JPH0245433B2 - Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi - Google Patents
DccdckonbaatanojikianpuseigyosochiInfo
- Publication number
- JPH0245433B2 JPH0245433B2 JP19063985A JP19063985A JPH0245433B2 JP H0245433 B2 JPH0245433 B2 JP H0245433B2 JP 19063985 A JP19063985 A JP 19063985A JP 19063985 A JP19063985 A JP 19063985A JP H0245433 B2 JPH0245433 B2 JP H0245433B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- saturable reactor
- generated
- current
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 24
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
可飽和リアクトルを用いてDC−DCコンバータ
の出力電圧を制御する磁気アンプ制御装置では、
可飽和リアクトルの不飽和時に、その２次側に誘
起される電圧が磁気アンプ制御回路に流れて、電
力損失を生じる。そこで、可飽和リアクトルの２
次側に生じる電圧を打ち消すに十分な電圧を直列
に加えることにより、無駄な電流が流れないよう
にした。
の出力電圧を制御する磁気アンプ制御装置では、
可飽和リアクトルの不飽和時に、その２次側に誘
起される電圧が磁気アンプ制御回路に流れて、電
力損失を生じる。そこで、可飽和リアクトルの２
次側に生じる電圧を打ち消すに十分な電圧を直列
に加えることにより、無駄な電流が流れないよう
にした。
〔産業上の利用分野〕
本発明は、DC−DCコンバータ（スイツチング
電源）に関し、特に可飽和リアクトルを用いて出
力電圧を制御するDC−DCコンバータの磁気アン
プ制御装置に関するものである。
電源）に関し、特に可飽和リアクトルを用いて出
力電圧を制御するDC−DCコンバータの磁気アン
プ制御装置に関するものである。
従来、DC−DCコンバータにおいて、可飽和リ
アクトルを用いて出力側に流れる電流を動的に阻
止し、出力側に生じる電圧を制御する磁気アンプ
制御装置としては、例えば第７図に示すものがあ
る。以下、第８図に示す動作波形図を参照して第
７図に示す装置の構成および動作を説明する。
アクトルを用いて出力側に流れる電流を動的に阻
止し、出力側に生じる電圧を制御する磁気アンプ
制御装置としては、例えば第７図に示すものがあ
る。以下、第８図に示す動作波形図を参照して第
７図に示す装置の構成および動作を説明する。
第７図において、パルストランス２４の１次側
に設けた主トランジスタTR1は、周期的にON／
OFF制御される。パルストランス２４の１次側
に電圧が印加されたときに流れる電流により、２
次側に生じたパルス状の電圧は、ダイオードD2
およびチヨークコイルCH1を介してコンデンサC1
を充電する。この充電したコンデンサC1の直流
電圧は、出力電圧Ａとして出力される。
に設けた主トランジスタTR1は、周期的にON／
OFF制御される。パルストランス２４の１次側
に電圧が印加されたときに流れる電流により、２
次側に生じたパルス状の電圧は、ダイオードD2
およびチヨークコイルCH1を介してコンデンサC1
を充電する。この充電したコンデンサC1の直流
電圧は、出力電圧Ａとして出力される。
このとき、可飽和リアクトル２１を用いて、コ
ンデンサC1に充電する電圧を制御している。こ
の制御は、磁気アンプ制御回路２２がコンデンサ
C1に生じる電圧を所定値に維持するように、当
該コンデンサC1に生じた直流電圧を可飽和リア
クトル２１の２次側巻線に供給して励磁し、当該
可飽和リアクトル２１を所定のデユーテイの間、
飽和させることによつて行つている。
ンデンサC1に充電する電圧を制御している。こ
の制御は、磁気アンプ制御回路２２がコンデンサ
C1に生じる電圧を所定値に維持するように、当
該コンデンサC1に生じた直流電圧を可飽和リア
クトル２１の２次側巻線に供給して励磁し、当該
可飽和リアクトル２１を所定のデユーテイの間、
飽和させることによつて行つている。
