TW202207598A - 高電壓增益轉換器 - Google Patents

Abstract

一種高電壓增益轉換器包含：一產生一電流輸出的輸入電路，該電流輸出包括第一及第二電流；第一及第二變壓器，分別接接收該等第一及第二電流，該第二變壓器之初級及次級側繞組的第二端分別電連接該第一變壓器之初級及次級側繞組的第一端；第一至第三輸出二極體；及一輸出電路，電連接該輸入電路、該第一變壓器及該第三輸出二極體，並產生一直流輸出電壓。該等第一及第二變壓器可分擔該電流輸出，能有效降低本發明高電壓增益轉換器中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合。

Description

高電壓增益轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種高電壓增益轉換器。

高升壓直流至直流轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。然而，現有高升壓直流至直流轉換器不適合應用於高功率的場合，且當現有高升壓直流至直流轉換器操作在極大導通比時，其電壓增益較受限制且轉換效率不佳之外，還容易產生很大的輸入電流漣波。另外，現有高升壓直流至直流轉換器中的輸出二極體具有反向恢復問題，且一般二極體在反向恢復時間（reverse recovery time）內會因反向電流而造成電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI），如此導致現有高升壓直流至直流轉換器具有嚴重的反向恢復損失及EMI雜訊問題。因此，現有高升壓直流至直流轉換器仍有改進的空間。

因此，本發明的目的，即在提供一種能夠克服先前技術至少一缺點的高電壓增益轉換器。

於是，本發明高電壓增益轉換器，用於產生一直流輸出電壓，該高電壓增益轉換器包含一輸入電路、一第一變壓器、一第二變壓器、一第一輸出二極體、一第二輸出二極體、一第三輸出二極體，及一輸出電路。

該輸入電路適用於接收一直流輸入電壓，且根據該直流輸入電壓產生一電流輸出，該電流輸出包括一第一電流及一第二電流。

該第一變壓器具有一電連接該輸入電路以接收該第一電流的初級側繞組，及一次級側繞組，該等初級及次級側繞組中的每一者具有一第一端及一第二端。

該第二變壓器具有一電連接該輸入電路以接收該第二電流的初級側繞組，及一次級側繞組，該第二變壓器之該等初級及次級側繞組中的每一者具有一第一端及一第二端，該第二變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第二端分別電連接該第一變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第一端。

該第一輸出二極體具有一電連接該第二變壓器之該初級側繞組的該第一端的陽極，及一電連接該第一變壓器之該初級側繞組的該第二端的陰極。

該第二輸出二極體具有一電連接該第一輸出二極體的該陰極的陽極，及一電連接該第二變壓器之該次級側繞組的該第一端的陰極。

該第三輸出二極體具有一電連接該第二輸出二極體的該陰極的陽極，及一陰極。

該輸出電路電連接該輸入電路、該第一變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第二端，及電連接該第三輸出二極體的該陰極，並產生該直流輸出電壓。

本發明的功效在於：該等第一及第二變壓器具有並聯連接特性而可分擔該電流輸出，能有效降低本發明高電壓增益轉換器中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合。

參閱圖1，本發明高電壓增益轉換器的實施例適用於從一電壓源10接收一直流輸入電壓V_in ，並將該直流輸入電壓V_in 轉換成一直流輸出電壓V_o ，且適用於將該直流輸出電壓V_o 輸出到一負載R_o 。本實施例的高電壓增益轉換器包含一輸入電路1、一第一變壓器2、一第二變壓器3、第一至第三輸出二極體D₁ 、D₂ 、D₃ ，及一輸出電路4。

該輸入電路1用於接收該直流輸入電壓V_in ，且根據該直流輸入電壓V_in 產生一電流輸出I_i ，該電流輸出I_i 包括一第一電流I_i1 及一第二電流I_i2 。在本實施例中，該輸入電路1包括第一與第二電感L₁ 、L₂ 、一輸入電容C_o 、第一至第四整流二極體D₁₁ 、D₁₂ 、D₁₃ 、D₁₄ ，及第一與第二開關S₁ 、S₂ 。

