JPS6253175A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの磁気アンプ制御装置 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの磁気アンプ制御装置Info
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- JPS6253175A JPS6253175A JP19063985A JP19063985A JPS6253175A JP S6253175 A JPS6253175 A JP S6253175A JP 19063985 A JP19063985 A JP 19063985A JP 19063985 A JP19063985 A JP 19063985A JP S6253175 A JPS6253175 A JP S6253175A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
可飽和リアクトルを用いてＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を制御する磁気アンプ制御装置では。
電圧を制御する磁気アンプ制御装置では。
可飽和リアクトルの不飽和時に、その２次側に誘起され
る電圧が磁気アンプ制御回路に流れて、電力損失を生じ
る。そこで、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧を
打ち消すに十分な電圧を直列に加えることにより、無駄
な？ｉｔ流が流れないようにした。
る電圧が磁気アンプ制御回路に流れて、電力損失を生じ
る。そこで、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧を
打ち消すに十分な電圧を直列に加えることにより、無駄
な？ｉｔ流が流れないようにした。
本発明は、’１）Ｃ−ＤＣコンバータ（スイッチング電
源）に関し、特に可飽和リアクトルを用いて出力電圧を
制御するＤＣ−ＤＣコンバータの磁気アンプ制御装置に
関するものである。
源）に関し、特に可飽和リアクトルを用いて出力電圧を
制御するＤＣ−ＤＣコンバータの磁気アンプ制御装置に
関するものである。
従来、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、可飽和リアクト
ルを用いて出力側に流れる電流を動的に阻止し、出力側
に生しる電圧を制御する磁気アンプ制御装置としては２
例えば第７図に示すものがある。以下、第８図に示す動
作波形図を参照して第７図に示す装置の構成および動作
を説明する。
ルを用いて出力側に流れる電流を動的に阻止し、出力側
に生しる電圧を制御する磁気アンプ制御装置としては２
例えば第７図に示すものがある。以下、第８図に示す動
作波形図を参照して第７図に示す装置の構成および動作
を説明する。
第７図において、パルストランス２４の１次側に設けた
王トランジスタＴＲ，は２周期的に０Ｎ１０ＦＦ制御さ
れる。パルストランス２４の１次側に電圧が印加された
ときに流れる電流により。
王トランジスタＴＲ，は２周期的に０Ｎ１０ＦＦ制御さ
れる。パルストランス２４の１次側に電圧が印加された
ときに流れる電流により。
２次側に生したパルス状の電圧は、ダイオードＤ。
およびチョークコイルＣＨ，を介してコンデンサＣＩを
充電する。この充電したコンデンサＣＩの直ｉｔ圧は、
出力電圧Ａとして出力される。
充電する。この充電したコンデンサＣＩの直ｉｔ圧は、
出力電圧Ａとして出力される。
このとき、可飽和リアクトル２１を用いて５ コンデン
サＣ３に充電する電圧を制ｊ１１１ シている。この制
１１１１は、磁気アンプ制御回路２２がコンデンサＣ１
に生しる電圧を所定値に維持するように、当該コンデン
サＣＩに生した直流電圧を可飽和リアクトル２１の２次
側巻線に供給して励磁し、当該可飽和リアクトル２１を
所定のデユーティの間。
サＣ３に充電する電圧を制ｊ１１１ シている。この制
１１１１は、磁気アンプ制御回路２２がコンデンサＣ１
に生しる電圧を所定値に維持するように、当該コンデン
サＣＩに生した直流電圧を可飽和リアクトル２１の２次
