CN105024554A

CN105024554A - 具有软切换且能降低电流涟波的逆变电路及整流电路

Info

Publication number: CN105024554A
Application number: CN201410298260.1A
Authority: CN
Inventors: 吕锦山
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-04-22
Filing date: 2014-06-27
Publication date: 2015-11-04
Anticipated expiration: 2034-06-27
Also published as: CN105024554B

Abstract

本发明提供了一种具有软切换且能降低电流涟波的逆变电路及整流电路，该逆变电路的基本架构是与一直流电压并联，该逆变电路包括一上层电力单元、一下层电力单元及至少一变压器，该上层电力单元及该下层电力单元各包含一阻抗调节单元，以期由调整该阻抗调节单元的阻抗值，令该逆变电路能获得所需的等效谐振电感值或等效谐振电容值，进而在一开关工作切换周期内，能让该逆变电路上的半导体开关操作于软切换，以降低交换损失，同时该逆变电路得扩充架构，再包括至少一中层电力单元，中层电力单元连接在该上层及下层电力单元之间，因此可以降低其半导体开关的电压应力，得因使用低电压规格具有较小的导通阻值，降低导通损耗而提升转换效率。

Description

具有软切换且能降低电流涟波的逆变电路及整流电路

技术领域

本发明涉及一种电力逆变(inversion)及整流(rectification)电路，尤指一种具有软切换且能降低电流涟波(soft-switching low current ripple)的电力逆变及整流电路，以期在工作切换周期中，除能有效降低输入电流或输出电流的涟波，减少导通损失之外，同时，也能因具有软切换性能，而减少其上半导体开关(semiconductor switch)的导通瞬间或断开瞬间的交换损失，以有效提高电力转换的效率。

背景技术

按，现今许多电力装置(electrical device)上广泛使用的直流-直流的转换电路中，均有一逆变电路(inversion circuit)及一整流电路(rectifier circuit)，其中，该逆变电路是将一直流电压逆变成一交流电压，该交流电压再经该整流电路及一滤波电路(filtercircuit)，转换成一直流电压，以提供该电力装置所需的不同直流电位。

一般言，诸多现有的直流-直流转换电路包括半桥式(half-bridge)、推挽式(push-pull)及全桥式(full-bridge)等拓朴的电路，且现有转换电路均具备前述逆变功能，其中，最被广泛使用的是半桥转换电路(Half-Bridge Converter，以下简称HBC)，其为一种降压型衍生转换电路(Buck-derived)，其逆变电路的输入电流具有脉动波形的缺点，常会因瞬间电流变化(di/dt)，产生相当高的干扰，且会伴随着因瞬间电压变化(dv/dt)所产生的另一种杂讯，进而发生电磁干扰(EMI)的问题。因此，在现有转换电路中，必需加装一防制电磁干扰滤波器(EMI filter)，才能符合电磁干扰规范的要求，此举不仅增加了现有转换电路的成本，也增加了现有转换电路所需的空间。有鉴于此，为了降低电流涟波及瞬间电流变动率所产生的杂讯，已有业者广泛地将两组相同的逆变电路予以交错(interleaved)分时工作，然而，采取此一交错分时工作架构者，除了会增加电路的复杂度与制作成本之外，因电流涟波是否降低或消除，完全需视逆变电路上各开关的工作周期而定，因此，若各开关的工作周期小于50％，仍然无法有效减轻前述电磁干扰(EMI)的问题。

针对前述问题，本发明的发明人曾陆续提出数件相关的能减少电流涟波的逆变电路，且先后获准专利在案，如：2009年4月7日获准的美国第7,515,439号专利权、2011年6月7日获准的美国第7,957,161号专利权、2012年9月4日获准的美国第8,319,469号专利权、2013年11月21日公开的美国第2013/0368443A1号专利公告，其中，美国第8,319,469号专利权所主张保护者，为一低输入电流涟波的半桥逆变电路(以下简称HBC-CRR)，该半桥逆变电路因能有效降低输入电流的涟波，故仅需使用一较小的防制电磁干扰滤波器，即能满足规范的要求。

然而，因前述HBC-CRR采用对称式的脉波宽度调变机制，以调节输出电压，其虽能在不同的输入电压及工作负载的条件下，获得稳定的输出电压，但是，仍将产生不同的死区时间(dead time)，导致半导体开关因工作于硬切换(hard switching)状态，而有较高的导通瞬间切换损耗(turn on switching losses)，此一损耗与工作频率成正比增加，因此，限制了该半桥逆变电路的操作频率，致无法有效降低该逆变电路中的感抗元件值(如：电感值或电容值等)，进而导致该半桥逆变电路所欲提高的功率密度性能也无法被有效达成。

为了使前述半桥逆变电路能操作在较高的工作频率，发明人经过诸多实验及测试后认为，采用软切换技术的零电压切换(zero voltage switch，ZVS)应是唯一且必须的解决之道，如此，才能在不牺牲逆变电路的效率的前提下，有效实现逆变电路的高功率密度性能，此为本发明在此欲探讨的一重要课题。

发明内容

有鉴于前述现有逆变电路的问题与缺点，发明人根据多年实务经验及研究实验，终于开发设计出本发明的一种具有软切换且能降低电流涟波的逆变电路及整流电路，以期该电路在电力逆变(或整流)过程中，能有效消除电流的涟波。

本发明的一个技术方案为，提供一种具有软切换且能降低输入电流涟波的逆变电路，其中，该逆变电路并联至一输入端，用以将该输入端提供的一直流电压转换成一交流电压，该逆变电路包括：

一上层电力单元，包含一第一电容、一第二电容、一第一开关及一第一阻抗调节单元(impedance adjusting unit)，其中，该输入端的正端子分别与该第一电容的第一端子及该第一阻抗调节单元的第一端子相连接，该第一阻抗调节单元的第二端子分别与该第一开关的上端子及该第二电容的第一端子相连接，该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子分别连接至该第一电容的第二端子与该第一开关的下端子；

