이스되어 도통되지 않는다. 그러므로, 타이밍 커패시터(45)는 도 3의 두 번째 도면(VC)에서 표시된 바와 같이, 느린 속도로 충전 저항(48)을 통하여 부하된다.
타이밍 커패시터상의 전압이 비교기(52)의 양 입력에서 존재하는 타이밍 전압에 도달하는 경우, 비교기(52)는 하이 입력 전압으로부터 로우 출력 전압으로 변경되며, 이에 의해 시간(t2)에서 스위치 트랜지스터(22)를 "오프"하게 된다.
타이밍 전압은 증폭기(41)에 의해 제어된다. 만일 출력 커패시터(24)의 출력 전압이, 예를 들어, 추가 에너지가 이 전압을 유지하기 위해 필요함을 수반하는 증가된 부하로 인하여 감소되면, 증폭기(41)의 출력 전압 및 타이밍 전압은 증가될 것이다. 이는 스위치 트랜지스텅(22)가 더 나중 시간에 "오프"로 스위칭될 것이고, 이에 의하여 출력 전압은 더 높게 조정될 것이며, 역으로도 동작할 것임을 의미한다. 타이밍 전압은 한 사이클 동안 비교적 일정하게 유지된다. 증폭기(41)의 이득 및 대역폭은 부하 조정, 잡음 행동 등에 대한 우수한 성능을 제공하는 방식으로 조정될 수 있다.
스위치 트랜지스터(22)가 "오프"되는 경우, 트랜스포머로부터의 전류는 다른 방식을 취해야 하고, 따라서 메인 다이오드(16)를 통하여 메인 커패시터(17) 및 메인 부하(18)로 전달된다. 전류가 다이오드(21)로부터 다이오드(16)로 전달되는 경우, 전류 세기는 유지되나, 증가의 속도는 변경될 수 있다.
메인 출력 제어기(19)는 에너지가 메인 회로를 위해 충분하도록 트랜스포머에 에너지 공급을 조정하며, 이 메인 회로는 마지막 회로가 된다.
도 4는 도 2의 제어 회로에 대한 더 특정한 실시예를 개시한다. 증폭기는 TL431 타입의 제어되는 제너(zener) 다이오드(61)로서 구체화되었으며, 이 다이오드는 조절가능한 초정밀 션트 레귤레이터(adjustable precision shunt regulator)이다. 저항 네트워크(43,44)는 2.5V의 제어 전압을 가는 제너 다이오드의 기준 단자에 연결된다. 제너 다이오드의 양극은 접지되어 있고, 음극은 저항(62)을 통하여 양 단자에 연결된다. PNP 트랜지스터(63)의 베이스는 제너 다이오드(61)와 저항 (62) 사이의 접합점에 연결된다. 이 트랜지스터의 이미터는 저항(64)을 통하여 양의 단자에 연결되며, 이 트랜지스터의 콜렉터는 타이밍 커패시터에 직접 연결되어 있다. 이러한 회로는 출력 커패시터의 출력 전압에 의해 결정되는 전류로 타이밍 커패시터(45)를 충전하는 전류원으로서 동작한다. 만일 출력 커패시터의 전압이 감소된다면, TL431의 제어 단자에서의 전압도 또한 감소될 것이다. 이로써 결국 저항(44)을 통과하는 전류가 감소하고 트랜지스터(63)를 통과하는 전류는 감소된다. 따라서, 타이밍 커패시터는 더 낮은 전류에 의해 충전되고, 결과적으로 더 낮은 증가 속도로 충전될 것이다.
비교기는 NPN 트랜지스터(65)로 구성되며, 이 트랜지스터의 베이스는 타이밍 커패시터(45)에 연결된다. 그것의 이미터는 접지되고, 컬렉터는 저항(66)을 통하여 MOSFET 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결되며, 또한 제 2 저항(67)을 통해 메인 출력 회로의 출력 전압에 연결된다. 그러므로, PNP 트랜지스터(63)이 도통되지 않는 경우, MOSFET 트랜지스터의 게이트는 하이 전압에 클램핑되며, 이로 인해 스위치 트랜지스너는 "온"상태로 유지된다.
