CN216794868U - 自激式主动箝位电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型为一种自激式主动箝位电路，应用于一电流临界模式(BCM)下，返驰式电源转换装置的变压器的一次侧，该自激式主动箝位电路包含一箝位开关，串联在一第一电容与一第二电容之间，该第一电容的另一端连接电源转换装置的变压器的一次侧绕阻，该第二电容的另一端连接该电源转换装置的切换开关，该箝位开关的一控制端通过一电阻连接该切换开关；藉此，本实用新型可根据该变压器其一次侧绕阻的电压极性自动决定该箝位开关的导通/关闭，该第一电容及第二电容不仅具可吸收突波，该第二电容上的分压值可使该箝位开关的闸极获得一理想的驱动电压，在箝位开关导通时具有较小的导通电阻而使损耗降低。

Description

自激式主动箝位电路

技术领域

本实用新型关于一种自激式主动箝位电路(self-driven active clamp)，特别是指一种应用于返驰式(flyback)电源转换装置在电流临界模式(BCM)下的主动箝位电路。

背景技术

在多种电源转换装置中，返驰式电源转换装置是一种相当常见的设备，可应用于交流—直流转换，或是应用于直流—直流转换。由于返驰式电源转换装置中应用了变压器在输入以及输出之间，因此返驰式电源转换装置具有电路隔离的优点。其中，返驰式电源转换装置又可进一步细分为一般返驰式电源转换装置(Standard flyback converter)以及主动箝位返驰式(Active Clamp Flyback，ACF)电源转换装置。

主动箝位返驰式电源转换装置中，在变压器的一次侧使用由场效晶体管(MOSFET)构成的箝位开关(clamp switch)取代一般返驰式电源转换装置中的缓冲(Snubber)二极管，达到吸收突波、回收能量、提升转换效率的目的。

该箝位开关的导通/关闭若使用一独立的驱动电路加以控制，将因为额外加入该驱动电路及其控制所需的电源电路而提高电路的复杂程度，且不利于缩减电源转换装置的体积。除此之外，在控制该箝位开关时，还需要考虑如何适当地驱动该箝位开关，才能令该箝位开关的导通损耗及切换损耗不致于过高而影响整体电源转换装置的转换效率。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型的主要目的是提供一种「自激式主动箝位电路」，应用于一返驰式电源转换装置中，在不需要加入额外驱动电路的前提下可控制其中一箝位开关的导通/关闭操作，并使得该箝位开关在导通时具有较低的导通损耗及达到箝位开关本身的零电压切换，降低切换损耗。

本实用新型的自激式主动箝位电路主要应用于一返驰式电源转换装置中，该电源转换装具有一变压器及一切换开关，该自激式主动箝位电路包含：

一箝位开关，串联在一第一电容与一第二电容之间，其中，该第一电容的另一端连接该变压器其一次侧绕阻的第一端，该第二电容的另一端连接在该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关；

一电阻，其一端连接该箝位开关的一控制端，另一端连接该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关。

较佳的，本实用新型的自激式主动箝位电路还包含一个二极管，该二极管的正极连接在该箝位开关的该控制端，该二极管的负极连接在该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关。

较佳的，该箝位开关为一金氧半场效晶体管(MOSFET)，其闸极为该控制端，其汲极连接该第一电容，其源极连接该第二电容。

本实用新型自激式主动箝位电路可根据该变压器其一次侧绕阻的电压VP极性自己控制该箝位开关的导通/关闭，其中的第一电容及第二电容不仅可以达到吸收突波的功能，也可藉由适当挑选的第二电容的大小而使该箝位开关的闸极获得一理想的驱动电压，在箝位开关导通时具有较小的导通电阻而使损耗降低。