側巻線に供給して励磁し、当該可飽和リアクトル２１を
所定のデユーティの間。
飽和させることによって行っている。
第８図において、Ｂ−Ａ間電圧波形は、第７図図示Ｂ点
とＡ点との間に生しる電圧波形を示し。
とＡ点との間に生しる電圧波形を示し。
パルストランス２４の２次側に生した電圧から。
可飽和リアクトル２１を用いて電流を阻止させるために
発生させた電圧を引算した態様の電圧波形を示す。これ
により、コンデンサＣ１に充電される直流電圧が所定値
に保持されることとなる。
発生させた電圧を引算した態様の電圧波形を示す。これ
により、コンデンサＣ１に充電される直流電圧が所定値
に保持されることとなる。
Ｃ−Ｂ間電圧波形は、可飽和リアクトル２１の１次側に
生じる電圧波形を示す。これは、Ｍ１気アンプ制御回路
２２によって可飽和リアクトルの２次側巻線に供給され
た励磁電流によって、所定時間Ｔの間、１次側に流れる
電流を阻止するように制御した場合め、１次側の電圧波
形を示す、この所定時間Ｔを制御ｎすることにより、コ
ンデンサＣ１に充電される直’ａＴＬ圧を所定値に保持
している。
生じる電圧波形を示す。これは、Ｍ１気アンプ制御回路
２２によって可飽和リアクトルの２次側巻線に供給され
た励磁電流によって、所定時間Ｔの間、１次側に流れる
電流を阻止するように制御した場合め、１次側の電圧波
形を示す、この所定時間Ｔを制御ｎすることにより、コ
ンデンサＣ１に充電される直’ａＴＬ圧を所定値に保持
している。
Ｂ−Ｄ間電圧波形は、第７図図中Ｂ点と可飽和リアクト
ル２１の２次側のＤ点との間に生じた電圧波形を示す。
ル２１の２次側のＤ点との間に生じた電圧波形を示す。
ｉ電流波形は、制御用のトランジスタＴＲ，。
ダイオードＤ１および可飽和リアクトル２１の２次側に
流れる電流波形を示す。
流れる電流波形を示す。
第７図に示すような従来の磁気アンプ制御装置は、コン
デンサＣ３に充電される直流電圧を所定値に；ｔ、ＩＩ
ｔａｌｌするために、磁気アンプ制御回路２２が当該
コンデンサＣ１に充電された直流電圧を、トランジスタ
ＴＲ，を制御して可飽和リアクトル２１の２次側巻線に
直流励磁電流を供給していた。
デンサＣ３に充電される直流電圧を所定値に；ｔ、ＩＩ
ｔａｌｌするために、磁気アンプ制御回路２２が当該
コンデンサＣ１に充電された直流電圧を、トランジスタ
ＴＲ，を制御して可飽和リアクトル２１の２次側巻線に
直流励磁電流を供給していた。
そして、主トランジスタＴＲ，がＯＮとなった最初の期
間は、可飽和リアクトル２１が不飽和であるため、２次
側のＢ−Ｄ間には、１次側に生した電圧の０倍（ｎは巻
線比）の電圧Ｖ０が生じる。
間は、可飽和リアクトル２１が不飽和であるため、２次
側のＢ−Ｄ間には、１次側に生した電圧の０倍（ｎは巻
線比）の電圧Ｖ０が生じる。
この生した電圧■。とコンデンサＣＩに充電された電圧
Ａとの和からなる大きな電圧（Ｖ、、＋Ａ）が制御用の
トランジスタＴＲ，のコレクターエミッタ間に印加され
、第８図１電流波形中の（ａｌを用いて示す部分に大き
な電流が流れて、電力損失が生しるという問題があった
。
Ａとの和からなる大きな電圧（Ｖ、、＋Ａ）が制御用の
トランジスタＴＲ，のコレクターエミッタ間に印加され
、第８図１電流波形中の（ａｌを用いて示す部分に大き
な電流が流れて、電力損失が生しるという問題があった
。
本発明は、前記問題点を解決するために、出力電圧と直
列に可飽和リアクトルを接続し、この可飽和リアクトル
の２次側に出力電圧を制御するための直流励磁電流を供
給すると共に、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧
を打ち消すに十分な電圧を付加する構成をとることによ
り、電力損失の軽減を行うようにしている。
列に可飽和リアクトルを接続し、この可飽和リアクトル
の２次側に出力電圧を制御するための直流励磁電流を供
給すると共に、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧
を打ち消すに十分な電圧を付加する構成をとることによ
り、電力損失の軽減を行うようにしている。
次に、第１図に示す本発明の１実施例構成を用いて２問
題点を解決するための手段を説明する。