第８図において、Ｂ−Ａ間電圧波形は、第７図
図示Ｂ点とＡ点との間に生じる電圧波形を示し、
パルストランス２４の２次側に生じた電圧から、
可飽和リアクトル２１を用いて電流を阻止させる
ために発生させた電圧を引算した態様の電圧波形
を示す。これにより、コンデンサC1に充電され
る直流電圧が所定値に保持されることとなる。
図示Ｂ点とＡ点との間に生じる電圧波形を示し、
パルストランス２４の２次側に生じた電圧から、
可飽和リアクトル２１を用いて電流を阻止させる
ために発生させた電圧を引算した態様の電圧波形
を示す。これにより、コンデンサC1に充電され
る直流電圧が所定値に保持されることとなる。
Ｃ−Ｂ間電圧波形は、可飽和リアクトル２１の
１次側に生じる電圧波形を示す。これは、磁気ア
ンプ制御回路２２によつて可飽和リアクトルの２
次側巻線に供給された励磁電流によつて、所定時
間Ｔの間、１次側に流れる電流を阻止するように
制御した場合の、１次側の電圧波形を示す。この
所定時間Ｔを制御することにより、コンデンサ
C1に充電される直流電圧を所定値に保持してい
る。
１次側に生じる電圧波形を示す。これは、磁気ア
ンプ制御回路２２によつて可飽和リアクトルの２
次側巻線に供給された励磁電流によつて、所定時
間Ｔの間、１次側に流れる電流を阻止するように
制御した場合の、１次側の電圧波形を示す。この
所定時間Ｔを制御することにより、コンデンサ
C1に充電される直流電圧を所定値に保持してい
る。
Ｂ−Ｄ間電圧波形は、第７図図中Ｂ点と可飽和
リアクトル２１の２次側のＤ点との間に生じた電
圧波形を示す。
リアクトル２１の２次側のＤ点との間に生じた電
圧波形を示す。
ｉ電流波形は、制御用のトランジスタTR2、ダ
イオードD1および可飽和リアクトル２１の２次
側に流れる電流波形を示す。
イオードD1および可飽和リアクトル２１の２次
側に流れる電流波形を示す。
第７図に示すような従来の磁気アンプ制御装置
は、コンデンサC1に充電される直流電圧を所定
値に制御するために、磁気アンプ制御回路２２が
当該コンデンサC1に充電された直流電圧を、ト
ランジスタTR2を制御して可飽和リアクトル２１
の２次側巻線に直流励磁電流を供給していた。
は、コンデンサC1に充電される直流電圧を所定
値に制御するために、磁気アンプ制御回路２２が
当該コンデンサC1に充電された直流電圧を、ト
ランジスタTR2を制御して可飽和リアクトル２１
の２次側巻線に直流励磁電流を供給していた。
そして、主トランジスタTR1がONとなつた最
初の期間は、可飽和リアクトル２１が不飽和であ
るため、２次側のＢ−Ｄ間には、１次側に生じた
電圧のｎ倍（ｎは巻線比）の電圧VBDが生じる。
この生じた電圧VBDとコンデンサC1に充電された
電圧Ａとの和からなる大きな電圧（VBD＋Ａ）が
制御用のトランジスタTR2のコレクターエミツタ
間に印加され、第８図ｉ電流波形中のａを用いて
示す部分に大きな電流が流れて、電力損失が生じ
るという問題があつた。
初の期間は、可飽和リアクトル２１が不飽和であ
るため、２次側のＢ−Ｄ間には、１次側に生じた
電圧のｎ倍（ｎは巻線比）の電圧VBDが生じる。
この生じた電圧VBDとコンデンサC1に充電された
電圧Ａとの和からなる大きな電圧（VBD＋Ａ）が
制御用のトランジスタTR2のコレクターエミツタ
間に印加され、第８図ｉ電流波形中のａを用いて
示す部分に大きな電流が流れて、電力損失が生じ
るという問題があつた。
本発明は、前記問題点を解決するために、出力
電圧と直列に可飽和リアクトルを接続し、この可
飽和リアクトルの２次側に出力電圧を制御するた
めの直流励磁電流を供給すると共に、可飽和リア
クトルの２次側生じる電圧を打ち消すに十分な電
圧を付加する構成をとることにより、電力損失の
軽減を行うようにしている。
電圧と直列に可飽和リアクトルを接続し、この可
飽和リアクトルの２次側に出力電圧を制御するた
めの直流励磁電流を供給すると共に、可飽和リア
クトルの２次側生じる電圧を打ち消すに十分な電
圧を付加する構成をとることにより、電力損失の
軽減を行うようにしている。
次に、第１図に示す本発明の１実施例構成を用
いて、問題点を解決するための手段を説明する。
いて、問題点を解決するための手段を説明する。
第１図において、可飽和リアクトル１は、コン
デンサC1に充電される電圧を所定値に保持する
ように、充電電流を制御するものである。
デンサC1に充電される電圧を所定値に保持する
ように、充電電流を制御するものである。
磁気アンプ制御回路２は、コンデンサC1に充
