JPH062472Y2 - 磁気増幅器制御型スイツチング電源 - Google Patents
磁気増幅器制御型スイツチング電源Info
- Publication number
- JPH062472Y2 JPH062472Y2 JP1986098811U JP9881186U JPH062472Y2 JP H062472 Y2 JPH062472 Y2 JP H062472Y2 JP 1986098811 U JP1986098811 U JP 1986098811U JP 9881186 U JP9881186 U JP 9881186U JP H062472 Y2 JPH062472 Y2 JP H062472Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- saturable reactor
- diode
- power supply
- circuit
- switching power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は磁気増幅器制御型スイッチング電源に関し、特
にその整流ダイオードに流れるリカバリ電流のバイパス
回路に関するものである。
にその整流ダイオードに流れるリカバリ電流のバイパス
回路に関するものである。
従来、この種の磁気増幅器制御型スイッチング電源の一
例は、第２図の回路図に示すように、直流電源１と、ス
イッチングトランジスタ２と、このトランジスタ２を駆
動するパルス発生回路３と、１次および２次コイルをも
つ変成器４と、この変成器４の２次コイルの一端に直列
に接続する可飽和リアクトル５と、これに接続する整流
ダイオード６と、この整流ダイオード６のカソードにカ
ソードを対向させ２次コイルの他端にアノードを接続す
るフライホイールダイオード７と、整流出力を平滑化す
るためのチョークコイル１６および電解コンデンサ１７
とからなる平滑回路と、この平滑回路出力に接続する制
御回路９と、この制御回路９から可飽和リアクトル５お
よび整流ダイオード６の接続点へ接続するダイオード８
とからなるものであった。
例は、第２図の回路図に示すように、直流電源１と、ス
イッチングトランジスタ２と、このトランジスタ２を駆
動するパルス発生回路３と、１次および２次コイルをも
つ変成器４と、この変成器４の２次コイルの一端に直列
に接続する可飽和リアクトル５と、これに接続する整流
ダイオード６と、この整流ダイオード６のカソードにカ
ソードを対向させ２次コイルの他端にアノードを接続す
るフライホイールダイオード７と、整流出力を平滑化す
るためのチョークコイル１６および電解コンデンサ１７
とからなる平滑回路と、この平滑回路出力に接続する制
御回路９と、この制御回路９から可飽和リアクトル５お
よび整流ダイオード６の接続点へ接続するダイオード８
とからなるものであった。
次に、この回路の動作について第２図を用いて説明す
る。
る。
まず、制御素子として用いられる可飽和リアクトル５は
第４図のような角形のＢ−Ｈ特性を持った磁心材料を用
いており、Ｃ→ｔ２の間では高インピーダンス、ｔ２→
Ｓの間では低インピーダンスとなるため、Ｃ→ｔ２でオ
フ、ｔ２→Ｓでオンのスイッチ素子として働く。
第４図のような角形のＢ−Ｈ特性を持った磁心材料を用
いており、Ｃ→ｔ２の間では高インピーダンス、ｔ２→
Ｓの間では低インピーダンスとなるため、Ｃ→ｔ２でオ
フ、ｔ２→Ｓでオンのスイッチ素子として働く。
第２図の回路において、スイッチングトランジスタ２を
パルス発生回路３で駆動することにより、変成器４の２
次コイルに生じる電圧ＶＡは第３図(a)のような波形に
なる。時刻ｔ１において可飽和リアクトル５の磁心の状
態が第４図のｔ１点であるとすると、ｔ２点までは、高
インピーダンスであるから後段に電圧は出力されない。
ｔ２点に達すると、可飽和リアクトル５の磁心が飽和
し、インピーダンスがほぼ零となり、後段に電圧が出力
される。時刻ｔ３にトランジスタ２がオフとなると、制
御回路９よりダイオード８を通して可飽和リアクトル５
に出力電圧に応じた逆向きの電圧が印加され、磁心はＤ
点までリセットされる。したがって、可飽和リアクトル
の両端の電圧ＶBは第３図(b)のような波形になる。電源
の波高値をＶi、パルス周期をＴ、トランジスタ２のオン
期間をＴON、可飽和リアクトル５の高インピーダンス期
間（オフ期間）をtoff、低インピーダンス期間（オン期
間）をtonとすると、出力電圧Ｖ０は で表される。したがって、可飽和リアクトル５のオフ期
間を制御することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。
可飽和リアクトル５のオフ期間は、トランジスタ２のオ
ン期間の磁心のリセット量によって決まり、出力電圧Ｖ
ｏが高い場合、リセット量を大きくし、出力電圧Ｖｏが