該第一電感L₁ 具有一接收該直流輸入電壓V_in 的第一端，及一第二端。該第二電感L₂ 具有一第一端，及一電連接該第一電感L₁ 之該第一端的第二端。該輸入電容C_o 具有一提供該電流輸出I_i 的第一端，及一電連接該第一電感L₁ 之該第一端的第二端。該第一整流二極體D₁₁ 具有一電連接該第二電感L₂ 的該第一端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體D₁ 的該陽極的陰極。該第二整流二極體D₁₂ 具有一電連接該第二電感L₂ 的該第一端的陽極，及一電連接該第二變壓器3的陰極。該第三整流二極體D₁₃ 具有一電連接該第一電感L₁ 的該第二端的陽極，及一電連接該第一變壓器2的陰極。該第四整流二極體D₁₄ 具有一電連接該第一電感L₁ 的該第二端的陽極，及一電連接該輸出電路4的陰極。

該第一開關S₁ 具有一電連接該第四整流二極體D₁₄ 的該陰極的第一端、一接地的第二端，及一接收一第一控制信號V_gs1 的控制端。該第一開關S₁ 受該第一控制信號V_gs1 控制而導通或不導通。該第二開關S₂ 具有一電連接該第一整流二極體D₁₁ 的該陰極的第一端、一接地的第二端，及一接收一第二控制信號V_gs2 的控制端。該第二開關S₂ 受該第二控制信號控制V_gs2 而導通或不導通。在本實施例中，該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 彼此以180度的相位差交錯工作。該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 各自為一N型金氧半場效電晶體，且該N型金氧半場效電晶體的汲極、源極及閘極分別為該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 各自的該第一端、該第二端及該控制端。

該第一變壓器2具有一電連接該輸入電路1以接收該第一電流I_i1 的初級側繞組N_p1 ，及一次級側繞組N_s1 。該等初級及次級側繞組N_p1 、N_s1 中的每一者具有一第一端及一第二端。在本實施例中，該第一變壓器2之該初級側繞組N_p1 的該第一端電連接該輸入電容C_o 的該第一端以接收該第一電流I_i1 ，及電連接該第三整流二極體D₁₃ 的該陰極。該第一變壓器2的該初級側繞組N_p1 的該等第一及第二端間形成有一磁化電感L_m1 。該第一變壓器2的該初級側繞組N_p1 的該第二端與該第一輸出二極體D₁ 的一陰極（對應該第一開關S₁ 的該第一端）間形成有一漏電感L_k1 。需說明的是，於該第一變壓器2中，該初級側繞組N_p1 的該第一端及該次級側繞組N_s1 的該第二端各自為極性點端，該初級側繞組N_p1 的該第二端及該次級側繞組N_s1 的該第一端各自為非極性點端。

該第二變壓器3具有一電連接該輸入電路1以接收該第二電流I_i2 的初級側繞組N_p2 ，及一次級側繞組N_s2 。該第二變壓器3之該等初級及次級側繞組N_p2 、N_s2 中的每一者具有一第一端及一第二端。在本實施例中，該第二變壓器3之該等初級及次級側繞組N_p2 、N_s2 的該等第二端分別電連接該第一變壓器2之該等初級及次級側繞組N_p1 、N_s1 的該等第一端。該第二變壓器3之該初級側繞組N_p2 的該第二端還電連接該輸入電容C_o 的該第一端以接收該第二電流I_i2 ，及還電連接該第二整流二極體D₁₂ 的該陰極。該第二變壓器3的該初級側繞組N_p2 的該等第一及第二端間形成有一磁化電感L_m2 。該第二變壓器3的該初級側繞組N_p2 的該第一端與該第一輸出二極體D₁ 的一陽極（對應該第二開關S₂ 的該第一端）間形成有一漏電感L_k2 。需說明的是，於該第二變壓器3中，該初級側繞組N_p2 的該第二端及該次級側繞組N_s2 的該第一端各自為極性點端，該初級側繞組N_p2 的該第一端及該次級側繞組N_s2 的該第二端各自為非極性點端。

該第一輸出二極體D₁ 的該陽極電連接該第二變壓器3之該初級側繞組N_p2 的該漏電感L_k2 與該第二開關S₂ 的該第一端，且其該陰極電連接該第一變壓器2之該初級側繞組N_p1 的該漏電感L_k1 與該第一開關S₁ 的該第一端。

該第二輸出二極體D₂ 具有一電連接該第一輸出二極體D₁ 的該陰極與該第一變壓器2之該初級側繞組N_p1 之該漏電感L_k1 的陽極，及一電連接該第二變壓器3之該次級側繞組N_s2 的該第一端的陰極。