電される電圧が所定値に保持されるように、トラ
ンジスタTR2を制御して、可飽和リアクトル１の
２次側に励磁電流を供給するものである。
電される電圧が所定値に保持されるように、トラ
ンジスタTR2を制御して、可飽和リアクトル１の
２次側に励磁電流を供給するものである。
電圧供給手段３は、不飽和時に可飽和リアクト
ル１の２次側に生じる電圧VDEを打ち消すに十分
な電圧VEFを供給するものである。
ル１の２次側に生じる電圧VDEを打ち消すに十分
な電圧VEFを供給するものである。
第１図を用いて説明した構成を採用することに
より、不飽和時に可飽和リアクトル１の２次側に
発生する電圧VDE（巻線比ｎに比例した電圧）が、
電圧供給手段３を用いて発生させた電圧VEFによ
つて打ち消されている。このため、可飽和リアク
トル１に発生した電圧によつて、トランジスタ
TR2、ダイオードD1および可飽和リアクトル１
を介して流れる電流がなくなり、電力損失をなく
することが可能となる。
より、不飽和時に可飽和リアクトル１の２次側に
発生する電圧VDE（巻線比ｎに比例した電圧）が、
電圧供給手段３を用いて発生させた電圧VEFによ
つて打ち消されている。このため、可飽和リアク
トル１に発生した電圧によつて、トランジスタ
TR2、ダイオードD1および可飽和リアクトル１
を介して流れる電流がなくなり、電力損失をなく
することが可能となる。
第１図は本発明の１実施例構成を示し、第２図
は第１図図示構成の動作波形図を示す。図中、１
は可飽和リアクトル、２は磁気アンプ制御回路、
３は電圧供給手段、４はパルストランス、CH1，
CH2はチヨークコイル、C1，C2はコンデンサ、
TR1は主トランジスタ、TR2は制御用のトランジ
スタ、D1ないしD5はダイオードを表す。
は第１図図示構成の動作波形図を示す。図中、１
は可飽和リアクトル、２は磁気アンプ制御回路、
３は電圧供給手段、４はパルストランス、CH1，
CH2はチヨークコイル、C1，C2はコンデンサ、
TR1は主トランジスタ、TR2は制御用のトランジ
スタ、D1ないしD5はダイオードを表す。
第１図において、パルストランス４の１次側巻
線に接続した主トランジスタTR1をON／OFF制
御することにより、２次側巻線にパルス状の電圧
が生じる。このパルス状の電圧は、ダイオード
D2およびチヨークコイルCH1を介してコンデン
サC1を充電する。この充電した直流電圧は、図
示出力電圧Ａとして外部の負荷に供給される。
線に接続した主トランジスタTR1をON／OFF制
御することにより、２次側巻線にパルス状の電圧
が生じる。このパルス状の電圧は、ダイオード
D2およびチヨークコイルCH1を介してコンデン
サC1を充電する。この充電した直流電圧は、図
示出力電圧Ａとして外部の負荷に供給される。
この際、コンデンサC1に充電される電圧を負
荷電流に無関係に一定値に保持するために、磁気
アンプ制御回路２が、コンデンサC1に充電され
た電圧をトランジスタTR2およびダイオードD1
を介して可飽和リアクトル１の２次側の一端に供
給して励磁している。この場合、可飽和リアクト
ル１の２次側の他端には、電圧供給手段３によつ
て所定の電圧VEFが印加されている。以下第２図
図示動作波形図を用いて第１図図示構成の動作を
説明する。
荷電流に無関係に一定値に保持するために、磁気
アンプ制御回路２が、コンデンサC1に充電され
た電圧をトランジスタTR2およびダイオードD1
を介して可飽和リアクトル１の２次側の一端に供
給して励磁している。この場合、可飽和リアクト
ル１の２次側の他端には、電圧供給手段３によつ
て所定の電圧VEFが印加されている。以下第２図
図示動作波形図を用いて第１図図示構成の動作を
説明する。
第２図Ｂ−Ａ間電圧波形は、第１図図中Ｂ点と
Ａ点との間に発生した電圧波形を示す。このＢ−
Ａ間電圧波形は、パルストランス４の２次側に発
生した電圧から可飽和リアクトル１によつて発生
した電圧VCBを引算した態様の電圧波形である。
Ａ点との間に発生した電圧波形を示す。このＢ−
Ａ間電圧波形は、パルストランス４の２次側に発
生した電圧から可飽和リアクトル１によつて発生
した電圧VCBを引算した態様の電圧波形である。
Ｃ−Ｂ間電圧波形は、可飽和リアクトル１の１
次側に生じた電圧波形である。このＣ−Ｂ間電圧
波形のうち、主トランジスタTR1がONした後、
磁気アンプ制御回路２によつて制御用の可飽和リ
アクトルが飽和する（図中を用いて示す位置）
までの電圧波形は、コンデンサC1を充電する電
流を防止するためのものである。このコンデンサ