低い場合、リセット量を小さくすることにより制御する
ことができる。
パルス発生回路３で駆動することにより、変成器４の２
次コイルに生じる電圧ＶＡは第３図(a)のような波形に
なる。時刻ｔ１において可飽和リアクトル５の磁心の状
態が第４図のｔ１点であるとすると、ｔ２点までは、高
インピーダンスであるから後段に電圧は出力されない。
ｔ２点に達すると、可飽和リアクトル５の磁心が飽和
し、インピーダンスがほぼ零となり、後段に電圧が出力
される。時刻ｔ３にトランジスタ２がオフとなると、制
御回路９よりダイオード８を通して可飽和リアクトル５
に出力電圧に応じた逆向きの電圧が印加され、磁心はＤ
点までリセットされる。したがって、可飽和リアクトル
の両端の電圧ＶBは第３図(b)のような波形になる。電源
の波高値をＶi、パルス周期をＴ、トランジスタ２のオン
期間をＴON、可飽和リアクトル５の高インピーダンス期
間（オフ期間）をtoff、低インピーダンス期間（オン期
間）をtonとすると、出力電圧Ｖ０は で表される。したがって、可飽和リアクトル５のオフ期
間を制御することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。
可飽和リアクトル５のオフ期間は、トランジスタ２のオ
ン期間の磁心のリセット量によって決まり、出力電圧Ｖ
ｏが高い場合、リセット量を大きくし、出力電圧Ｖｏが
低い場合、リセット量を小さくすることにより制御する
ことができる。
しかしながら、実際の回路では、スイッチングトランジ
スタ２をオフ状態にした直後にダイオード７を経由して
整流ダイオード６にリカバリ電流が逆方向に流れ、その
際可飽和リアクトル５にも第５図の傾斜部１３のような
リセット電圧が加わることとなる。このとき可飽和リア
クトル５は第６図に示すように、制御回路９によるリセ
ット１４の他に、整流ダイオード６のリカバリ電流によ
るリセット１５が加わることとなる。出力電圧Ｖｏが下
がった場合、制御回路９はリセット量を減らし可飽和リ
アクトル５のオフ期間を短くするように働くが、上記し
たリカバリ電流によるリセット１５があるため、オフ期
間を磁心の磁束密度が第６図のＥからＦへ上昇する期間
以下にすることができない。したがって入力電源電圧の
低下、負荷の増大に対して、出力電圧を安定化できる制
御可能範囲が狭くなるという欠点があった。
スタ２をオフ状態にした直後にダイオード７を経由して
整流ダイオード６にリカバリ電流が逆方向に流れ、その
際可飽和リアクトル５にも第５図の傾斜部１３のような
リセット電圧が加わることとなる。このとき可飽和リア
クトル５は第６図に示すように、制御回路９によるリセ
ット１４の他に、整流ダイオード６のリカバリ電流によ
るリセット１５が加わることとなる。出力電圧Ｖｏが下
がった場合、制御回路９はリセット量を減らし可飽和リ
アクトル５のオフ期間を短くするように働くが、上記し
たリカバリ電流によるリセット１５があるため、オフ期
間を磁心の磁束密度が第６図のＥからＦへ上昇する期間
以下にすることができない。したがって入力電源電圧の
低下、負荷の増大に対して、出力電圧を安定化できる制
御可能範囲が狭くなるという欠点があった。
本考案の目的は、上記の欠点、すなわち整流ダイオード
のリカバリ電流によるリセットが加わるため、電圧を安
定化できる制御可能の範囲が狭くなるという問題点を解
決した磁気増幅器制御型スイッチング電源を提供するこ
とにある。
のリカバリ電流によるリセットが加わるため、電圧を安
定化できる制御可能の範囲が狭くなるという問題点を解
決した磁気増幅器制御型スイッチング電源を提供するこ
とにある。
本考案は上述の問題点を解決するために、直流電源と、
スイッチング素子と、パルス発生回路と、変成器と、可
飽和リアクトルと、整流ダイオードをもつ整流回路と、
この整流出力電圧に応じてリセット電圧を変えて、可飽
和リアクトルと整流ダイオードとの接続点に供給する制
御回路とをもつ従来のスイッチング電源において、可飽
和リアクトルに並列に、変成器側をカソードとするダイ
オードと、抵抗およびコンデンサからなる並列回路とを
直列にしたバイパス回路を付加した構成を採用するもの
である。
スイッチング素子と、パルス発生回路と、変成器と、可
飽和リアクトルと、整流ダイオードをもつ整流回路と、
この整流出力電圧に応じてリセット電圧を変えて、可飽
和リアクトルと整流ダイオードとの接続点に供給する制
御回路とをもつ従来のスイッチング電源において、可飽
和リアクトルに並列に、変成器側をカソードとするダイ
オードと、抵抗およびコンデンサからなる並列回路とを
直列にしたバイパス回路を付加した構成を採用するもの
である。
本考案は上述のように構成したので、スイッチング素子
がオンの期間においては、バイパス回路はそのダイオー
ドの極性が逆になっているため働かず、従来同様に動作