該第三輸出二極體D₃ 具有一電連接該第二輸出二極體D₂ 的該陰極的陽極，及一陰極。

該輸出電路4電連接該輸入電路1、該第一變壓器2，及該第三輸出二極體D₃ 的該陰極，並產生該直流輸出電壓V_o 。在本實施例中，該輸出電路4包括一第四輸出二極體D₄ ，及第一至第四輸出電容C₁ ~C₄ 。

該第四輸出二極體D₄ 具有一陽極，及一接地的陰極。該第一輸出電容C₁ 具有一電連接該輸入電路1之該第一開關S₁ 的該第一端的第一端，及一電連接該第四輸出二極體D₄ 之該陽極的第二端。該第二輸出電容C₂ 具有一電連接該第一變壓器2之該初級側繞組N_p1 之該漏電感L_k1 的第一端，及一電連接該第一輸出電容C₁ 之該第一端的第二端。該第三輸出電容C₃ 具有一電連接該第二輸出電容C₂ 之該第一端的第一端，及一電連接該第一變壓器2之該次級側繞組N_s1 的該第二端的第二端。該第四輸出電容C₄ 具有一電連接該第三輸出電容C₃ 的該第二端的第一端，及一電連接該第三輸出二極體D₃ 的該陰極的第二端。該等第一及第四輸出電容C₁ 、C₄ 的該等第二端相配合提供該直流輸出電壓V_o 。

在本實施例中，該高電壓增益轉換器的一電壓增益為2(n+1)/(1-D)² ，n為該等第一及第二變壓器2、3中之一者的匝數比，D為該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 中之一者的導通比。該高電壓增益轉換器具有較高的電壓增益，且當該第一變壓器2或該第二變壓器3的匝數比越大時，電壓增益的差距會更加明顯。

參閱圖2，為本實施例的操作時序圖，參數V_gs1 、V_gs2 分別為該等第一及第二控制信號，參數V_ds1 、V_ds2 分別為該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 各自的汲源極間的一跨壓，參數T_s 為該第一控制信號V_gs1 的一切換週期的長度，參數i_in 為一輸入電流，參數i_Lk1 、i_Lk2 分別為流經該等漏電感L_k1 、L_k2 的電流，參數i_L1 、i_L2 分別為流經該等第一及第二電感L₁ 、L₂ 的電流，參數i_D1 、i_D2 、 i_D3 、i_D4 分別為流經該等第一至第四輸出二極體D₁ ~D₄ 的電流，參數t為時間。

參閱圖2至圖10，本實施例的高電壓增益轉換器循環地操作在第一階段至第八階段。圖3至圖10的電路圖與圖2相似，差異在於圖3至圖10中，導通的元件以實線畫出，而不導通的元件以灰階虛線畫出，且更以帶有箭頭的虛線說明電路中實際電流流向。以下分別針對每一階段進行說明，且參數ON表示元件導通、參數OFF表示元件不導通。

第一階段(時間點：t₀ ~t₁ )：

參閱圖2與圖3，該第一開關S₁ ：ON、該第二開關S₂ ：ON、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：OFF、該第三輸出二極體D₃ ：ON、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：ON、該第二整流二極體D₁₂ ：OFF、該第三整流二極體D₁₃ ：OFF，及該第四整流二極體D₁₄ ：ON。

該第一階段為預備階段，該第一開關S₁ 切換成導通，而該第二開關S₂ 則保持導通。此時，該等第一及第二電感L₁ 、L₂ 因皆跨該直流輸入電壓V_in ，使得該等電流i_L1 、i_L2 分別以斜率V_in /L₁ 及斜率V_in /L₂ 線性上升。由於有該漏電感L_k1 的存在，使得該第一開關S₁ 具有零電流切換（Zero Current Switching，ZCS）的柔切性能，進而降低該第一開關S₁ 的切換損失。在該第一階段，該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 逐漸上升，且當該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 小於流經該磁化電感L_m1 的電流時，該磁化電感L_m1 所儲存的能量藉由該初級側繞組N_p1 傳送至該次級側繞組N_s1 ，使得該第三輸出二極體D₃ 仍保持如前一階段的導通狀態，而該等第一與第二輸出二極體D₁ 、D₂ 及該第四輸出二極體D₄ 則處於逆向偏壓而不導通。由於僅有該第三輸出二極體D₃ 導通，使得該第三輸出二極體D₃ 的電流i_D3 下降，且該等漏電感L_k1 、L_k2 控制該第三輸出二極體D₃ 的電流i_D3 下降速率，進而減緩該第三輸出二極體D₃ 反向恢復問題。當該第三輸出二極體D₃ 的電流i_D3 下降至零時，該第三輸出二極體D₃ 轉變成不導通，並進入第二階段。