一下层电力单元，包含一第三电容、一第二开关及一第二阻抗调节单元，其中，该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子分别连接至该第三电容的第一端子及该第二开关的上端子，该输入端的负端子分别与该第三电容的第二端子及该第二阻抗调节单元的第三端子相连接，该第二阻抗调节单元的第四端子则连接至该第二开关的下端子；

至少一中层电力单元(middle cells)，各中层电力单元依序串接在该上层电力单元及下层电力单元间，各中层电力单元包括一第三开关、一第四开关、一第四电容及一第五电容，该第五电容的第一端子连接至该第三开关的下端子及该第四开关的上端子，其中，第一个中层电力单元的第四电容的第一端子连接至该第一电容的第二端子，该第一个中层电力单元的第三开关的上端子连接至该第一开关的下端子，该第一个中层电力单元的第五电容的第一端子连接至该第二电容的第二端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的第四电容的第一端子，各中层电力单元的第四开关的下端子连接至下一个中层电力单元的第三开关的上端子，各中层电力单元的第五电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的该第五电容的第一端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子及该第四开关的下端子彼此连接，以此类推，但最后一个中层电力单元除外，最后一个中层电力单元的第四电容的第二端子连接至该第三电容的第一端子，且该最后一个中层电力单元的第四开关的下端子连接至该第二开关的上端子，且该最后一个中层电力单元的第五电容的第二端子则连接至该第二开关的下端子；及

至少一次级绕组，各次级绕组与各阻抗调节单元内对应的初级绕组磁耦合，而成为至少一具有磁耦合的变压器，以提供该交流电压；如此，在一开关工作周期内，该逆变电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开所述开关，以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，并能降低该直流电压的输入电流涟波。

本发明的另一技术方案为，提供一种具有软切换且能降低输入电流涟波的逆变电路，其中，该电路与一输入端相并联，以将该输入端提供的一直流电压转换成一交流电压，该逆变电路包括：

一第一串联电路，包含一第一电容及一第三电容，其中，该第一电容的第一端子与该输入端的正端子相连接，该第一电容的第二端子与该第三电容的第一端子相连接，该第三电容的第二端子与该输入端的负端子相连接；

一第二串联电路，包括依顺序串联的一第一开关、一开关串联阵列及一第二开关；其中，该开关串联阵列包括至少一中层电力单元，各中层电力单元包含一第三开关、一第四开关及一第四电容，各中层电力单元的第四电容的第一端子与第二端子分别连接在该第三开关的上端子及该第四开关的下端子，第一个中层电力单元的第三开关的上端子及该第四开关的下端子分别连接至该第一开关的下端子及该第二开关的上端子，且各中层电力单元的第三开关的下端子及该第四开关的上端子分别连接至下一个中层电力单元的第三开关的上端子及该第四开关的下端子，以此类推，最后一个中层电力单元的第三开关的下端子与该第四开关的上端子连接在一起；

一第二电容，其第一端子连接至该第一开关的上端子，其第二端子连接至该第二开关的下端子；

一阻抗调节单元，该阻抗调节单元的第一端子分别与该第一电容的第一端子及该输入端的正端子相连接，该阻抗调节单元的第二端子分别与该第一开关的上端子及该第二电容的第一端子相连接，该阻抗调节单元的第三端子及第四端子分别连接至该第一电容的第二端子及该最后一个中层电力单元的第三开关的下端子，该阻抗调节单元的第五端子分别与该输入端负端子与该第三电容的第二端子相连接，该阻抗调节单元的第六端子分别连接至该第二开关的下端子及该第二电容的第二端子；及

至少一次级绕组，各次级绕组与该阻抗调节单元内对应的初级绕组磁耦合，而成为至少一具有磁耦合的变压器，以提供该交流电压；

如此，在一开关工作周期内，该逆变电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开所述开关，以将该输入端的直流电压转换成交流电压，并能降低该直流电压的输入电流涟波。

本发明的再一技术方案为，提供一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其中，该整流电路包括：

一第一串联电路，包含依序串联的一第一电感、一第一次级绕组及一第一开关，该第一电感代表该第一次级绕组的漏感；

一第二串联电路，包含依序串联的一第二开关、一第二次级绕组及一第二电感，该第二电感代表该第二次级绕组的漏感；

一第三串联电路，包含依序串联的一第三电感及一第一电容；

一第二电容；及

至少一初级绕组，分别与各次级绕组磁耦合，而成为至少一具有磁耦合的变压器；

其中，该第一电感的第一端子分别与该第二开关的上端子及该第三电感的第一端子相连接，该第一开关的下端子分别与该第二电感的第二端子及该第一电容的第二端子相连接，且该第一电容的第一端子与第二端子分别连接至一负载的正端子与负端子，该第二电容的第一端子连接至该第一次级绕组及第一开关间，该第二电容的第二端子连接至该第二开关与该第二次级绕组间；

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开所述开关，以将输入至该初级绕组的一交流电压，转换成一直流电压，并能降低该第一电容上的电流涟波。

本发明的又一个技术方案为，提供一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其中，该整流电路包括：

一第一串联电路，包含依序串联的一第一电感、一第一次级绕组、一第一开关及一第三开关，其中，该第一次级绕组的非打点端子与该第一开关的上端子连接，该第一电感代表该第一次级绕组的漏感；

一第二串联电路，包含依序串联的一第二开关、一第四开关、一第二次级绕组及一第二电感，其中，该第四开关的下端子与第二次级绕组的非打点端子连接，该第二电感代表该第二次级绕组的漏感；

一第二电容；及

其中，该第一电感的第一端子分别与该第二开关的上端子及该第三电感的第一端子相连接，该第三开关的下端子分别与该第二电感的第二端子及该第一电容的第二端子相连接，且该第一电容的第一端子与第二端子分别连接至一负载的正端子与负端子，该第二电容的第一端子连接至该第一次级绕组及第一开关间，该第二电容的第二端子连接至该第四开关与该第二次级绕组间，该第一开关的下端子连接至该第二开关的下端子；