C1を充電する電流を阻止している間中は、当該
可飽和リアクトル１は不飽和状態にある。このた
め、普通のトランスと同様に動作し、２次側には
巻線比ｎに比例した電圧VDEが発生する。
次側に生じた電圧波形である。このＣ−Ｂ間電圧
波形のうち、主トランジスタTR1がONした後、
磁気アンプ制御回路２によつて制御用の可飽和リ
アクトルが飽和する（図中を用いて示す位置）
までの電圧波形は、コンデンサC1を充電する電
流を防止するためのものである。このコンデンサ
C1を充電する電流を阻止している間中は、当該
可飽和リアクトル１は不飽和状態にある。このた
め、普通のトランスと同様に動作し、２次側には
巻線比ｎに比例した電圧VDEが発生する。
Ｅ−Ｄ間電圧波形は、可飽和リアクトル１の２
次側巻線に生じた電圧波形である。この電圧波形
中、主トランジスタTR1がONした後、図中を
用いて示す位置までは、可飽和リアクトル１が不
飽和の状態にあるために生じたものである。
次側巻線に生じた電圧波形である。この電圧波形
中、主トランジスタTR1がONした後、図中を
用いて示す位置までは、可飽和リアクトル１が不
飽和の状態にあるために生じたものである。
Ｆ−Ｅ間電圧波形は、電圧供給手段３によつて
発生される電圧波形であつて、例えばパルストラ
ンス４に他の２次側巻線を設け、ダイオードD4
を用いて半波整流することによつて生成されるも
のである。このＦ−Ｅ間電圧は、Ｅ−Ｄ間電圧を
打ち消すに十分な電圧である。
発生される電圧波形であつて、例えばパルストラ
ンス４に他の２次側巻線を設け、ダイオードD4
を用いて半波整流することによつて生成されるも
のである。このＦ−Ｅ間電圧は、Ｅ−Ｄ間電圧を
打ち消すに十分な電圧である。
ｉ電流波形は、可飽和リアクトル１の２次側に
流れる電流波形である。このｉ電流波形に示すよ
うに、本発明によれば、可飽和リアクトル１が不
飽和の領域では、可飽和リアクトル１の２次側に
生じた電圧VDEが電圧供給手段３によつて生成さ
れた電圧VEFによつて少なくとも打ち消されてい
るため、不要な電流がトランジスタTR2、ダイオ
ードD1および可飽和リアクトル１の２次側を経
由して流れることがない。このため、電力損失を
軽減することが可能となる。
流れる電流波形である。このｉ電流波形に示すよ
うに、本発明によれば、可飽和リアクトル１が不
飽和の領域では、可飽和リアクトル１の２次側に
生じた電圧VDEが電圧供給手段３によつて生成さ
れた電圧VEFによつて少なくとも打ち消されてい
るため、不要な電流がトランジスタTR2、ダイオ
ードD1および可飽和リアクトル１の２次側を経
由して流れることがない。このため、電力損失を
軽減することが可能となる。
次に、第３図ないし第５図は、第１図図示構成
の等価回路を夫々示す。以下可飽和リアクトル１
に印加される電圧および流れる電流について詳細
に説明する。
の等価回路を夫々示す。以下可飽和リアクトル１
に印加される電圧および流れる電流について詳細
に説明する。
第３図は主トランジスタTR1がOFF、可飽和
リアクトル１をリセツトしている状態における動
作説明図を示す。第３図において、主トランジス
タTR1がOFFであるため、可飽和リアクトル１
の２次側巻線に印加まれる電圧V2は下式を用い
て表される。
リアクトル１をリセツトしている状態における動
作説明図を示す。第３図において、主トランジス
タTR1がOFFであるため、可飽和リアクトル１
の２次側巻線に印加まれる電圧V2は下式を用い
て表される。
V2＝Ｖ＋VF−iRＲ ……(1)
ここで、ＶはコンデンサC1に充電された電圧、
VFは電圧供給手段３によつて発生された電圧、
ＲはトランジスタTR2の等価抵抗（コレクターエ
ミツタ間の抵抗）、ｉは可飽和リアクトル１の２
次側巻線に流れる電流を表す。
VFは電圧供給手段３によつて発生された電圧、
ＲはトランジスタTR2の等価抵抗（コレクターエ
ミツタ間の抵抗）、ｉは可飽和リアクトル１の２
次側巻線に流れる電流を表す。
第４図は主トランジスタTR1がON、可飽和リ
アクトル１がOFFとなつている状態における動
作説明図を示す。第４図において、主トランジス
タTR1がONかつ可飽和リアクトル１が飽和して
いないため、可飽和リアクトル１の２次側巻線に
は、電圧V2が発生している。そして、この可飽
和リアクトル１の２次側巻線に流れる電流Ｉは下
式を用いて表される。
アクトル１がOFFとなつている状態における動
作説明図を示す。第４図において、主トランジス
タTR1がONかつ可飽和リアクトル１が飽和して