第二階段(時間點：t₁ ~t₂ )：

參閱圖2與圖4，該第一開關S₁ ：ON、該第二開關S₂ ：ON、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：OFF、該第三輸出二極體D₃ ：OFF、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：ON、該第二整流二極體D₁₂ ：OFF、該第三整流二極體D₁₃ ：OFF，及該第四整流二極體D₁₄ ：ON。

由於該直流輸入電壓V_in 及該輸入電容C_o 的一跨壓V_Co ，跨於該磁化電感L_m1 與該漏電感L_k1 及該磁化電感L_m2 與該漏電感L_k2 ，使得該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 與該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 分別以斜率(Vin+V_Co )/(L_m1 +L_k1 )及斜率(Vin+V_Co )/(L_m2 +L_k2 )線性上升。從能量觀點而言，該等初級側繞組N_p1 、N_p2 在本階段作儲存能量的動作。接著，進入第三階段。

第三階段(時間點：t₂ ~t₃ )：

參閱圖2與圖5，該第一開關S₁ ：ON、該第二開關S₂ ：OFF、該第一輸出二極體D₁ ：ON、該第二輸出二極體D₂ ：ON、該第三輸出二極體D₃ ：OFF、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：OFF、該第二整流二極體D₁₂ ：ON、該第三整流二極體D₁₃ ：OFF，及該第四整流二極體D₁₄ ：ON。

此時，由於該漏電感L_k2 電流i_Lk2 的連續性使得該第一輸出二極體D₁ 轉變為導通，且該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 流經該第一輸出二極體D₁ 、該第二輸出電容C₂ 與該第一開關S₁ ，並對該第二輸出電容C₂ 進行充電。該磁化電感L_m2 以返馳式模式傳送能量至該次級側繞組N_s2 ，使得該第二輸出二極體D₂ 轉變為導通，且該第二輸出二極體D₂ 的電流i_D2 對該第三輸出電容C₃ 進行充電。該第一開關S₁ 保持導通，此時該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 呈線性下降。當該漏電感L_k2 儲存的能量完全釋放完畢，即該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 等於零時，該第一輸出二極體D₁ 轉變成不導通，並進入第四階段。

需說明的是，該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 等於零時，該第一輸出二極體D₁ 才轉變成不導通，也就是說，流經該第一輸出二極體D₁ 的電流i_D1 先降至零，該第一輸出二極體D₁ 才轉變成不導通，進而該第一輸出二極體D₁ 沒有反向恢復損失的問題。

第四階段(時間點：t₃ ~t₄ )：

參閱圖2與圖6，該第一開關S₁ ：ON、該第二開關S₂ ：OFF、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：ON、該第三輸出二極體D₃ ：OFF、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：OFF、該第二整流二極體D₁₂ ：ON、該第三整流二極體D₁₃ ：OFF，及該第四整流二極體D₁₄ ：ON。

由於該漏電感L_k2 的能量完全釋放到該第二輸出電容C₂ ，使得該第一輸出二極體D₁ 轉變成不導通。該磁化電感L_m2 的電流完全由該初級側繞組N_p2 反射到該次級側繞組N_s2 ，且流經該第二輸出二極體D₂ 的電流i_D2 對該第二輸出電容C₂ 進行充電，此時該第一開關S₁ 的電流等於該等磁化電感L_m1 、L_m2 的電流總和。接著，進入第五階段。

第五階段(時間點：t₄ ~t₅ )：

參閱圖2與圖7，該第一開關S₁ ：ON、該第二開關S₂ ：ON、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：ON、該第三輸出二極體D₃ ：OFF、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：ON、該第二整流二極體D₁₂ ：OFF、該第三整流二極體D₁₃ ：OFF，及該第四整流二極體D₁₄ ：ON。