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开该开关，以将输入至该初级绕组的一交流电压，转换成一直流电压，并能降低该第一电容上的电流涟波。

本发明提供的再一技术方案为，提供一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其中，该整流电路包括：

一上层电力单元，包含一第一电容、一第一阻抗调节单元、一第一开关及一第二电容，其中，该第一阻抗调节单元的第一端子分别与该第一电容的第一端子及一负载的正端子相连接，该第一阻抗调节单元的第二端子分别与该第二电容的第一端子及该第一开关的上端子相连接，该第一阻抗调节单元的第三端子与该第一电容的第二端子连接，该第一阻抗调节单元的第四端子与该第一开关的下端子相连接；

一下层电力单元，包含一第三电容、一第二阻抗调节单元及一第二开关，其中，该第二阻抗调节单元的第一端子与该第三电容的第一端子相连接，该第二阻抗调节单元的第二端子与该第二开关的上端子相连接，该第二阻抗调节单元的第三端子分别与该第三电容的第二端子及该负载的负端子相连接，该第二阻抗调节单元的第四端子与该第二开关的下端子相连接；及

至少一中层电力单元，各中层电力单元依序串接在该上层电力单元及下层电力单元间，各中层电力单元包括一第三开关、一第四开关、一第四电容及一第五电容，该第五电容的第一端子分别与该第三开关的下端子及该第四开关的上端子相连接，其中，第一个中层电力单元的第四电容的第一端子连接至该第一电容的第二端子，该第一个中层电力单元的第三开关的上端子连接至该第一开关的下端子，该第一个中层电力单元的第五电容的第一端子连接至该第二电容的第二端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的第四电容的第一端子，各中层电力单元的第四开关的下端子连接至下一个中层电力单元的第三开关的上端子，各中层电力单元的第五电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的该第五电容的第一端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子及该中层电力单元的该第四开关的下端子彼此连接，以此类推，但最后一个中层电力单元除外，最后一个中层电力单元的第四电容的第二端子连接至该第三电容的第一端子，且该最后一个中层电力单元的第四开关的下端子连接至该第二开关的上端子，且该最后一个中层电力单元的第五电容的第二端子则连接至该第二开关的下端子；

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开所述开关，以通过各阻抗调节单元，将一交流电压，转换成一直流电压，并提供予该负载，且能降低该第一电容上的电流涟波。

本发明提供的电力逆变电路和整流电路具有软切换性能，以有效降低其中切换损失(switching losses)，并据以有效改善整体效能。所述电路能在电力逆变(或整流)过程中，使漏电感(leakage inductance)及杂散电容(parasitic capacitor)成为一无耗损缓冲器(lossless snubber)，进而使漏电感的能量得被有效回收(recycling)，并据以有效改善整体效能。

因该电路能使用低电压应力(low voltage rating)具有低导通阻值特性的半导体开关(semiconductor switches)，或得以使用低顺向压降(forward voltage drop)特性的整流二极管(rectifier diodes)，以有效降低其中导通损失(conduction losses)，并据以有效改善整体效能。

本发明通过简单的电路设计，使所制成的电路，不仅能有效降低输入和输出电流上的电流涟波，尚能有效提升该电路的效率，这也成为本发明的技术重点。

为便贵审查委员能对本发明的目的、结构及其功效，做更进一步的认识与了解，兹举实施例附图，详细说明如下：

附图说明

图1(a)～图1(e)是本发明第一个实施例，具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变电路及其应用例的示意图；

图2(a)～图2(e)是本发明第一个实施例，具有双变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变电路及其应用例的示意图；

图3是图1(a)所示实施例中仅具有上层电力单元及下层电力单元的逆变电路图；

图4(a)～图4(d)是图3所示逆变电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图5是图3所示逆变电路以非对称脉冲宽度调制(APWM)控制的几组关键波形图；

图6(a)～图6(b)是图3所示逆变电路在以非对称脉冲宽度调制(APWM)控制，高输入电压-轻载及低输入电压-满载工作条件下，实测的驱动信号Vgs1、Vgs2及输入电流Iin的波形图；

图7(a)～图7(d)是图3所示逆变电路分别在以非对称脉冲宽度调制(APWM)控制，工作条件为低输入电压-40％负载、低输入电压-100％负载、高输入电压-60％负载及高输入电压-100％负载下实测电压的波形图；

图8是图3所示逆变电路以接近50％-工作周期的变频控制的几组关键波形图；

图9(a)～图9(b)是图3所示逆变电路在以接近50％-工作周期的变频控制，低输入电压-满载及高输入电压-轻载工作条件下，实测的驱动信号Vgs1、Vgs2及输入电流Iin的波形图；

图10(a)～图10(d)是图3所示逆变电路在以接近50％-工作周期的变频控制，工作条件分别为低输入电压-40％负载、低输入电压-100％负载、高输入电压-60％负载、高输入电压-100％负载下实测电压的波形图；

图11是图1(a)所示仅具有一组中层电力单元的逆变电路的一应用例电路图；

图12(a)～图12(d)是图11所示逆变电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图13(a)～图13(e)是本发明第二个实施例，具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变电路及其应用例的示意图；

图14(a)～图14(e)是本发明第二个实施例，具有双变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变电路及其三个应用例的示意图；

图15是图13(a)所示实施例中仅具一组中层电力单元的逆变电路图；

图16(a)～图16(d)是图15所示逆变电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图17是本发明第三个实施例，具有单变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)整流电路图；

图18是本发明第三个实施例，具有双变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)整流电路图；

图19是图17所示实施例中的一应用电路图；

图20(a)～图20(b)是图19所示整流电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图21是图19所示整流电路的几组关键波形图；

图22是图17所示实施例中的另一应用电路图；

图23(a)～图23(b)是图22所示整流电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图24是图22所示整流电路的几组关键波形图；