する。次にスイッチング素子がオフになると、その直後
にフライホイールダイオードを経由して整流ダイオード
に流れるリカバリ電流はバイパス回路の高周波インピー
ダンスの低いコンデンサ、ダイオードの経路を通して流
れ、可飽和リアクトルに流れない。その他の動作につい
ては従来と全く変わらない。
がオンの期間においては、バイパス回路はそのダイオー
ドの極性が逆になっているため働かず、従来同様に動作
する。次にスイッチング素子がオフになると、その直後
にフライホイールダイオードを経由して整流ダイオード
に流れるリカバリ電流はバイパス回路の高周波インピー
ダンスの低いコンデンサ、ダイオードの経路を通して流
れ、可飽和リアクトルに流れない。その他の動作につい
ては従来と全く変わらない。
次に本考案の実施例について図面を参照して説明する。
本考案の一実施例を回路図で示す第１図を参照すると、
本考案の磁気増幅器制御型スイッチング電源は、第２図
の従来の回路において、可飽和リアクトル５と、変成器
４の２次コイルとの接続点にカソードを接続するダイオ
ード１０と、このダイオード１０のアノードに一端を接
続し、他端を可飽和リアクトル５と整流ダイオード６と
の接続点に接続する抵抗１１およびコンデンサ１２から
なる並列回路とを付加したものである。
本考案の磁気増幅器制御型スイッチング電源は、第２図
の従来の回路において、可飽和リアクトル５と、変成器
４の２次コイルとの接続点にカソードを接続するダイオ
ード１０と、このダイオード１０のアノードに一端を接
続し、他端を可飽和リアクトル５と整流ダイオード６と
の接続点に接続する抵抗１１およびコンデンサ１２から
なる並列回路とを付加したものである。
次に本実施例の動作について第１図を用いて説明する。
まず、スイッチング素子のスイッチングトランジスタ２
がオン期間では、変成器４に黒丸印の極性で生じた電圧
はダイオード１０のあるコンデンサ１２と抵抗１１の並
列回路には印加されず可飽和リアクトル５に加わる。し
たがって、その動作は第２図の従来の場合と全く同じで
ある。またこの期間にコンデンサ１２の電荷は抵抗１１
を通して放電される。
がオン期間では、変成器４に黒丸印の極性で生じた電圧
はダイオード１０のあるコンデンサ１２と抵抗１１の並
列回路には印加されず可飽和リアクトル５に加わる。し
たがって、その動作は第２図の従来の場合と全く同じで
ある。またこの期間にコンデンサ１２の電荷は抵抗１１
を通して放電される。
次にトランジスタ２がオフになると、その直後にフライ
ホイールダイオード７を経由して整流ダイオード６に逆
方向に流れるリカバリ電流は、高周波インピーダンスの
低いコンデンサ１２およびダイオード１０の経路を流れ
る。したがって可飽和リアクトル５に上述したような磁
心の余分なリセットを生じない。したがって出力電圧を
安定化できる入力電圧範囲および負荷範囲を広くとるこ
とができるようになる。
ホイールダイオード７を経由して整流ダイオード６に逆
方向に流れるリカバリ電流は、高周波インピーダンスの
低いコンデンサ１２およびダイオード１０の経路を流れ
る。したがって可飽和リアクトル５に上述したような磁
心の余分なリセットを生じない。したがって出力電圧を
安定化できる入力電圧範囲および負荷範囲を広くとるこ
とができるようになる。
以上に説明したように、本考案によれば、可飽和リアク
トルに並列にダイオードと、抵抗とコンデンサの並列回
路とからなるバイパス回路を設けることにより、従来可
飽和リアクトル中を流れたリカバリ電流による磁心の余
分のリセットが生ぜず、出力電圧の安定化が広範囲で可
能になるという効果がある。
トルに並列にダイオードと、抵抗とコンデンサの並列回
路とからなるバイパス回路を設けることにより、従来可
飽和リアクトル中を流れたリカバリ電流による磁心の余
分のリセットが生ぜず、出力電圧の安定化が広範囲で可
能になるという効果がある。
第１図は本考案の一実施例の回路図、第２図は従来の一
例の回路図、第３図(a)は第２図の変成器４の２次コイ
ルに生じる電圧ＶＡ波形、第３図(b)は第２図の可飽和
リアクトル５の両端に生じる電圧ＶB波形、第４図は可
飽和リアクトルの磁心のＢ−Ｈ特性図、第５図(a)、(b)
はそれぞれ整流ダイオードに流れるリカバリ電流を考慮
に入れた時の第２図のトランス４の２次巻線電圧波形お
よび可飽和リアクトル両端電圧波形、第６図は可飽和リ
アクトルの磁心のＢ−Ｈ特性図である。 １……直流電源、２……スイッチングトランジスタ、３
……トランジスタスイッチング用パルス発生回路、４…
…変成器、５……可飽和リアクトル、６……整流ダイオ
ード、７，８，１０……ダイオード、１１……放電用抵
抗、１２……コンデンサ、１３……リカバリ電流による
電圧、１４……制御電圧による磁心のリセット、１５…
…リカバリ電流によるリセット、１６……平滑チョーク
コイル、１７……電解コンデンサ、Ｔ……パルス周期、