附图说明

图1：本实用新型自激式主动箝位电路应用于一返驰式电源转换装置的电路图。

图2A：图1中输出电压V_O的波形图。

图2B：图1中第二电容(C2)两端的电压V_C2波形图。

图2C：图1中第一电容(C1)两端的电压V_C1波形图。

图2D：图1中箝位开关(Q2)其汲极-源极之间的电压V_Q2-DS波形图。

图2E：图1中箝位开关(Q2)其闸极-源极之间的电压V_Q2-G波形图。

图2F：图1中切换开关(Q1)其汲极-源极之间的电压V_Q1-DS波形图。

图2G：图1中切换开关(Q1)其闸极端的电压V_Q1-G波形图。

图2H：图1中变压器其一次侧绕组两端之间的电压V_P波形图。

图3：图1中该切换开关(Q1)关闭、箝位开关(Q2)导通时的电路动作图。

图4：图1中该切换开关(Q1)导通、箝位开关(Q2)关闭时的电路动作图。

10:自激式主动箝位电路

20:变压器

21:一次侧绕阻

22:二次侧绕阻

30:输出电路

31,32:输出端

40:PWM控制器

Vin:输入电源

Q1:切换开关

Q2:箝位开关

C1:第一电容

C2:第二电容

C3:寄生电容

D:二极管

R:电阻

具体实施方式

以下配合图式及本实用新型的较佳实施例，进一步阐述本实用新型为达成预定实用新型目的所采取的技术手段。

本实用新型「自激式主动箝位电路」应用于返驰式电源转换装置，其中，该返驰式电源转换装置的整体电路架构如图1所示，惟其工作原理并非本实用新型特征所在，故有关返驰式电源转换装置的电源转换动作仅概略叙述。

首先，返驰式电源转装置的基本元件包含有一变压器20、一切换开关Q1、一输出电路30。该变压器20的一次侧绕阻21串联该切换开关Q1，该切换开关Q1可由金氧半场效晶体管(MOSFET)构成，其闸极连接一PWM控制器40，该PWM控制器40输出一PWM信号控制该切换开关Q1的导通/关闭，该切换开关Q1的汲极连接该一次侧绕阻21，源极接地。该变压器20的一次侧绕阻21的一端连接一输入电源Vin，在此该输入电源Vin以一直流电源为例说明。

该输出电路30连接在该变压器20的二次侧绕阻22，包含用以连接负载的二输出端31、32，其中，该变压器20的一次侧绕阻21及二次侧绕阻22并未共地。

本实用新型的自激式主动箝位电路10则是连接该变压器20及该切换开关Q1，包含有一箝位开关Q2、一第一电容C1、一第二电容C2、一电阻R，也可以进一步包含一个二极管D。其中，该箝位开关Q2的一端连接该第一电容C1，另一端连接该第二电容C2，使得该箝位开关Q2串联在该第一电容C1及该第二电容C2之间；该箝位开关Q2的一控制端连接该电阻R以及该二极管D。

在本实施例中，该箝位开关Q2由一金氧半场效晶体管(MOSFET)构成。在其闸极-源极之间存在有一寄生电容C3，其闸极作为该控制端，其汲极与源极分别连接该第一电容C1与该第二电容C2。

该第一电容C1的一端连接该变压器20的一次侧绕阻21与该输入电源Vin，另一端连接该箝位开关Q2的汲极。

该第二电容C2的一端连接该箝位开关Q2的源极，另一端连接该切换开关Q1的汲极。

该二极管D的正极连接该箝位开关Q2的闸极，负极同样连接该切换开关Q1的汲极，该电阻R则是跨接在该二极管D的两端。

请参考图2A～2G所示的电压波形图，各波形图的纵轴标示电压值(V)，横轴则表示时间；以下进一步说明本实用新型的电路动作方式。

t0时段：在BCM模式下，该变压器20一次侧绕阻21的电压V_P逐渐下降为0V，该第二电容C2两端的电压V_C2也降至0V，寄生电容C3的电压经由二极管D快速放电至0V，使箝位开关Q2的闸极电压低于导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为关闭状态，此时，切换开关Q1的汲极-源极电压V_Q1-DS随同Vp由原本的高准位逐渐降至0V，在切换开关Q1的闸极电压V_Q1-G开始送出一高准位讯号，切换开关Q1的控制模式亦达到零电压切换(ZVS)。