图25是图17所示实施例中的又一应用电路图；

图26(a)～图(d)是图25所示整流电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；

图27是图25所示整流电路的几组关键波形图；

图28是本发明具有单变压器的软切换多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路图；

图29是本发明具有双变压器的软切换多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路图；

图30(a)～图30(d)是本发明具有捡拾天线的交流-直流(AC-DC)整流电路的应用例及其子电路的示意图；

图31(a)～图31(e)是本发明具有单变压器的软切换多开关的交流-直流(AC-DC)整流电路的应用例及其子电路的示意图；

图32(a)～图32(e)是本发明具有双变压器的软切换多开关的交流-直流(AC-DC)整流电路的应用例及其子电路的示意图；

图33是图31所示仅具有上层电力单元及下层电力单元的整流电路图；

图34(a)～图34(d)是图33所示整流电路在稳态操作下各阶段的等效电路图；及

图35是图33所示整流电路的几组关键波形图。

图中符号说明：

上层电力单元的端子 V+、1、2、3、Vo；

中层电力单元 Cell-n、Cell-1、Cell-2、Cell-x；

中层电力单元的端子 n1、n2、n3、n4、n5、n6、11、12、13、14、15、16、21、28、29、30、31、32、x1、x2、x3、x4、x5、x6；

下层电力单元的端子 Gnd、4、5、6；

电容 C1、C41、C2、C51、C3、C4n、C5n、Cr、Co、Cc、Cr3、Cr4；

开关 M1、M11、M31、M2、M21、M41、M4n、M3n；

电感 Lr1、Lr2、Lr、Lo、Lr3、Lr4、Lr34；

变压器 T1、T2；

初级绕组 P1、P2；

次级绕组 S1、S2；

输入电压 Vi；

输出端 AC；

整流二极管 D1、D2；

交流电压源 AC1、AC2；

负载 R_L；

阻抗调节单元 Z_adj、Z_adj1、Z_adj2；

具体实施方式

发明人在诸多实验及测试中发现，若欲在逆变电路达成零电压操作的性能，必须符合下列两项必要条件：

1、两组控制驱动信号之间，需要有一个固定的死区间隔(dead time interval)；及

2、在漏感(或激磁电感)和半导体开关的输出电容之间，需要有足够大的能量转移。

另外，发明人在诸多控制方案中发现，使用非对称的脉冲宽度调制(AsymmetricalPulse-Width Modulation，以下简称APWM)的控制方案，或使用接近50％工作周期变频(Variable Frequency，以下简称VF)的控制方案，能获得所需要的固定死区时间。因此，若在前述电路中，采用上述控制方案，将能实现零电压开关的操作条件。

除了降低开关的切换损失，发明人为了能更进一步地提升前述电路的转换效率，如何降低半导体开关的导通损失，也为本发明的另一个动机，针对此，本发明是利用串接两个低电压规格的MOSFET的技术，以期能有效降低等效的导通电阻值R_DSon，进而有效降低半导体开关的导通损耗，以提高该电路的转换效率，此外，发明人利用串接多个低电压规格MOSFET的技术，尚能克服高达数千伏的输入电压，而在欠缺可资使用的半导体开关的电压规格技术瓶颈下，达成本发明欲解决的前述问题，且满足业界对电力转换的严格要求。

为达成前述的目标，发明人思及利用最少的元件，制作出本发明的第一实施例，单变压器的直流-交流(DC-AC)逆变电路的示意图，如图1(a)所示，为一具有软切换的低输入电流涟波(soft-switching low input-current ripple)的电力逆变电路，该逆变电路初级侧的基本架构是与一直流电压相并联(paralleled-connect)，将输入端的直流输入电压Vi逆变成一交流电压，且通过变压器的磁耦合，输出至包括至少一第一次级绕组S1的输出端AC，该逆变电路包括一上层电力单元(top cell)及一下层电力单元(bottomcell)。另，为降低各电力单元中各半导体开关上的电压应力(voltage stress)，该逆变电路得再包括至少一中层电力单元(middle cell)，该中层电力单元(middle cell)被连接在该上层电力单元及下层电力单元之间。

复参阅图1(a)所示，该上层电力单元设有四个端子(terminals)V+、1、2、3，该第n个中层电力单元Cell-n设有六个端子n1、n2、n3、n4、n5、n6，该下层电力单元设有四个端子Gnd、4、5、6。

复参阅图1(a)所示，该上层电力单元是由二箝制电容(clamping capacitors)C1、C2、一第一阻抗调节单元Z_adj1及一第一半导体开关M1所组成，其中，该第一阻抗调节单元Z_adj1设有四个端子1、2、3、4，该上层电力单元的端子V+是与该输入直流电压的正端子(positive node)、该箝制电容C1的第一端子与该第一阻抗调节单元的端子1相连接，该第一阻抗调节单元的端子2、该箝制电容C2的第一端子及该第一半导体开关M1上端子相连接，该第一阻抗调节单元的端子3与该箝制电容C1的第二端子相连接，该第一阻抗调节单元的端子4与该第一半导体开关M1下端子相连接，该箝制电容C1的第二端子(即，该上层电力单元的端子1)、该半导体开关M1的下端子(即，该上层电力单元的端子2)与该第一箝制电容C2的第二端子(即，该上层电力单元的端子3)分别连接至第一个中层电力单元Cell-1的端子11、端子12与端子13。

复参阅图1(a)所示，该下层电力单元是由一第二箝制电容C3、一第二阻抗调节单元Z_adj2及一第二半导体开关M2所组成，其中，该第二阻抗调节单元Z_adj2设有四个端子1、2、3、4，该第二阻抗调节单元的端子1连接至该箝制电容C3的第一端子，该第二阻抗调节单元的端子2连接至该第二半导体开关M2上端子，该下层电力单元的端子Gnd与该输入直流电压的负端子(negative node)、该第二阻抗调节单元的端子3与该箝制电容C3的第二端子相连接，该第二阻抗调节单元的端子4与该第二半导体开关M2下端子相连接，该箝制电容C3的第一端子(即，该下层电力单元的端子4)、该半导体开关M2的上端子(即，该下层电力单元的端子5)及该半导体开关M2的下端子(即，该下层电力单元的端子6)分别连接至最后一个中层电力单元Cell-x的端子x4、x5、x6。