題点を解決するための手段を説明する。
第１図において、可飽和リアクトル１は、コンデンサＣ
１に充電される電圧を所定値に保持するように、充電電
流を制御するものである。
１に充電される電圧を所定値に保持するように、充電電
流を制御するものである。
磁気アンプ制御回路２は５ コンデンサＣ１に充電され
る電圧が所定値に保持されるように、トランジスタＴＲ
Ｉを制御して、可飽和リアクトルｌの２次側に励磁電流
を供給するものである。
る電圧が所定値に保持されるように、トランジスタＴＲ
Ｉを制御して、可飽和リアクトルｌの２次側に励磁電流
を供給するものである。
電圧供給手段３は、不飽和時に可飽和リアクトル１の２
次側に生じる電圧ＶＩＬＥを打ち消すに十分な電圧ｖｔ
ｙを供給するものである。
次側に生じる電圧ＶＩＬＥを打ち消すに十分な電圧ｖｔ
ｙを供給するものである。
第１図を用いて説明した構成を採用することにより、不
飽和時に可飽和リアクトル１の２次側に発生する電圧Ｖ
、、（Ｓ線比ｎに比例した電圧）が。
飽和時に可飽和リアクトル１の２次側に発生する電圧Ｖ
、、（Ｓ線比ｎに比例した電圧）が。
電圧供給手段３を用いて発生させた電圧ｖｔｒによって
打ち消され°ζいる。このため、可飽和リアクトルｌに
発生した電圧によって、トランジスタＴＲ２，ダイオー
ドＤ、および可飽和リアクトル１を介して流れる電流が
なくなり、電力ｉＦｌ失をなくすることが可能となる。
打ち消され°ζいる。このため、可飽和リアクトルｌに
発生した電圧によって、トランジスタＴＲ２，ダイオー
ドＤ、および可飽和リアクトル１を介して流れる電流が
なくなり、電力ｉＦｌ失をなくすることが可能となる。
第１図は本発明の１実施例構成を示し、第２図は第１図
図示構成の動作波形図を示す。図中、１は可飽和リアク
トル、２は磁気アンプ制御回路。
図示構成の動作波形図を示す。図中、１は可飽和リアク
トル、２は磁気アンプ制御回路。
３は電圧供給手段、４はパルストランス、ＣＨｌ。
ＣＨ，はチョークコイル、Ｃ＋ 、Ｃｚはコンデンサ、
ＴＲ，は主トランジスタ、ＴＲｚは制御用のトランジス
タ、ＤｌないしＤ５はダイオードを表革１図において、
パルストランス４の１次側巻線に接続した主トランジス
タＴ Ｒ、を０Ｎ１０ＦＦ制御することにより、２次側
巻線にパルス状の電圧が生じる。このパルス状の電圧は
、ダイオードＤｔおよびチラークコイルＣＨ＋を介して
コンデンサＣ，を充電する。この充電した直流電圧は。
ＴＲ，は主トランジスタ、ＴＲｚは制御用のトランジス
タ、ＤｌないしＤ５はダイオードを表革１図において、
パルストランス４の１次側巻線に接続した主トランジス
タＴ Ｒ、を０Ｎ１０ＦＦ制御することにより、２次側
巻線にパルス状の電圧が生じる。このパルス状の電圧は
、ダイオードＤｔおよびチラークコイルＣＨ＋を介して
コンデンサＣ，を充電する。この充電した直流電圧は。
図示出力電圧Ａとして外部の負荷に供給される。
この際、コンデンサＣＩに充電される電圧を負荷電流に
無関係に一定値に保持するために、磁気アンプ制御回路
２が、コンデンサｃ１に充電された電圧をトランジスタ
ＴＲ，およびダイオードＤ１を介して可飽和リアクトル
ｌの２次側の一端に供給して励磁している。この場合、
可飽和リアクトル１の２次側の他端には、電圧供給手段
３によって所定の電圧Ｖ。が印加されている。以下第２
図図示動作波形図を用いて第１図図示構成の動作を説明
する。
無関係に一定値に保持するために、磁気アンプ制御回路
２が、コンデンサｃ１に充電された電圧をトランジスタ
ＴＲ，およびダイオードＤ１を介して可飽和リアクトル
ｌの２次側の一端に供給して励磁している。この場合、
可飽和リアクトル１の２次側の他端には、電圧供給手段
３によって所定の電圧Ｖ。が印加されている。以下第２
図図示動作波形図を用いて第１図図示構成の動作を説明
する。
第２図Ｂ−Ａ間電圧波形は、第１図図中Ｂ点とＡ点との
間に発生した電圧波形を示す。このＢ−Ａ間電圧波形は
、パルストランス４の２次側に発生した電圧から可飽和
リアクトル１によって発生した電圧■。を引算した態様
の電圧波形であるゆＣ−８間電圧波形は、可飽和リアク
トル１の１次側に生した電圧波形である。このＣ−Ｂ間
′屯圧波形のうち、王トランジスタＴＲ，がＯＮｌ、、