도 4의 회로 동작은 도 2에서의 회로 동작에 비슷하다. PNP 트랜지스터(63)는 실제 출력 전압에 종속하나, 하나의 스위칭 사이클 내에서 대략 일정한 전류로 타이밍 커패시터(45)를 충전시킨다. 타이밍 커패시터의 전압이 약 0.7V에 도달하는 경우, NPN 트랜지스터(65)는 도통되며 효과적으로 MOSFET 트랜지스터(22)의 게이트 전극을 접지시킨다. 이로 인해, 스위치 트랜지스터는 "오프"로 스위칭된다. PNP 트랜지스터(63)의 충전 전류가 NPN 트랜지스터(65)로의 베이스 전류를 유지시키기 위 해 충분하므로 NPN 트랜지스터를 도통 상태로 유지시키게 된다. 그러므로, 타이밍 커패시터에 대한 전압이 약 0.7V에서 유지되고, 스위치 트랜지스터(22)는 "오프"상태로 유지된다.
2차측 권선 전압의 음의 반 사이클 동안, 타이밍 커패시터는 앞서 기술된 바와 같이, 약 -0.8V의 음 전압으로 방전된다. 그러므로, NPN 트랜지스터(65)는 "오프"로 스위칭되고, MOSFET 스위치 트랜지스터의 게이트는 다시 하이가 되어 스위치 트랜지스터를 "온" 상태로 유지시킨다.
NPN 트랜지스터는 사이리스터(thyristor) 또는 더 빠른 스위치-오프를 위한 유사 수단과 같은 또 다른 스위치 소자에 의해 대치될 수 있다.
도 2의 회로와 도 4의 회로간 동작의 차이는 도 2에서, 비교기(52)의 타이밍 전압은 에러 증폭기(41)의 출력에 따라 변화되는 점이고, 반면에, 도 4에서, 비교기 레벨은 일정하나 타이밍 커패시터(45)에 대한 전압 상승 속도(즉, 타이밍 커패시터(45)의 충전 전류)는 소자(61 내지 64)에 의해 변화되는 점이다.
도 5는 트랜스포머의 2차측 권선이 중간탭을 갖는 권선을 포함하는 대안적인 설계를 개시한다. 반회 권선은 위에서 기술된 바와 같이, 보조 출력 전압(70)를 산출하기 위해 사용되고, 반면에 다른 반회 권선은 또 다른 보조 출력 전압(80)를 산출하는 다른 반 주기에서 사용된다.즉, 출력 전압(70 및 80)은 반위상에서 산출되므로, 다른 하나가 유휴상태인 경우, 2개의 출력은 결합되어, 반의 RMS 전류 리플 및 2배의 주파수를 가지는 보조 출력 전압을 제공한다. 이는 상당한 이점이 된다. 왜냐하면, 출력 전압은 더 용이하게 평탄해지거나, 또는 심지어 평탄성(smoothing) 을 요구하지 않을 수도 있어서 소자를 절약하기 때문이다.
이러한 결합된 회로가 도 6에 도시된다. 만일 도 4의 회로가 사용된다면, 소자(43,44, 61 및 62)가 공통적일 수 있다. 각 회로부의 스위치 트랜지스터는 동시에 동작하지 않으므로, 적절한 타이밍 회로에 의해 동작되는 하나의 단일 스위치 트랜지스터를 사용하는 것도 가능하다.
도 5의 회로는 각 지류에 제 2 보조 출력 회로를 추가함으로써 확대될 수 있으며, 따라서 5개의 다른 출력 전압을 제공한다. 도 5의 보조 출력 전압은 서로 다를 필요는 없다. 따라서, 12V의 2개 출력 전압은 24V의 메인 출력 전압과 함께 제공될 수 있다. 메인 출력 전압 보다 더 높은 출력 전압을 발생시키는 것도 가능하나, 제어 가능성은 어려워 질 수 있다.