复请参阅图1(a)及图1(b)所示，在该第n个中层电力单元Cell-n中，其端子n1、n2、n3分别连接至该第n-1个中层电力单元Cell-(n-1)的端子(n-1)4、(n-1)5、(n-1)6，且该第n个中层电力单元Cell-n的端子n4、n5、n6分别连接至该第n+1个中层电力单元Cell-(n+1)的端子(n+1)1、(n+1)2、(n+1)3。在此需特别一提的是，在n(n>2)个以上的中层电力单元被依序串接在该上层电力单元及下层电力单元间的情形下，该第(n-1)个中层电力单元Cell-(n-1)的端子(n-1)4与端子(n-1)5直接相连在一起，但最后一个中层电力单元Cell-x的端子x4、x5除外。

复请参阅图1(a)及图1(b)所示，各第n个中层电力单元Cell-n包括二箝制电容C4n、C5n及二半导体开关M3n、M4n，半导体开关M3n与M4n除依序串联之外，尚与该上层电力单元的半导体开关M1和下层电力单元的半导体开关M2串联，用以降低施加在该逆变电路中各半导体开关上的电压应力至一预设的电压电平。第n个中层电力单元Cell-n的端子n1、n2分别与该箝制电容C4n的第一端子及该半导体开关M3n的上端子相连接，该第n个中层电力单元Cell-n的端子n3与该半导体开关M3n的下端子、该半导体开关M4n的上端子及该箝制电容C5n的第一端子相连接，该第n个中层电力单元Cell-n的端子n4、n5、n6则分别连接至该箝制电容C4n的第二端子、该半导体开关M4n的下端子及该箝制电容C5n的第二端子。

复请参阅图1(a)及图1(b)所示，依该中层电力单元的数量，串联的半导体开关可被区分成M1-M41-M42-...-M4n和M31-M32-...-M3n-M2两组开关，为实现零电压操作，将由一控制器(图中未示)所产生的非对称的脉冲宽度调制(Asymmetrical PulseWidth Modulation,APWM)，或所产生的接近50％工作周期的可变频率(VariableFrequency,VF)，产生固定死区间隔(dead time interval)的两组驱动信号，分别导通或断开该M1-M41-M42-...-M4n和M31-M32-...-M3n-M2两组开关，以使该逆变电路的次级绕组S1所对应的输出端AC产生一交流输出电压。但是，若在设计上，该逆变电路需对一负载(load)提供一直流电压，则该次级绕组S1所对应的输出端AC后需增设一整流电路及滤波电路(图中未示)。

复请参阅图1(a)～图1(e)所示，该逆变电路还包括一第一变压器(transformer)T1，该第一变压器T1由一第一初级绕组P1、一第二初级绕组P2及至少一次级绕组S1所组成，其中，该第一初级绕组P1及第二初级绕组P2具有相同的绕线匝数，如此，在一个开关工作切换周期(switching cycle)内，对该逆变电路上的各半导体开关执行软切换时，即能有效降低输入电流的涟波，且在对应于该次级绕组S1的输出端AC产生所需的交流电压。

为实现降低输入电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电压工作范围，该第一电感Lr1与第二电感Lr2必需是变压器T1的两个较大且相同的漏感。但是，在绕制该变压器T1实际上极难实现，因此，发明人降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元Z_adj1及第二阻抗调节单元Z_adj2中，采用如图1(c)、图1(d)及图1(e)所示的外加电感Lr3及Lr4。

另，为了使半导体开关能达成较宽的零电压工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Z_adj1及第二阻抗调节单元Z_adj2电路，采用如图1(d)所示，外加一第六电容Cr3及一第七电容Cr4的替代方案。

由于，该外加电感Lr3及Lr4，与该变压器T1上的电感Lr1或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感Lr_eq(为便相关技术领域的人士能迅速地明了本发明的特征，而不致对众多电感、电容等电子元件产生混淆，现以电子电路学上常用的命名规则，标记于此一等效的电感后，即Lr_eq，合先陈明，后文中的Cr_eq亦同)，该外加等效电容Cr3及Cr4，则与该上层电力单元的箝制电容C1或及下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容Cr_eq，因此，图1(a)所示的逆变电路，能由调整该第一阻抗调节单元与第二阻抗调节单元的元件，满足前述的软开关的两条件：固定的死区间隔及足够的电感与电容间的能量转移，所述半导体开关因此能达成零电压工作特性。

复参阅图1(a)所示，为本发明具有单变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变的一应用例电路，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1及该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2如图1(c)所示，其中，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1及一第三电感Lr3，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二阻抗调节单元包含一第四电感Lr4、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，该第四电感Lr4的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的第一初级绕组P1和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3及该第四电感Lr4可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

复参阅图1(a)所示，为本发明具有单变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变的另一应用例电路，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1及该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2电路如图1(d)所示，其中，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3及一第六电容Cr3，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3与第六电容Cr3彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二阻抗调节单元包含一第四电感Lr4、一第七电容Cr4、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，该第四电感Lr4与第七电容Cr4彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的第一初级绕组P1和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3及该第四电感Lr4可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

复参阅图1(a)所示，为本发明具有单变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变的又一应用例电路，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1及该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2电路如图1(e)所示，其中，该第一阻抗调节单元包含一第三电感Lr3、一第一电感Lr1及一第一初级绕组P1，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二阻抗调节单元包含一第二电感Lr2、一第二初级绕组P2及一第四电感Lr4，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第四电感Lr4的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的第一初级绕组P1和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3及该第四电感Lr4可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