此時，該第二電感L₂ 的該電流i_L2 以斜率V_in /L₂ 線性上升。由於有該漏電感L_k2 的存在，使得該第二開關S₂ 具有零電流切換的柔切性能，進而降低該第二開關S₂ 的切換損失。在此階段，該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 逐漸上升，且當該漏電感L_k2 的電流i_Lk2 小於流經該磁化電感L_m2 的電流時，該磁化電感L_m2 所儲存的能量藉由該初級側繞組N_p2 傳送至該次級側繞組N_s2 ，使得該第二輸出二極體D₂ 仍保持如前一階段的導通狀態，該第二輸出二極體D₂ 的電流i_D2 下降，而該等第一與第三輸出二極體D₁ 、D₃ 及該第四輸出二極體D₄ 則處於逆向偏壓而不導通。由於該等漏電感L_k1 、L_k2 控制該第二輸出二極體D₂ 的電流i_D2 下降速率，進而減緩該第二輸出二極體D₂ 反向恢復問題。當該第二輸出二極體D₂ 的電流i_D2 下降至零時，該第二輸出二極體D₂ 轉變成不導通，並進入第六階段。

第六階段(時間點：t₅ ~t₆ )：

參閱圖2與圖8，由於第六階段與第二階段的元件導通狀態及操作相似，故相關說明請參閱第二階段，於此不再贅述。

第七階段(時間點：t₆ ~t₇ )：

參閱圖2與圖9，該第一開關S₁ ：OFF、該第二開關S₂ ：ON、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：OFF、該第三輸出二極體D₃ ：ON、該第四輸出二極體D₄ ：ON、該第一整流二極體D₁₁ ：ON、該第二整流二極體D₁₂ ：OFF、該第三整流二極體D₁₃ ：ON，及該第四整流二極體D₁₄ ：OFF。

此時，由於該漏電感L_k1 電流i_Lk1 的連續性使得該第四輸出二極體D₄ 轉變為導通，且該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 流經該第一輸出電容C₁ 與該第四輸出二極體D₄ ，並對該第一輸出電容C₁ 進行充電。該磁化電感L_m1 以返馳式模式傳送能量至該次級側繞組N_s1 ，使得該第三輸出二極體D₃ 轉變為導通，且該第三輸出二極體D₃ 的電流i_D3 對該第四輸出電容C₄ 進行充電。該第二開關S₂ 保持導通，此時該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 呈線性下降。當該漏電感L_k1 儲存的能量完全釋放完畢，即該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 等於零時，該第四輸出二極體D₄ 轉變成不導通。接著，進入第八階段。

需說明的是，該漏電感L_k1 的電流i_Lk1 等於零時該第四輸出二極體D₄ 才轉變成不導通，也就是說，流經該第四輸出二極體D₄ 的電流i_D4 先降至零，該第四輸出二極體D₄ 才轉變成不導通，進而該第四輸出二極體D₄ 沒有反向恢復損失的問題。

第八階段(時間點：t₇ ~t₈ )：

參閱圖2與圖10，該第一開關S₁ ：OFF、該第二開關S₂ ：ON、該第一輸出二極體D₁ ：OFF、該第二輸出二極體D₂ ：OFF、該第三輸出二極體D₃ ：ON、該第四輸出二極體D₄ ：OFF、該第一整流二極體D₁₁ ：ON、該第二整流二極體D₁₂ ：OFF、該第三整流二極體D₁₃ ：ON，及該第四整流二極體D₁₄ ：OFF。

由於該漏電感L_k1 的能量完全釋放到該第一輸出電容C₁ ，使得該第四輸出二極體D₄ 轉變成不導通。該磁化電感L_m1 的電流完全由該初級側繞組N_p1 反射到該次級側繞組N_s1 ，且流經該第三輸出二極體D₃ 的電流i_D3 對該第四輸出電容C₄ 進行充電，此時該第二開關S₂ 的電流等於該等磁化電感L_m1 、L_m2 的電流總和。接著，進入下一個切換週期。

依據上述電路動作分析，使用IsSpice模擬軟體及實作結果驗證其電路理論分析、電氣規格及本實施例之優點。本實施例高電壓增益轉換器之模擬電氣規格與元件參數設定如表1所示。以下將介紹輸出功率為200W下相關模擬與實作結果。 表1 ：

直流輸入 電壓Vin		變壓器 匝數比n
直流輸出 電壓Vo		磁化電感 Lm1 、Lm2
輸出功率		漏電感 Lk1 、Lk2
第一至第四 輸出電容C1 ~C4		第一及第二電感 L1 、L2