하나 또는 수 개의 별도 출력 회로에 각기 연결된 수 개의 출력 권선을 구비하는 트랜스포머가 제공될 수 있다. 더 많은 수의 권선 횟수를 하용함으로써, 출력 전압은 메인 출력 전압보다 더 높을 수 있다. 그러나, 다시 제어성은 수 개의 출력 전압으로 더 어려워질 수 있다.
보조 출력 회로는 메인 출력 회로로부터 전류를 새치기할 수 있다. 그러나, 메인 피드백 제어는 이러한 여분 출력 회로를 인지하지 못한채 메인 회로가 모든 전류를 끌어 당기는 것 처럼 동작한다. 따라서, 피드백 제어는 양쪽 회로를 위해 동작한다. 이 회로는, 비록 어느 제한된 정도까지만 조정이 모든 실질적인 경우 충분히 한계내에 있을 지라도, 서로에 영향을 끼치게 된다.
보조 출력 회로의 무-부하 조건을 제공하는 것도 가능하다. 만일 연결된 부 하가 없다면, 출력 전압은 항시 공칭 값보다 단지 약간 위 또는 공칭 값에 있다. 그러므로, 타이밍 커패시터는 PNP 트랜지스터(63)(도 4 참조)를 통하여 비교적 높은 전류로 충전된다. 타이밍 커패시터는 t0과 t1 사이의 시간 구간 동안 0.7V로 충전될 것이며, 스위치 트랜지스터(22)는 이 트랜지스터가 심지어 전류를 도통하기 시작하기 전에 "오프"로 스위칭될 것이다.
스위치 트랜지스터가 전체 음 사이클 동안, "온"상태로 유지되는 것을 요구하지 않는다. 시간(t1)전에 "온"이면 충분하다. 따라서, 제로 크로싱 검출기(zero crossing detector)는 시간(t1)전에 스위치 트랜지스터을 스위칭 "온"하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 스위치 트랜지스터(22)를 스위치 "온"하기 위해 시간(t0)과 시간(t1)(및 시간 t0 바로전) 사이에서, 하이 델타 V로 2차측 전압 부분를 사용하는 것도 가능하다.
본 발명의 주요한 사상은 양 주기(positive period)의 시작전에 모든 스위치 트랜지스터를 "온"시키는 것이다. 따라서, 2차측(14) 전압은 각 회로의 출력 전압에 종속하면서, 교대로 보조 출력 회로를 자동적으로 충전시키게 될 것이다. 결국, 메인 회로가 충전되고, 피드백 제어가 활성화된다.
당업자라면 일부 경우에 전력 소자를 제외하는 모든 회로가 집적회로 내로 포함될 수 있으며, 이 회로는 주문형(ASIC)으로 만들어 질 수 있다는 것을 인식할 것이다. 만일 로우 전압이 발생된다면, 집적회로가 충분히 적합할 것이다. 그러나, 더 높은 전압에서는, 분리된 소자가 요구될 수 있다.
IGBT 또는 바이폴라 트랜지스터 또는 임의의 다른 적절한 수단와 같은 다른 타입의 스위치 소자가 사용될 수 있으며, 이는 다이오드(21)에 대해서도 적용된다.
여기 까지, 본 발명은 특정한 실시예를 참조하여 기술되었다. 그러나, 본 발명은 기술된 다양한 실시예에 제한되지는 않으며, 본 발명 명세서를 읽은 당업자라면 명백한 방식으로 결합되고 수정될 수 있다. 또한, 본 발명은 첨부된 특허 청구범위에 의해 단지 제한된다.
"포함하는"이라는 표현은 다른 구성요소 또는 단계를 배제하지 않으며, 단수 구성요소는 복수 구성요소를 배제하지 않음을 의미한다. 더욱이, 청구항의 참조 번호는 청구항의 범위를 제한하는 것으로 이해하지 않아야 한다.