复参阅图1(a)所示，在该逆变电路中，该中层电力单元可为零组、一组或多组连接于该上层电力单元和下层电力单元之间，以适用于不同输入电压的应用。

复参阅图1(a)所示，在该逆变电路中，没有该中层电力单元时，该逆变电路仅包括该上层电力单元和该下层电力单元，彼此上下串联，为该上层电力单元的第一阻抗调节单元的端子3与端子4的元件及该下层电力单元的第二阻抗调节单元的端子3与端子4的元件并联；当具有至少一组中层电力单元时，该逆变电路包括该上层电力单元，至少一组中层电力单元和该下层电力单元，彼此上下串联。

为了提高输出功率，图1(a)具有单一变压器的逆变电路，得以使用两个变压器T1和T2取代，该逆变电路如图2(a)所示，为本发明具有双变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变电路示意图，图2(b)、图2(c)、图2(d)及图2(e)分别对应图1(b)、图1(c)、图1(d)及图1(e)，标示该逆变电路的各中层电力单元及各应用例电路的第一阻抗调节单元及第二阻抗调节单的元件组合，其中，变压器T1包括至少一第一初级绕组P1与一第一次级绕组S1，变压器T2包括至少一第二初级绕组P2与至少一第二次级绕组S2，该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表该第一个变压器T1的初级绕组P1和该第二个变压器T2的初级绕组P2的漏感，或两个独立外加的电感，或一耦合电感。

虽然，图1(a)及图2(a)所揭露者为提供不同的输出功率，分别使用单变压器或双变压器的两个系列各应用例的电路，但应具有相同的工作原理。据此，仅以该图1(a)的第一个应用例说明其工作原理如下：

请参阅图3及图4(a)～图4(d)所示，为图1(a)与图1(d)的元件组合，仅具有上层电力单元及下层电力单元的逆变电路及其在稳态操作(steady-state operation)下各阶段的等效电路，其中，第一阻抗调节单元的Lr3-Cr3与第二阻抗调节单元的Lr4-Cr4因并联，故在图3及图4(a)～图4(d)中仅以Lr-Cr代表，假设箝制电容C1、C3的电容值完全相同的情形下，跨越各箝制电容C1、C3两端的电压值将等于直流输入电压Vi的二分之一，因此，诚如图4(a)～图4(d)所示，在稳态(steady-state)操作下，该逆变电路在一固定的工作周期内，将有四个操作阶段。

请参阅图4(a)所示，若半导体开关M1及M2分别为MOSFET，且在第一时区间(first time interval)，当一栅极驱动信号(gate drive signal)被施加至该半导体开关M1时，该半导体开关M1将被导通，此时，二分之一的输入电压Vi会分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至该第一初级绕组P1及第二初级绕组P2：

(1)Vi(+)-Lr1-P1-M1-Cr-Lr-C3-Vi(-)；

(2)C1(+)-Lr1-P1-M1-Cr-Lr-C1(-)；及

(3)C2(+)-M1-Cr-Lr-C3-Lr2-P2-C2(-)。

在该第一时区间，在电容C1和C2放电时，该电容C3会被充电。

请参阅图4(b)所示，在第二时区间(second time interval)，当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关M1时，该半导体开关M1将被断开，此时，输入电压Vi和储存在变压器T1的漏电感中的能量，将会对该箝制电容C2充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1、P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该箝制电容C2上的平均电压等于输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，该半导体开关M1的电压波形将不会产生电压突波(voltage spike)，且其上所承受的电压应力(voltage stresses)将被限制在输入电压Vi的范围内。

请参阅图4(c)所示，在第三时区间(third time interval)，当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关M2时，该半导体开关M2将被导通，此时，二分之一的输入电压会分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至该第一初级绕组P1及第二初级绕组P2：

(1)Vi(+)-C1-Lr-Cr-M2-P2-Lr2-Vi(-)；

(2)C3(+)-Lr-Cr-M2-P2-Lr2-C3(-)；及

(3)C2(+)-P1-Lr1-C1-Lr-Cr -M2-C2(-)。

在该第三时区间，当该箝制电容C2和C3放电时，该电容C1会被充电。

请参阅图4(d)所示，在第四时区间(fourth time interval)，当一栅极驱动信号被施加至该半导体开关M2时，该半导体开关M2将被断开，此时，该输入电压Vi和储存在变压器T1漏电感中的能量将会对该箝制电容C2充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该箝制电容C2上的平均电压等于输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，该半导体开关M2的电压波形将不会产生电压突波(voltage spike)，且其上所承受的电压应力(voltage stresses)将被限制在输入电压Vi的范围内。

复参阅图1(a)～图1(e)及图2(a)～图2(e)所示，本发明所示的前述逆变电路，在实际施作时，其中的半导体开关M1、M2、M3n及M4n并不局限于使用MOSFET半导体开关，也可依实际需要，以其它类型的主动式半导体开关(active semiconductorswitches)取代。

请参阅图5所示，依据图3所示的逆变电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括非对称脉冲宽度调制(APWM)的两组互补且固定死区间隔的驱动信号V_gs1(D)、V_gs2(1-D)、开关电压V_Ds1、V_Ds2及输入电流I_in等的波形，以显示达成软切换操作与低输入电流涟波的性能。

请参阅图6(a)和图6(b)所示，分别为在高输入电压-轻载及低输入电压-满载的工作条件下，实作电路量测的驱动信号为V_gs1、V_gs2，输入电流波形为I_in时的波形(图6(a)及图6(b)中，CH1～CH3分别为示波器的三个channel，且Ch1＝V_gs1，Ch2＝V_gs2,，Ch3＝I_in，Pk-Pk为峰对峰值、Mean为平均值、RMS则为均方根值，且图6(a)底侧的“Ch125.0V”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为25伏特、“Ch225.0V”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为25伏特、“Ch3500mA”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为500毫安培、且图6(b)底侧的“Ch32.00A”指channel的波形为“每方格的纵向间距”为2安培、“M2.00μs”则代表“每方格的横向间距”为2微秒，此时，因为输入电流I_in为非脉动波形，电流涟波小，使用较小的电磁干扰滤波器即能令本发明的前述逆变电路满足EMI规范的要求。