た後。
間に発生した電圧波形を示す。このＢ−Ａ間電圧波形は
、パルストランス４の２次側に発生した電圧から可飽和
リアクトル１によって発生した電圧■。を引算した態様
の電圧波形であるゆＣ−８間電圧波形は、可飽和リアク
トル１の１次側に生した電圧波形である。このＣ−Ｂ間
′屯圧波形のうち、王トランジスタＴＲ，がＯＮｌ、、
た後。
磁気アンプ制御回路２によって制御用の可飽和リアクト
ルが飽和する（図中■を用いて示す位置）までの電圧波
形は、コンデンサＣ２を充電する電流を阻止するための
ものである。このコンデンサＣ１を充電する電流を阻止
している間中は、当該可飽和リアクトルｌは不飽和状態
にある。このため、を通のトランスと同様に動作し、２
次側には巻線比ｎに比例した電圧■１が発生する。
ルが飽和する（図中■を用いて示す位置）までの電圧波
形は、コンデンサＣ２を充電する電流を阻止するための
ものである。このコンデンサＣ１を充電する電流を阻止
している間中は、当該可飽和リアクトルｌは不飽和状態
にある。このため、を通のトランスと同様に動作し、２
次側には巻線比ｎに比例した電圧■１が発生する。
Ｅ−Ｄ間電圧波形は、可飽和リアクトル１の２次側巻線
に生した電圧波形である。この電圧波形中、主トランジ
スタＴＲ，がＯＮした後２図中■を用いて示す位置まで
は、可飽和リアクトル１が不飽和ｐ状態にあるために生
じたものである。
に生した電圧波形である。この電圧波形中、主トランジ
スタＴＲ，がＯＮした後２図中■を用いて示す位置まで
は、可飽和リアクトル１が不飽和ｐ状態にあるために生
じたものである。
Ｆ−Ｅ間電圧波形は、電圧供給手段３によって発生され
る電圧波形であって２例えばパルストランス４に他の２
次側巻線を設け、ダイオードＤ。
る電圧波形であって２例えばパルストランス４に他の２
次側巻線を設け、ダイオードＤ。
を用いて半波整流することによって生成されるものであ
る。このＦ−Ｅ間電圧は、Ｅ−ＤＩ’ａｍ圧を打ち消す
に十分な電圧である。
る。このＦ−Ｅ間電圧は、Ｅ−ＤＩ’ａｍ圧を打ち消す
に十分な電圧である。
ｉ電流波形は、可飽和リアクトルｌの２次側に流れる電
流波形である。このＩ電流波形に示すように２本発明に
よれば、可飽和リアクトル１が不飽和の領域では、可飽
和リアクトルｌの２次側に生じた電圧Ｖ、が電圧供給手
段３によって生成された電圧ＶＥＦによって少なくとも
打ち消されているため、不要な電流がトランジスタＴＲ
，、ダイオード凹およ゛び可飽和リアクトルｌの２次側
を経由して流れることがない。このため、電力損失を軽
減することが可能となる。
流波形である。このＩ電流波形に示すように２本発明に
よれば、可飽和リアクトル１が不飽和の領域では、可飽
和リアクトルｌの２次側に生じた電圧Ｖ、が電圧供給手
段３によって生成された電圧ＶＥＦによって少なくとも
打ち消されているため、不要な電流がトランジスタＴＲ
，、ダイオード凹およ゛び可飽和リアクトルｌの２次側
を経由して流れることがない。このため、電力損失を軽
減することが可能となる。
次に、第３図ないし第５図は、第１図図示構成の等価回
路を夫々示す、以下可飽和リアクトルｌに印加される電
圧および流れる電流について詳細に説明する。
路を夫々示す、以下可飽和リアクトルｌに印加される電
圧および流れる電流について詳細に説明する。
第３図は主トランジスタＴＲ，がＯＦＦ、可飽和リアク
トル１をす七ノドしている状態における動作説明図を示
す。第３図において、王トランジスタ′Ｉ″Ｒ１がＯＦ
Ｆであるため、可飽和リアクトルｌの２次側巻、腺に印
加される電圧Ｖ２は下式を用いて表される。
トル１をす七ノドしている状態における動作説明図を示
す。第３図において、王トランジスタ′Ｉ″Ｒ１がＯＦ
Ｆであるため、可飽和リアクトルｌの２次側巻、腺に印
加される電圧Ｖ２は下式を用いて表される。
ｖ、＝Ｖ＋Ｖ、−ｉ、Ｒ＝ ・・・−−−・−（ｔｌこ
こで、■はコンデンサＣ３に充電された電圧。
こで、■はコンデンサＣ３に充電された電圧。
■、は電圧供給手段３によって発生された電圧。
ＲはトランジスタＴ Ｒ，の等価抵抗（コレクターエミ
ッタ間の抵抗）、ｉは可飽和リアクトルｌの２次側巻線
に流れる電流を表す。
ッタ間の抵抗）、ｉは可飽和リアクトルｌの２次側巻線