いないため、可飽和リアクトル１の２次側巻線に
は、電圧V2が発生している。そして、この可飽
和リアクトル１の２次側巻線に流れる電流Ｉは下
式を用いて表される。
Ｉ＝（Ｖ＋V2）−（ｖ−VF）／Ｒ ……(2)
ここで、ＶはコンデンサC1に充電されている
電圧、V2は可飽和リアクトル１の２次側巻線に
発生した電圧、VFは電圧供給手段３によつて発
生された電圧、ＲはトランジスタTR2のコレクタ
ーエミツタ間の抵抗を表す。式(2)で、（Ｖ＋V2）
の値に比し、（ｖ−VF）の値が大きければ、式(2)
の値が負になるため、第４図中ダイオードD1に
よつて可飽和リアクトル１の２次側巻線に電流が
流れないこととなる。このため、可飽和リアクト
ル１が不飽和の状態における電力損失を少なくと
もなくすることができる。
電圧、V2は可飽和リアクトル１の２次側巻線に
発生した電圧、VFは電圧供給手段３によつて発
生された電圧、ＲはトランジスタTR2のコレクタ
ーエミツタ間の抵抗を表す。式(2)で、（Ｖ＋V2）
の値に比し、（ｖ−VF）の値が大きければ、式(2)
の値が負になるため、第４図中ダイオードD1に
よつて可飽和リアクトル１の２次側巻線に電流が
流れないこととなる。このため、可飽和リアクト
ル１が不飽和の状態における電力損失を少なくと
もなくすることができる。
第５図は主トランジスタTR1がON、可飽和リ
アクトル１がONとなつている状態における動作
説明図を示す。第５図において、主トランジスタ
TR1がONであり、かつ可飽和リアクトル１が飽
和しているため、可飽和リアクトル１の２次側巻
線に流れる電流Ｉは下式を用いて表される。
アクトル１がONとなつている状態における動作
説明図を示す。第５図において、主トランジスタ
TR1がONであり、かつ可飽和リアクトル１が飽
和しているため、可飽和リアクトル１の２次側巻
線に流れる電流Ｉは下式を用いて表される。
Ｉ＝Ｖ−（ｖ−VF）／Ｒ＋r1 ……(3)
ここで、ＶはコンデンサC1に充電されている
電圧、（ｖ−VF）は電圧供給手段３によつて発生
された電圧、ＲはトランジスタTR2のコレクター
エミツタ間の抵抗、r1は可飽和リアクトル１の２
次側巻線の抵抗を表す。式(3)で、Ｖの値に比し、
（ｖ−VF）の値が大きければ、式(3)の値が負にな
るため、第５図中ダイオードD1によつて可飽和
リアクトル１の２次側巻線に電流が流れないこと
となる。このため、可飽和リアクトル１による電
力損失をなくすることができる。
電圧、（ｖ−VF）は電圧供給手段３によつて発生
された電圧、ＲはトランジスタTR2のコレクター
エミツタ間の抵抗、r1は可飽和リアクトル１の２
次側巻線の抵抗を表す。式(3)で、Ｖの値に比し、
（ｖ−VF）の値が大きければ、式(3)の値が負にな
るため、第５図中ダイオードD1によつて可飽和
リアクトル１の２次側巻線に電流が流れないこと
となる。このため、可飽和リアクトル１による電
力損失をなくすることができる。
以上説明したように、可飽和リアクトル１に対
して、電圧供給手段３が式(2)および式(3)を用いて
示す所定の電圧（ｖ−VF）を供給することによ
り、可飽和リアクトル１の２次側巻線に電流が流
れないようにすることが可能となる。
して、電圧供給手段３が式(2)および式(3)を用いて
示す所定の電圧（ｖ−VF）を供給することによ
り、可飽和リアクトル１の２次側巻線に電流が流
れないようにすることが可能となる。
第６図は本発明の他の実施例構成を示し、電圧
供給手段３として独立に設けたパルストランス
T2５を用いた例を示す。
供給手段３として独立に設けたパルストランス
T2５を用いた例を示す。
第６図において、主トランジスタTR1およびト
ランジスタTR3は夫々同期してON／OFF制御す
るように運転されているものである。この主トラ
ンジスタTR1およびトランジスタTR3を同期して
ON／OFF制御することにより、パルストランス
T1４およびパルストランスT2５の１次側巻線に
夫々所定のパルス状の電圧が印加される。そして
パルストランスT1４の２次側巻線から出力され
たパルス電圧は、ダイオードD2およびチヨーク
コイルCH1を介してコンデンサC1が充電され、出
力電圧Ａとして出力される。この際、磁気アンプ
制御回路２が可飽和リアクトル１に励磁電流を供
給して、コンデンサC1に充電される電圧が所定
値に保持されるように制御している。また、独立
に設けたパルストランスT2５を用いた電圧供給
手段３によつて生成された（ｖ−VEF）電圧が可
飽和リアクトル１に供給されている。このよう