參閱圖11，為該等第一及第二控制信號V_gs1 、V_gs2 、該直流輸入電壓V_in 與該直流輸出電壓V_o 之波形圖。由模擬結果可知，該直流輸入電壓V_in 為36V，該直流輸出電壓V_o 為400V，滿足電氣之需求規格。

參閱圖12至圖14，圖12為該等第二及第三整流二極體D₁₂ 、D₁₃ 的電流i_D12 、i_D13 之波形圖。圖13為該等第一及第二電感L₁ 、L₂ 的電流i_L1 、i_L2 之波形圖。圖14為該輸入電流i_in 及該等漏電感L_k1 、L_k2 的電流i_Lk1 、i_Lk2 之波形圖。由於該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 彼此以交錯180度依序導通的驅動方式操作，使得該等漏電感L_k1 、L_k2 的電流i_Lk1 、i_Lk2 ，及該等第一及第二電感L₁ 、L₂ 的電流i_L1 、i_L2 漣波相差180度，又i_in =i_Lk1 +i_Lk2 +i_L1 +i_L2 -(i_D12 + i_D13 )，因此該等電流i_Lk1 、i_Lk2 及該等電流i_L1 、i_L2 之漣波可以相消，以降低該輸入電流i_in 之漣波。由圖12至圖14之模擬結果可得知，當該等電流i_Lk1 、i_Lk2 及該等電流i_L1 、i_L2 之漣波

i_Lk1 、

i_Lk2 、

i_L1 、

i_L2 約為5A時，該輸入電流i_in 之漣波

i_in 約為3.38A，也就是說，該輸入電流i_in 確實因該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 彼此交錯式操作，而具有漣波相消的性能。

參閱圖15，為該等第一及第二控制信號V_gs1 、V_gs2 、該第一開關S₁ 的汲源極間的一跨壓V_ds1 ，及該第二開關S₂ 的汲源極間的一跨壓V_ds2 之波形圖。由圖15之模擬結果可知，當該直流輸出電壓V_o 為400V時，該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 的跨壓V_ds1 、V_ds2 皆僅為V_o /4（即，等於100V），可知該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 確實具有低於該直流輸出電壓V_o 的低電壓應力。

參閱圖16及圖17，其說明該等第一至第四輸出二極體D₁ ~D₄ 的電壓V_D1 ~V_D4 和電流i_D1 ~i_D4 。由圖16及圖17之模擬結果可知，該等第一及第四輸出二極體D₁ 、D₄ 的電流i_D1 、i_D4 先降至零，該等第一及第四輸出二極體D₁ 、D₄ 才轉變為不導通，所以該等第一及第四輸出二極體D₁ 、D₄ 無反向恢復問題，而該等第二及第三輸出二極體D2、D3的電流i_D2 、i_D3 只有一段微小的逆向恢復電流。因此，相較於現有高升壓直流至直流轉換器，本發明高電壓增益轉換器具有能夠減緩反向恢復問題，進而具有較低的反向恢復損失及電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）雜訊。

參閱圖18，說明本發明高電壓增益轉換器與參考文獻﹝1﹞（W. Li, Y. Zhao, J. Wu, and X. He, ” Interleaved High Step-Up Converter with Winding-Cross-Coupled Inductors and Voltage Multiplier Cells” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.27, No.1, January 2012）中的高升壓比轉換器於變壓器匝數比n=1時各自的一電壓增益。前述已說明本發明高電壓增益轉換器的該電壓增益為2(n+1)/(1-D)² ，而文獻﹝1﹞的高升壓比轉換器的電壓增益則為(2+2n)/(1-D)。由圖18可知，本發明高電壓增益轉換器確實具有較高的電壓增益。

參閱圖19，說明本發明高電壓增益轉換器與參考文獻﹝1﹞的高升壓比轉換器於變壓器匝數比n=3時各自的一電壓增益。由圖19可知，當匝數比n越大時，本發明高電壓增益轉換器與參考文獻﹝1﹞的電壓增益的差距會更加明顯。

綜上所述，本實施例具有以下優點：

1.由於該輸入電路1及該等第一及第二變壓器2、3之電路架構具有並聯連接特性，故可分擔輸入電流，能有效降低本發明高電壓增益轉換器中的儲能元件及開關元件的電流應力，適合應用於高功率的場合。