に流れる電流を表す。
第４図は主トランジスタＴＲ，がＯＮ、可飽和リアクト
ルｌがＯＦＦとなっている状態における動作説明図を示
す。第４図において、主トランジスタＴＲ，がＯＮかつ
可飽和リアクトル１が飽和していないため、可飽和リア
クトルｌの２次側巻線には、電圧ｖ２が発生している。
ルｌがＯＦＦとなっている状態における動作説明図を示
す。第４図において、主トランジスタＴＲ，がＯＮかつ
可飽和リアクトル１が飽和していないため、可飽和リア
クトルｌの２次側巻線には、電圧ｖ２が発生している。
そして、この可飽和リアクトル１の２次側巻線に流れる
電流■は下式を用いて表される。
電流■は下式を用いて表される。
ここで、■はコンデンサＣ１に充電されている電圧、■
２は可飽和リアクトル１の２次側巻線に発生した電圧、
■、は電圧供給手段３によって発生された電圧、Ｒはト
ランジスタＴ ＲＺのコレクターエミ、り間の抵抗を表
す。式（２）で、 （Ｖ＋Ｖ。
２は可飽和リアクトル１の２次側巻線に発生した電圧、
■、は電圧供給手段３によって発生された電圧、Ｒはト
ランジスタＴ ＲＺのコレクターエミ、り間の抵抗を表
す。式（２）で、 （Ｖ＋Ｖ。
）の値に比し、 （Ｖ−ＶＦ）の値が大きければ。
式（２）の値が負になるため、第４図中ダイオードＤ１
によって可飽和リアクトルｌの２次側巻線に電流が流れ
ないこととなる。このため、可飽和リアクトル１が不飽
和の状態における電力を置火を少なくともなくすること
ができる。
によって可飽和リアクトルｌの２次側巻線に電流が流れ
ないこととなる。このため、可飽和リアクトル１が不飽
和の状態における電力を置火を少なくともなくすること
ができる。
第５図は主トランジスタＴＲ，がＯＮ、可飽和リアクト
ルｌがＯＮとなっている状態における動作説明図を示す
、第５図において、主トランジスタＴＲ，がＯＮであり
、かつ可飽和リアクトル１が飽和しているため、可飽和
リアクトル１の２次側巻線に流れる電流Ｉは下式を用い
て表される。
ルｌがＯＮとなっている状態における動作説明図を示す
、第５図において、主トランジスタＴＲ，がＯＮであり
、かつ可飽和リアクトル１が飽和しているため、可飽和
リアクトル１の２次側巻線に流れる電流Ｉは下式を用い
て表される。
Ｖ −（ｖ Ｖ Ｆ ）
Ｒ十「１
ここで、■はコンデンサＣ１に充電されている電圧、
（Ｖ−ＶＦ）は電圧供給手段３によって発生された電
圧、ＲはトランジスタＴＲ２のコレクターエミッタ間の
抵抗、ｒ、は可飽和リアクトルの２次側巻線の抵抗を表
す。式（３）で、■の値に比し、 （Ｖ ＶＦ）の
値が大きければ、弐（３）の値が負になるため、第５図
中ダイオードＤ１によって可飽和リアクトルｌの２次側
巻線に電流が流れないこととなる。このため、可飽和リ
アクトルｌによる電力損失をなくすることができる。
（Ｖ−ＶＦ）は電圧供給手段３によって発生された電
圧、ＲはトランジスタＴＲ２のコレクターエミッタ間の
抵抗、ｒ、は可飽和リアクトルの２次側巻線の抵抗を表
す。式（３）で、■の値に比し、 （Ｖ ＶＦ）の
値が大きければ、弐（３）の値が負になるため、第５図
中ダイオードＤ１によって可飽和リアクトルｌの２次側
巻線に電流が流れないこととなる。このため、可飽和リ
アクトルｌによる電力損失をなくすることができる。
以上説明したように、可飽和リアクトルｌに対して、電
圧供給手段３が式（２）および式（３）を用いて示す所
定の電圧（ｖ−ｖＦ）を供給することにより、可飽和リ
アクトルｌの２次側巻線に電流が流れないようにするこ
とが可能となる。
圧供給手段３が式（２）および式（３）を用いて示す所
定の電圧（ｖ−ｖＦ）を供給することにより、可飽和リ
アクトルｌの２次側巻線に電流が流れないようにするこ
とが可能となる。
第６図は本発明の他の実施例構成を示し、電圧供給手段
３として独立に設けたパルストランスＴＺ５を用いた例
を示す。
３として独立に設けたパルストランスＴＺ５を用いた例
を示す。
第６図において、主トランジスタＴＲ，およびトランジ
スタＴＲ，は夫々同期して０Ｎ１０ＦＦ制御するように
運転されているものである。この主トランジスタＴＲ，
およびトランジスタＴ Ｒ３を同期して０Ｎ１０ＦＦ制
御することにより、パルストランスＴＩ ４およびパル