に、同期した態様の独立したパルストランスT2
５を用いても、第３図ないし第５図を用いて説明
したと同様の効果が得られる 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、出力電
圧と直列に可飽和リアクトルを接続し、この可飽
和リアクトルの２次側に出力電圧を制御するため
の直流励磁電流を供給すると共に、可飽和リアク
トルの２次側に生じる電圧を打ち消すに十分な電
圧を供給する電圧供給手段を設ける構成を採用し
ているため、電力損失を軽減することができる。
ランジスタTR3は夫々同期してON／OFF制御す
るように運転されているものである。この主トラ
ンジスタTR1およびトランジスタTR3を同期して
ON／OFF制御することにより、パルストランス
T1４およびパルストランスT2５の１次側巻線に
夫々所定のパルス状の電圧が印加される。そして
パルストランスT1４の２次側巻線から出力され
たパルス電圧は、ダイオードD2およびチヨーク
コイルCH1を介してコンデンサC1が充電され、出
力電圧Ａとして出力される。この際、磁気アンプ
制御回路２が可飽和リアクトル１に励磁電流を供
給して、コンデンサC1に充電される電圧が所定
値に保持されるように制御している。また、独立
に設けたパルストランスT2５を用いた電圧供給
手段３によつて生成された（ｖ−VEF）電圧が可
飽和リアクトル１に供給されている。このよう
に、同期した態様の独立したパルストランスT2
５を用いても、第３図ないし第５図を用いて説明
したと同様の効果が得られる 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、出力電
圧と直列に可飽和リアクトルを接続し、この可飽
和リアクトルの２次側に出力電圧を制御するため
の直流励磁電流を供給すると共に、可飽和リアク
トルの２次側に生じる電圧を打ち消すに十分な電
圧を供給する電圧供給手段を設ける構成を採用し
ているため、電力損失を軽減することができる。
第１図は本発明の１実施例構成図、第２図は第
１図図示構成の動作波形図、第３図は主トランジ
スタTR1OFF、可飽和リアクトルがリセツト時
の動作説明図、第４図は主トランジスタ
TR1ON、可飽和リアクトルがOFF時の動作説明
図、第５図は主トランジスタTR1ON、可飽和リ
アクトルがON時の動作説明図、第６図は本発明
の他の実施例構成図、第７図は従来の磁気アンプ
制御装置の構成図、第８図は第７図図示構成の動
作波形図を示す。 図中、１は可飽和リアクトル、２は磁気アンプ
制御回路、３は電圧供給手段、４はパルストラン
ス、CH1，CH2はチヨークコイル、C1，C2はコン
デンサ、TR1は主トランジスタ、TR2は制御用の
トランジスタ、D1ないしD5はダイオードを表す。
１図図示構成の動作波形図、第３図は主トランジ
スタTR1OFF、可飽和リアクトルがリセツト時
の動作説明図、第４図は主トランジスタ
TR1ON、可飽和リアクトルがOFF時の動作説明
図、第５図は主トランジスタTR1ON、可飽和リ
アクトルがON時の動作説明図、第６図は本発明
の他の実施例構成図、第７図は従来の磁気アンプ
制御装置の構成図、第８図は第７図図示構成の動
作波形図を示す。 図中、１は可飽和リアクトル、２は磁気アンプ
制御回路、３は電圧供給手段、４はパルストラン
ス、CH1，CH2はチヨークコイル、C1，C2はコン
デンサ、TR1は主トランジスタ、TR2は制御用の
トランジスタ、D1ないしD5はダイオードを表す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可飽和リアクトルを用いて電圧を制御する
DC−DCコンバータの磁気アンプ制御装置におい
て、 出力電圧と直列に接続された１次側をもつ可飽
和リアクトル１と、 この可飽和リアクトル１の２次側に、出力電圧
を制御するための直流励磁電流を供給する磁気ア
ンプ制御回路２と、 可飽和リアクトル１の不飽和時に、１次側から
２次側に誘起される電圧を打ち消すのに十分な電
圧を供給する電圧供給手段３とを備えたことを特
徴とするDC−DCコンバータの磁気アンプ制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19063985A JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19063985A JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6253175A JPS6253175A (ja) | 1987-03-07 |