请参阅图7(a)、图7(b)、图7(c)及图7(d)所示，为图3所示的逆变电路分别工作于低输入电压-40％负载、低输入电压-100％负载、高输入电压-60％负载及高输入电压-100％负载的工作条件下的该半导体开关M1及M2的驱动信号及电压波形(分别对应示波器的四个channel，CH1～CH4)，充分显示，本发明的前述逆变电路在上述输入电压及负载的工作条件下，分别工作在上述的条件下，能实现零电压切换(ZVS)的机制。

请参阅图8所示，依据图3所示的逆变电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括接近50％-工作周期的变频(Variable Frequency，VF)控制的两组互补且固定死区间隔的驱动信号V_gs1、V_gs2、开关电压V_Ds1、V_Ds2及输入电流I_in等的波形，其充分显示能达成软切换操作与低输入电流涟波的性能。

请参阅图9(a)和图9(b)所示，依据图3所示的逆变电路在以接近50％-工作周期的变频(Variable Frequency，VF)控制，分别为在低输入电压-满载及高输入电压-轻载的工作条件下，实作电路量测的驱动信号为V_gs1、V_gs2、开关电压波形为V_Ds1、V_Ds2及输入电流波形为I_in时的波形图，因为输入电流I_in为非脉动波形，电流涟波小，使用较小的电磁干扰滤波器即能令本发明的前述逆变电路满足EMI规范的要求。

请参阅图10(a)～图10(d)所示，图10(a)～图10(d)为依据图3所示的逆变电路在以接近50％-工作周期的变频(Variable Frequency，VF)控制，分别为在低输入电压-40％负载、低输入电压-100％负载、高输入电压-60％负载及高输入电压-100％负载的工作条件下的该半导体开关M1及M2的驱动信号及电压波形，充分显示，本发明的前述逆变电路在上述输入电压及负载的工作条件下，能实现零电压切换(ZVS)的机制。

请参阅图11所示，为图1(a)与图1(c)的元件组合，具有一中层电力单元的逆变电路及其在稳态操作(steady-state operation)下各阶段的等效电路，假设箝制电容C1、C3的电容值完全相同的情形下，跨越各箝制电容C1、C3两端的电压值将等于直流输入电压Vi的四分之一，因此，诚如图12(a)～图12(d)所示，在一稳态操作(steady-stateoperation)状态下，该逆变电路在一固定的开关工作周期内，将有四个操作阶段。

请参阅图12(a)所示，若半导体开关M1、M2、M31及M41分别为MOSFET，且在第一时区间，当一栅极驱动信号(gate drive signals)被分别施加至半导体开关M1及M41时，半导体开关M1及M41将分别被导通，此时，1/4输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至P1及P2：

(1)Vi(+)-Lr1-P1-M1-Lr3-C41-C3-Vi(-)；

(2)C1(+)-Lr1-P1-M1-Lr3-C1(-)；

(3)C2(+)-M1-Lr3-C41-C3-Lr2-P2-C51(-)-C51(+)-C2(-)；及

(4)C51(+)-M41-Lr4-C3-Lr2-P2-C51(-)。

在第一时区间内，当电容C3及C41被分别充电时，箝制电容C1、C2及C51会分别进行放电。

请参阅图12(b)所示，在第二时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关M1及M41时，半导体开关M1及M41将分别被断开，此时，箝制电容C2及C51会被该输入电压Vi及储存在该变压器T1的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在箝制电容C2、C51及C41上的平均电压等于1/2的输入电压Vi，且跨越电容C1及C3的平均电压(averagevoltages)将分别等于1/4的输入电压Vi。另外，由于漏感能量会被吸收，半导体开关M1、M41的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。

请参阅图12(c)所示，在第三时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关M2、M31时，半导体开关M2、M31将分别被导通，此时，1/4输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至P1及P2：

(1)Vi(+)-C1-Lr3-M31-C51-P2-Lr2-Vi(-)；

(2)C2(+)-P1-Lr1-C1-Lr3-M31-C2(-)；

(3)C3(+)-Lr4-M2-P2-Lr2-C3(-)；及

(4)C3(+)-C41-Lr3-M31-C51-P2-Lr2-C3(-)。

在该第三时区间内，当电容C1及C51分别被充电时，箝制电容C2、C41及C3则会分别放电。

请参阅图12(d)所示，在第四时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至半导体开关M2、M31时，半导体开关M2、M31将分别被断开，此时，箝制电容C2及C51会被该输入电压Vi及储存在该变压器T1的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在箝制电容C2、C51及C41上的平均电压等于1/2的输入电压Vi，且跨越电容C1及C3的平均电压将分别等于1/4的输入电压Vi。另，由于漏感能量会被吸收，半导体开关M2、M31的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。