ストランスＴｚ５の１次側巻線に夫々所定のパルス状の
′上圧が印加される。そして、パルストランスＴ、４の
２次側巻線から出力されたパルス電圧は、ダイオードＤ
２およびチョークコイルＣＨ，を介してコンデンサＣ３
が充電され、出力電圧Ａとして出力される。
スタＴＲ，は夫々同期して０Ｎ１０ＦＦ制御するように
運転されているものである。この主トランジスタＴＲ，
およびトランジスタＴ Ｒ３を同期して０Ｎ１０ＦＦ制
御することにより、パルストランスＴＩ ４およびパル
ストランスＴｚ５の１次側巻線に夫々所定のパルス状の
′上圧が印加される。そして、パルストランスＴ、４の
２次側巻線から出力されたパルス電圧は、ダイオードＤ
２およびチョークコイルＣＨ，を介してコンデンサＣ３
が充電され、出力電圧Ａとして出力される。
この際、磁気アンプ制御回路２が可飽和リアクトル１に
励ＧｆｉＴｉ、流を供給して、コンデンサＣ８に充電さ
れる電圧が所定値に保持されるように制御している。ま
た、独立に設けたパルストランスＴ２５を用いた電圧供
給手段３によって生成された（ＶＶＥＦ）Ｔ１．圧が可
飽和リアクトル１に供給されている。このように、同期
した態様の独立したパルストランスＴｚ５を用いても、
第３図ないし第５図を用いて説明したと同様の効果が得
られる。
励ＧｆｉＴｉ、流を供給して、コンデンサＣ８に充電さ
れる電圧が所定値に保持されるように制御している。ま
た、独立に設けたパルストランスＴ２５を用いた電圧供
給手段３によって生成された（ＶＶＥＦ）Ｔ１．圧が可
飽和リアクトル１に供給されている。このように、同期
した態様の独立したパルストランスＴｚ５を用いても、
第３図ないし第５図を用いて説明したと同様の効果が得
られる。
以上説明したように９本発明によれば、出力電圧と直列
に可飽和リアクトルを接続し、この可飽和リアクトルの
２次側に出力電圧を制御するための直流励磁電流を供給
すると共に、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧を
打ち消すに十分な電圧を供給する電圧供給手段を設ける
構成を採用しているため、電力損失を軽減することがで
きる。
に可飽和リアクトルを接続し、この可飽和リアクトルの
２次側に出力電圧を制御するための直流励磁電流を供給
すると共に、可飽和リアクトルの２次側に生じる電圧を
打ち消すに十分な電圧を供給する電圧供給手段を設ける
構成を採用しているため、電力損失を軽減することがで
きる。
第１図は本発明の１実施例構成図、第２図は第１図図示
構成の動作波形図、第３図は主トランジスタＴＲ，ＯＦ
Ｆ、可飽和リアクトルがリセット時の動作説明図、第４
図は主トランジスタＴ Ｒ＋ＯＮ、可飽和リアクトルが
ＯＦＦ時の動作説明図。 第５図は主トランジスタＴＲ，ＯＮ、可飽和リアクトル
がＯＮ時の動作説明図、第６図は本発明の他の実施例構
成図、第７図は従来の磁気アンプ制御装置の構成図、第
８図は第７図図示構成の動作波形図を示す。 図中、ｌは可飽和リアクトル、２は磁気アンプ制御回路
、３は電圧供給手段、４はパルストランス、ＣＨ＋ 、
ＣＨｚはチョークコイル、Ｃ，、Ｃ２はコンデンサ、Ｔ
Ｒ，は主トランジスタ、ＴＲｚは制ｊＩ用のトランジス
タ、ＤＩないしり、はダイオードを表す。 特許出願人 ユーザツク電子工業株式会社代理人弁理
士 長谷用 文廣（外２名）主トランシ゛スタＴ尺、ｏ
ＦＦ、可季乞オロリアクトＩＶリセ・ント綺めｉＭ−ｆ
３＠ 主トランジスタＴＲ＋０へＨｅｌノＹりＦ／νｏＦＦｉ
４−切穆カ作オ ４ 回 矛 ６ 面
構成の動作波形図、第３図は主トランジスタＴＲ，ＯＦ
Ｆ、可飽和リアクトルがリセット時の動作説明図、第４
図は主トランジスタＴ Ｒ＋ＯＮ、可飽和リアクトルが
ＯＦＦ時の動作説明図。 第５図は主トランジスタＴＲ，ＯＮ、可飽和リアクトル
がＯＮ時の動作説明図、第６図は本発明の他の実施例構
成図、第７図は従来の磁気アンプ制御装置の構成図、第
８図は第７図図示構成の動作波形図を示す。 図中、ｌは可飽和リアクトル、２は磁気アンプ制御回路
、３は電圧供給手段、４はパルストランス、ＣＨ＋ 、
ＣＨｚはチョークコイル、Ｃ，、Ｃ２はコンデンサ、Ｔ
Ｒ，は主トランジスタ、ＴＲｚは制ｊＩ用のトランジス
タ、ＤＩないしり、はダイオードを表す。 特許出願人 ユーザツク電子工業株式会社代理人弁理