2.利用該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 以180度的相位差交錯工作，可使該輸入電流i_in 的漣波降低，因此，可使用電感值較小之輸入濾波電感（即，該等第一與第二電感L₁ 、L₂ 與該等磁化電感L_m1 、L_m2 ），降低電感的體積。

3.本發明高電壓增益轉換器高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比，且該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 具有低於該直流輸出電壓V_o 的低電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，進而可降低該等第一及第二開關S₁ 、S₂ 的導通損失，提升本發明高電壓增益轉換器整體的轉換效率。

4. 本發明高電壓增益轉換器具有較高的電壓增益。

惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。

1:輸入電路 10:電壓源 2:第一變壓器 3:第二變壓器 4:輸出電路 C_o :輸入電容 C₁ ~C₄ :第一至第四輸出電容 D₁ ~ D₄ :第一至第四輸出二極體 D₁₁ ~ D₁₄ :第一至第四整流二極體 i_in :輸入電流 i_Lk1 、i_Lk2 :漏電感電流 i_L1 、i_L2 :第一及第二電感的電流 i_D1 ~i_D4 :第一至第四輸出二極體的電流 i_D12 、i_D13 :第二及第三整流二極體的電流 I_i :電流輸出 I_i1 、I_i2 :第一及第二電流 L₁ 、L₂ :第一及第二電感 L_m1 、L_m2 :磁化電感 L_k1 、L_k2 :漏電感 n:匝數比 N_p1 、N_p2 :初級側繞組 N_s1 、N_s2 :次級側繞組 R_o :負載 S₁ 、S₂ :第一及第二開關 t:時間 t₀ ~t₈ :時間點 T_s :切換週期的長度 V_in :直流輸入電壓 V_gs1 、V_gs2 :第一及第二控制信號 V_o :直流輸出電壓 V_ds1 、V_ds2 :跨壓 V_D1 ~V_D4 :第一至第四輸出二極體的電壓

本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是一電路圖，說明本發明高電壓增益轉換器之一實施例； 圖2是一時序圖，說明該實施例的操作； 圖3至10是等效電路圖，分別說明該實施例操作在第一階段至第八階段的情況； 圖11是一波形圖，說明該實施例的第一與第二控制信號、一直流輸入電壓及一直流輸出電壓； 圖12是一波形圖，說明該實施例流經第二及第三整流二極體的電流； 圖13是一波形圖，說明該實施例流經第一及第二電感的電流； 圖14是一波形圖，說明該實施例的一輸入電流及流經二個漏電感的電流； 圖15是一波形圖，說明該實施例的該等第一及第二控制信號、第一及第二開關各自的汲源極間的跨壓； 圖16是一波形圖，說明該實施例的第一及第四輸出二極體的電壓和電流； 圖17是一波形圖，說明該實施例的第二及第三輸出二極體的電壓和電流； 圖18是一模擬圖，說明該實施例之第一及第二變壓器之匝數比n=1時，其與文獻﹝1﹞各自的電壓增益；及 圖19是一模擬圖，說明該實施例之該等第一及第二變壓器之匝數比n=3時，其與文獻﹝1﹞各自的電壓增益。

1:輸入電路

10:電壓源

2:第一變壓器

3:第二變壓器

4:輸出電路

C_o :輸入電容

C₁ ~C₄ :第一至第四輸出電容

D₁ ~D₄ :第一至第四輸出二極體

D₁₁ ~D₁₄ :第一至第四整流二極體

I_i :電流輸出

I_i1 、I_i2 :第一及第二電流

L₁ 、L₂ :第一及第二電感

L_m1 、L_m2 :磁化電感

L_k1 、L_k2 :漏電感

N_p1 、N_p2 :初級側繞組

N_s1 、N_s2 :次級側繞組

R_o :負載

S₁ 、S₂ :第一及第二開關

V_in :直流輸入電壓

V_gs1 、V_gs2 :第一及第二控制信號

V_o :直流輸出電壓

Claims (10)