ＴON……トランジスタオン期間、ｔON……可飽和リアク
トル飽和期間、ｔｏｆｆ……可飽和リアクトル不飽和期
間、t1,t2,t3……時刻。
例の回路図、第３図(a)は第２図の変成器４の２次コイ
ルに生じる電圧ＶＡ波形、第３図(b)は第２図の可飽和
リアクトル５の両端に生じる電圧ＶB波形、第４図は可
飽和リアクトルの磁心のＢ−Ｈ特性図、第５図(a)、(b)
はそれぞれ整流ダイオードに流れるリカバリ電流を考慮
に入れた時の第２図のトランス４の２次巻線電圧波形お
よび可飽和リアクトル両端電圧波形、第６図は可飽和リ
アクトルの磁心のＢ−Ｈ特性図である。 １……直流電源、２……スイッチングトランジスタ、３
……トランジスタスイッチング用パルス発生回路、４…
…変成器、５……可飽和リアクトル、６……整流ダイオ
ード、７，８，１０……ダイオード、１１……放電用抵
抗、１２……コンデンサ、１３……リカバリ電流による
電圧、１４……制御電圧による磁心のリセット、１５…
…リカバリ電流によるリセット、１６……平滑チョーク
コイル、１７……電解コンデンサ、Ｔ……パルス周期、
ＴON……トランジスタオン期間、ｔON……可飽和リアク
トル飽和期間、ｔｏｆｆ……可飽和リアクトル不飽和期
間、t1,t2,t3……時刻。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と、スイッチング素子と、パルス
発生回路と、変成器と、この変成器の２次コイルの一端
に直列に接続する可飽和リアクトルと、整流ダイオード
をもつ整流回路と、この整流出力電圧に応じたリセット
電圧を前記可飽和リアクトルと整流ダイオードとの接続
点に供給する制御回路とを有する磁気増幅器制御型スイ
ッチング電源において、前記２次コイルおよび可飽和リ
アクトルの接続点にカソードを接続するダイオードと、
このダイオードのアノードに接続し、他端を前記可飽和
リアクトルおよび整流ダイオードの接続点に接続するコ
ンデンサおよび抵抗からなる並列回路とを付加したこと
を特徴とする磁気増幅器制御型スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986098811U JPH062472Y2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 磁気増幅器制御型スイツチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986098811U JPH062472Y2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 磁気増幅器制御型スイツチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS637993U JPS637993U (ja) | 1988-01-19 |
| JPH062472Y2 true JPH062472Y2 (ja) | 1994-01-19 |
Family
ID=30967117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986098811U Expired - Lifetime JPH062472Y2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 磁気増幅器制御型スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH062472Y2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59136073A (ja) * | 1983-01-25 | 1984-08-04 | Hitachi Metals Ltd | 自励式スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS6142274A (ja) * | 1984-07-31 | 1986-02-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スパイク電圧吸収回路 |
| JPS61109457A (ja) * | 1984-10-30 | 1986-05-27 | Hitachi Metals Ltd | スイツチング・レギユレ−タ |
-
1986
- 1986-06-27 JP JP1986098811U patent/JPH062472Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS637993U (ja) | 1988-01-19 |
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