士 長谷用 文廣（外２名）主トランシ゛スタＴ尺、ｏ
ＦＦ、可季乞オロリアクトＩＶリセ・ント綺めｉＭ−ｆ
３＠ 主トランジスタＴＲ＋０へＨｅｌノＹりＦ／νｏＦＦｉ
４−切穆カ作オ ４ 回 矛 ６ 面
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 可飽和リアクトルを用いて電圧を制御するＤＣ−ＤＣコ
ンバータの磁気アンプ制御装置において、出力電圧と直
列に接続された１次側をもつ可飽和リアクトル（１）と
、 この可飽和リアクトル（１）の２次側に、出力電圧を制
御するための直流励磁電流を供給する磁気アンプ制御回
路（２）と、 可飽和リアクトル（１）の不飽和時に、１次側から２次
側に誘起される電圧を打ち消すのに十分な電圧を供給す
る電圧供給手段（３）とを備えたことを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータの磁気アンプ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19063985A JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19063985A JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6253175A true JPS6253175A (ja) | 1987-03-07 |
| JPH0245433B2 JPH0245433B2 (ja) | 1990-10-09 |
Family
ID=16261419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19063985A Expired - Lifetime JPH0245433B2 (ja) | 1985-08-29 | 1985-08-29 | Dccdckonbaatanojikianpuseigyosochi |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0245433B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5132889A (en) * | 1991-05-15 | 1992-07-21 | Ibm Corporation | Resonant-transition DC-to-DC converter |
| WO2003023945A2 (en) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Power-One, Inc. | Power converter having regulated dual outputs |
-
1985
- 1985-08-29 JP JP19063985A patent/JPH0245433B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5132889A (en) * | 1991-05-15 | 1992-07-21 | Ibm Corporation | Resonant-transition DC-to-DC converter |
| WO2003023945A2 (en) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Power-One, Inc. | Power converter having regulated dual outputs |
| WO2003023945A3 (en) * | 2001-09-07 | 2003-10-09 | Power One Inc | Power converter having regulated dual outputs |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0245433B2 (ja) | 1990-10-09 |
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