| JPH0245433B2 true JPH0245433B2 (ja) | 1990-10-09 |
Family
ID=16261419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19063985A Expired - Lifetime JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0245433B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5132889A (en) * | 1991-05-15 | 1992-07-21 | Ibm Corporation | Resonant-transition DC-to-DC converter |
| US6501193B1 (en) * | 2001-09-07 | 2002-12-31 | Power-One, Inc. | Power converter having regulated dual outputs |
-
1985
- 1985-08-29 JP JP19063985A patent/JPH0245433B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6253175A (ja) | 1987-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5418703A (en) | DC-DC converter with reset control for enhanced zero-volt switching | |
| US7071632B2 (en) | Discharge lamp starter | |
| US6191965B1 (en) | Switching power supply | |
| US4737974A (en) | Inverter type switching power supply with transformer and short circuit arrangement therefor | |
| JP2000083377A (ja) | 整流平滑回路およびダブルエンドコンバータ装置 | |
| JPH076884A (ja) | 直流アーク放電ランプを動作させる信号を発生する回路 | |
| JPH0245433B2 (ja) | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi | |
| JPS6219104Y2 (ja) | ||
| JP2000125560A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS59178969A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JPS61185069A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JP3010903B2 (ja) | 電圧共振型スイッチング電源 | |
| JP2637461B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH10248247A (ja) | 昇圧チョッパ回路 | |
| JP2525373B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0312066Y2 (ja) | ||
| JP3306484B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2592808B2 (ja) | 電源装置 | |
| SU1713044A1 (ru) | Стабилизированный источник питани | |
| JPS6264264A (ja) | スイツチング電源 | |
| JPH06197534A (ja) | パルス電源装置 | |
| JPS6259552B2 (ja) | ||
| JPS627367A (ja) | １石式ｄｃ・ｄｃコンバ−タ | |
| JPH01131291U (ja) | ||
| JPH10215586A (ja) | スイッチング電源 |