t1时段：切换开关Q1导通，该切换开关Q1即将由原本的关闭(OFF)状态转换至导通(ON)状态，一次侧绕阻21的电压Vp由0V上升至Vin。

t2时段：当切换开关Q1的闸极电压V_Q1-G降低至低准位时(即PWM信号的低准位)，该切换开关Q1成为关闭状态。因为该切换开关Q1从导通状态转为关闭状态，因此在该变压器20的一次侧绕阻21会产生一反向电压，因此图2H所示的一次侧绕阻电压V_P显示负值。如图3所示，该电压V_P经由该箝位开关Q2的本体二极管(body diode)往该第二电容C2及该第一电容C1充电，该第二电容C2及该第一电容C1充电在充电期间同时也会吸收变压器20漏感所产生的突波(spike)，此时该第二电容C2及该第一电容C1会渐渐充电至稳态，箝位开关Q2的汲极-源极电压V_Q2-DS也因为本体二极管先导通，而在给驱动讯号前先降下来至约本体二极管的顺向电压(VF)，如波形图上标示S的位置。该第二电容C2在充电过程中亦会经由电阻R对寄生电容C3充电，当寄生电容C3的电压达到该箝位开关Q2的导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为导通状态，实现零电压切换(ZVS)以及吸收突波。电阻R作为一延迟(delay)元件，在充电时通过电阻R以及寄生电容C3决定的延迟时间，让箝位开关Q2的闸极电压V_Q2-G在箝位开关Q2的汲极-源极电压V_Q2-DS降至约为本体二极管(body diode)的顺向电压(VF)时，才达到导通临界电压(Vgs-th)，可让箝位开关Q2的驱动控制符合零电压切换的要求。

t3时段：在BCM模式下，该变压器20一次侧绕阻21的电压V_P会渐渐降为零，该第二电容C2两端的电压V_C2也降至0V，寄生电容C3的电压经由二极管D快速放电至0V，使箝位开关Q2的闸极电压低于导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为关闭状态，因为该箝位开关Q2可快速关闭，可降少该箝位开关Q2的切换损失，切换开关Q1的汲极-源极电压V_Q1-DS由原本的高准位渐降至0V，重复t0时段的动作。

t4时段：此时切换开关Q1导通，如图4所示，重复t1时段的动作。

在一较佳实施例中，为了使该箝位开关Q2导通时的导通电阻(R_DS)最小、损耗最低，该箝位开关Q2的闸极应维持在一较理想的驱动电压值，约为10V左右。一般该第一电容C1及第二电容C2的电压总和(V_C1+V_C2)约等于一次侧绕阻21在释能时的电压(即V_P为反向电压)，此时的V_P电压值与变压器20的一次侧绕阻21的匝数N_P、二次侧绕阻22的匝数N_S有关，即V_P＝[(N_S/N_P)×V_O]。在实际设计电源转换装置时，因为有不同的输入/输出需求，该V_P反向电压受限于匝数比而无法接近该较佳值10V，本实用新型便可选用适当的第二电容C2值，令第一电容C1与第二电容C2分压后，在该第二电容C2上得到接近10V的电压，即可使该箝位开关Q2的闸极具有较佳的驱动电压值，达到较理想的驱动效果。

综上所述，本实用新型自激式主动箝位电路不需要额外增设驱动电路，可根据该一次侧绕阻的电压V_P极性自己控制该箝位开关Q2的导通/关闭。该自激式主动箝位电路不仅可以达到吸收突波的功能，也可借由适当挑选的第二电容C2而使该箝位开关Q2的闸极获得一理想的驱动电压，在箝位开关Q2导通时呈现较小的导通电阻(R_DS)并使损耗降低。

以上所述仅是本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型做任何形式上的限制，虽然本实用新型已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本实用新型，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本实用新型技术方案的范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本实用新型技术方案的内容，依据本实用新型的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本实用新型技术方案的范围内。

Claims (5)

1.一种自激式主动箝位电路，应用于一返驰式电源转换装置，其特征在于，该电源转换装具有一变压器及一切换开关，该自激式主动箝位电路包含：

一箝位开关，串联在一第一电容与一第二电容之间，其中，该第一电容的另一端连接该变压器其一次侧绕阻的第一端，该第二电容的另一端连接在该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关；

一电阻，其一端连接该箝位开关的一控制端，另一端连接该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关。

2.根据权利要求1所述的自激式主动箝位电路，其特征在于，自激式主动箝位电路进一步包含：

一个二极管，其正极连接在该箝位开关的该控制端，其负极连接在该变压器其一次侧绕阻的第二端与该切换开关。

3.根据权利要求1或2所述的自激式主动箝位电路，其特征在于，该箝位开关为一金氧半场效晶体管(MOSFET)，其闸极为该控制端，其汲极连接该第一电容，其源极连接该第二电容。

4.根据权利要求3所述的自激式主动箝位电路，其特征在于，当该箝位开关的汲极与源极之间的电压降为0V时，该箝位开关的闸极电压才提升至使该箝位开关导通，令该箝位开关操作于零电压切换(ZVS)。

5.根据权利要求4所述的自激式主动箝位电路，其特征在于，当该箝位开关导通时，该变压器其一次侧绕组产生一反向电压，该反向电压对该第一电容及该第二电容充电。

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