1. 一種高電壓增益轉換器，用於產生一直流輸出電壓，該高電壓增益轉換器包含： 一輸入電路，適用於接收一直流輸入電壓，且根據該直流輸入電壓產生一電流輸出，該電流輸出包括一第一電流及一第二電流； 一第一變壓器，具有一電連接該輸入電路以接收該第一電流的初級側繞組，及一次級側繞組，該等初級及次級側繞組中的每一者具有一第一端及一第二端； 一第二變壓器，具有一電連接該輸入電路以接收該第二電流的初級側繞組，及一次級側繞組，該第二變壓器之該等初級及次級側繞組中的每一者具有一第一端及一第二端，該第二變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第二端分別電連接該第一變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第一端； 一第一輸出二極體，具有一電連接該第二變壓器之該初級側繞組的該第一端的陽極，及一電連接該第一變壓器之該初級側繞組的該第二端的陰極； 一第二輸出二極體，具有一電連接該第一輸出二極體的該陰極的陽極，及一電連接該第二變壓器之該次級側繞組的該第一端的陰極； 一第三輸出二極體，具有一電連接該第二輸出二極體的該陰極的陽極，及一陰極；及 一輸出電路，電連接該輸入電路、該第一變壓器之該等初級及次級側繞組的該等第二端，及電連接該第三輸出二極體的該陰極，並產生該直流輸出電壓。
2. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該輸入電路包括 一第一電感，具有一接收該直流輸入電壓的第一端，及一第二端， 一第二電感，具有一第一端，及一電連接該第一電感之該第一端的第二端， 一輸入電容，具有一提供該電流輸出的第一端，及一電連接該第一電感之該第一端的第二端， 一第一整流二極體，具有一電連接該第二電感的該第一端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體的該陽極的陰極， 一第二整流二極體，具有一電連接該第二電感的該第一端的陽極，及一電連接該第二變壓器之該初級側繞組的該第二端的陰極， 一第三整流二極體，具有一電連接該第一電感的該第二端的陽極，及一電連接該第一變壓器之該初級側繞組的該第一端的陰極， 一第四整流二極體，具有一電連接該第一電感的該第二端的陽極，及一電連接該輸出電路的陰極， 一第一開關，具有一電連接該第四整流二極體的該陰極的第一端、一接地的第二端，及一接收一第一控制信號的控制端，該第一開關受該第一控制信號控制而導通或不導通，及 一第二開關，具有一電連接該第一整流二極體的該陰極的第一端、一接地的第二端，及一接收一第二控制信號的控制端，該第二開關受該第二控制信號控制而導通或不導通。
3. 如請求項2所述的高電壓增益轉換器，其中，該等第一及第二開關彼此以180度的相位差交錯工作。
4. 如請求項2所述的高電壓增益轉換器，其中，該高電壓增益轉換器的一電壓增益為2(n+1)/(1-D)² ，n為該等第一及第二變壓器中之一者的匝數比，D為該等第一及第二開關中之一者的導通比。
5. 如請求項2所述的高電壓增益轉換器，其中，該等第一及第二開關各自為一N型金氧半場效電晶體。
6. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該輸出電路包括 一第四輸出二極體，具有一陽極，及一接地的陰極， 一第一輸出電容，具有一電連接該輸入電路的第一端，及一電連接該第四輸出二極體之該陽極的第二端， 一第二輸出電容，具有一電連接該第一變壓器之該初級側繞組的該第二端的第一端，及一電連接該第一輸出電容之該第一端的第二端， 一第三輸出電容，具有一電連接該第二輸出電容之該第一端的第一端，及一電連接該第一變壓器之該次級側繞組的該第二端的第二端，及 一第四輸出電容，具有一電連接該第三輸出電容的該第二端的第一端，及一電連接該第三輸出二極體的該陰極的第二端，該等第一及第四輸出電容的該等第二端相配合提供該直流輸出電壓。
7. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該第一變壓器的該初級側繞組的該等第一及第二端間形成有一磁化電感，該第一變壓器的該初級側繞組的該第二端與該第一輸出二極體的該陰極間形成有一漏電感。
8. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，該第二變壓器的該初級側繞組的該等第一及第二端間形成有一磁化電感，該第二變壓器的該初級側繞組的該第一端與該第一輸出二極體的該陽極間形成有一漏電感。
9. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，於該第一變壓器中，該初級側繞組的該第一端及該次級側繞組的該第二端各自為極性點端，該初級側繞組的該第二端及該次級側繞組的該第一端各自為非極性點端。
10. 如請求項1所述的高電壓增益轉換器，其中，於該第二變壓器中，該初級側繞組的該第二端及該次級側繞組的該第一端各自為極性點端，該初級側繞組的該第一端及該次級側繞組的該第二端各自為非極性點端。

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