위에서 기술한 바와 같이, 본 발명은 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터에 이용 가능하다.

Claims (11)

  1. 로딩 회로(loading circuit)(11)를 통하여 교류 자기 에너지를 제공받는 직력 인덕턴스(14);
    제 1 출력 부하(18)에 제 1 출력 전압을 제공하는 커패시터 및 상기 인덕턴스에 연결된 다이오드(16)을 포함하는 제 1 출력 회로;
    상기 제 1 출력 전압을 제어하기 위하여 상기 인덕턴스에 충분한 전원을 제공하기 위해 상기 로딩 회로를 제어하는 제어 회로(19);
    상기 제 1 출력 전압 보다 더 낮은 보조 출력 전압을 보조 출력 부하(24)에 제공하는 보조 커패시터(23) 및 스위칭 소자(22), 보조 다이오드(21)을 포함하는 적어도 하나의 보조 출력 회로; 및
    보조 다이오드의 양극에서 전압이 보조 커패시터의 보조 전압 보다 더 높기 전에 "온"상태가 되도록 상기 스위칭 소자를 제어하고, 상기 보조 회로의 출력 전압에 관계되는 기설정된 시간이 경과할 경우 "오프"상태가 되도록 상기 스위칭 소자를 제어하는 적어도 하나의 보조 제어 회로(25)
    를 포함하는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕턴스의 전압이 음이고 보조 다이오드가 역방향으로 바이어스된 경우, 상기 스위칭 소자는 "온"으로 스위칭되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버 터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕턴스 전압이 상기 인덕턴스 전압이 제로(0)인 시간(t0) 이후 이지만 상기 인덕턴스 전압이 보조 출력 전압에 도달되는 시간(t1) 전에, 상기 스위칭 소자는 "온"으로 스위칭되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 제어 회로는 타이밍 커패시터(45)를 포함하며, 상기 타이밍 커패시터(45)는 인덕터 전압의 음의 반 주기 동안 음전압에 연결되고, 이미 설정된 전압이 획득되기 까지 전압을 증가시켜, 상기 스위칭 소자를 효과적으로 스위칭 "오프"시키기 위해 인덕터 전압의 양의 반 주기 동안 충전되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 타이밍 커패시터는 상기 보조 출력 전압에 의해 역으로 제어되는 전류 소스(49 내지 51)에 연결되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    제 1 보조 회로와 병렬로 상기 인덕터에 연결된 적어도 하나의 추가 보조 회 로를 더 포함하는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터는 중앙탭(center tap)을 구비하는 권선을 가지며, 2배의 리플 주파수를 가지는 메인 출력 전압을 제공하기 위해, 상기 메인 출력 전압은 인덕터 전압의 반 사이클 동안 인덕터 권선의 일부 및 상기 사이클의 다른 반 동안 다른 부분으로부터 발생되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터는 중앙탭(center tap)을 구비하는 권선을 가지며, 2배의 리플 주파수를 가지는 보조 출력 전압을 제공하기 위해, 상기 보조 출력 전압은 인덕터 전압의 반 사이클 동안 인덕터 권선의 일부 및 상기 사이클의 다른 반 동안 다른 부분으로부터 발생되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 보조 회로의 일부 소자는 보조 회로에 공통되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터는 중앙탭(center tap)을 구비하는 권선을 가지며, 적어도 하나 의 보조 전압은 인덕터 전압의 반 사이클 동안 인덕터 권선의 일부로부터 발생되고, 적어도 또 다른 하나의 보조 전압은 상기 사이클의 다른 반 동안 다른 부분으로부터 발생되는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕터는 추가 권선, 또는 적어도 하나의 보조 회로에 연결되고 메인 회로에 연결된 권선과는 다른 권선횟수를 가지는 탭을 가지는 수 개의 출력 전압을 제공하는 컨버터.
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