本发明的第二实施例，单变压器的直流-交流(DC-AC)逆变电路的示意图，如图13(a)～图13(e)所示，为一具有软切换的低输入电流涟波(soft-switching lowinput-current ripple)的电力逆变电路，该逆变电路初级侧的基本架构与一直流电压相并联(paralleled-connect)，将输入端的直流输入电压Vi逆变成一交流电压，且通过变压器的磁耦合，输出至包括至少一第一次级绕组S1的输出端AC，该逆变电路初级侧的基本架构包括二组串联电路、一第一阻抗调节单元Z_adj与一箝制电容C2，将输入电压Vi逆变成一交流电压，且通过磁耦合输出至包括至少一次级绕组S1的变压器的输出端AC，其中，该第一阻抗调节单元Z_adj设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一串联电路与输入直流电压并联，包括一第一输入电容C1与一第二输入电容C3，该第一输入电容C1第一端子与输入电压正端子连接，该第一输入电容C1第二端子与该第二输入电容C3第一端子连接，该第二输入电容C3第二端子与输入电压负端子连接；该第二串联电路由一第一半导体开关M1、一开关串联阵列及一第二半导体开关M2依序串接，该开关串联阵列包含至少一中层电力单元(middle cell)，请参阅图13(b)所示，用以降低施加在该逆变电路中各半导体开关上的电压应力至一预设的电压电平，各中层电力单元包含一第三半导体开关M3n、一第四半导体开关M4n及一第四电容C4n，该第三半导体开关M3n的下端子与该第四半导体开关M4n的上端子分别形成各中层电力单元的端子n2、n3，该第四电容C4n的第一端子与第二端子分别连接至第三半导体开关M3n的上端子与该第四半导体开关M4n的下端子，以分别形成各中层电力单元的端子n1、n4；在该第n个中层电力单元中，其端子n1、n4分别连接至该第n-1个中层电力单元的端子(n-1)2与端子(n-1)3，且该第一个中层电力单元的端子11、14分别连接至该第一半导体开关M1的下端子及该第二半导体开关M2的上端子，最后一个中层电力单元的端子n2、n3连接在一起；该箝制电容C2的第一端子与第二端子分别与该第一半导体开关M1的上端子与该第二半导体开关M2的下端子连接；该第一阻抗调节单元Z_adj端子1与第一电容的第一端子连接，该第一阻抗调节单元Z_adj端子2与第一半导体开关M1的上端子连接，该第一阻抗调节单元Z_adj端子3与第一电容的第二端子连接，该第一阻抗调节单元Z_adj端子4与最后一个中层电力单元的端子n2、n3连接，该第一阻抗调节单元Z_adj端子5与第三电容的第二端子连接，该第一阻抗调节单元Z_adj端子6与第二半导体开关M2的下端子连接。

复参阅图13(a)、图13(c)所示，该逆变电路还包括一变压器(transformer)T1，该变压器T1由一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1、一第二初级绕组P2、一第二电感Lr2及至少一次级绕组S1所组成，其中，该第一初级绕组P1及第二初级绕组P2具有相同的绕线匝数，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2分别代表该第一初级绕组P1及第二初级绕组P2的漏感，或二个独立的电感，或一耦合电感(coupling inductor)。如此，在一个开关工作切换周期(switching cycle)内，对该逆变电路上的各半导体开关执行软切换时，即能有效降低输入电流的涟波，且在对应于该次级绕组S1的输出端AC产生所需的交流电压。

复参阅图13(a)所示，依该中层电力单元的数量，串联的半导体开关可被区分成M1-M41-M42-...-M4n和M31-M32-...-M3n-M2等两组开关，为实现零电压操作，将由一控制器(图中未示)所产生的非对称的脉冲宽度调制(APWM)，或所产生的接近50％工作周期的可变频率(VF)，对两组开关进行互补运作，且产生固定死区间隔的驱动信号，分别导通或断开该M1-M41-M42-...-M4n和M31-M32-...-M3n-M2等两组开关，以使该逆变电路的次级绕组S1的输出端AC产生一交流输出电压。但是，若在设计上，该逆变电路需对一负载提供一直流电压，则该次级绕组S1所对应的输出端AC后需增设一整流电路及滤波电路(图中未示)。

为实现降低输入电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电压工作范围，该第一电感Lr1与第二电感Lr2必需是变压器T1的两个较大且相同的漏感。但是，在绕制该变压器T1实际上极难实现，因此，发明人乃降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元Z_adj中，采用如图13(c)及图13(d)所示的外加电感Lr3。

另，为了使半导体开关能达成较宽的零电压工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Z_adj，采用如图1(d)所示，外加一第五电容Cr3的替代方案。

由于，该外加电感Lr3，与该变压器T1上的电感Lr1或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感Lr_eq，该外加电容Cr3，则与该上层电力单元的箝制电容C1或及下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容Cr_eq，因此，图13(a)所示的逆变电路，能由调整该第一阻抗调节单元的元件，满足前述的软开关的两条件：固定的死区间隔及足够的电感与电容间的能量转移，半导体开关得因此能达成零电压工作特性。

请参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的一应用例电路，其中，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj如图13(c)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的初级绕组P1和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3为一个独立外加的电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

复参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的另一应用例电路，其中，该第一阻抗调节单元Z_adj电路，如图1(d)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第六电容Cr3、一第二电感Lr2及一第二初级绕组P2，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3与第五电容Cr3彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二电感Lr2与第二初级绕组P2彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的初级绕组P1和第二初级绕组P2的漏感，该第三电感Lr3为一独立外加的电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

复参阅图13(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的直流-交流(DC-AC)逆变的又一应用例电路，其中，该第一阻抗调节单元Z_adj如图13(e)所示，该第一阻抗调节单元包含一第二电感Lr2、一第一电感Lr1、一第一初级绕组P1及一第三电感Lr3，其中，该第一阻抗调节单元设有六个端子1、2、3、4、5、6，该第二电感Lr2的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2，该第一电感Lr1与第一初级绕组P1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子5与端子6，该第一电感Lr1代表第一个变压器T1的初级绕组P1的漏感，该第二电感Lr2及第三电感Lr3为两独立外加的电感，或一双绕组的耦合电感，同时，变压器T1具有至少一个次级绕组S1，以在次级侧的输出端AC产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。

为了提高输出功率，图13(a)的逆变电路具有单一变压器T1，得以使用两个变压器T1和T2取代，该逆变电路分别如图14(a)所示，为本发明具有双变压器的软切换直流-交流(DC-AC)逆变电路示意图，图14(b)、图14(c)、图14(d)及图14(e)分别对应图13(b)、图13(c)、图13(d)及图13(e)，标示该逆变电路的各第一阻抗调节单元的元件组合，其中，该第一变压器T1包括至少一第一初级绕组P1与一第一次级绕组S1，该第二变压器T2包括至少一第二初级绕组P2与至少一第二次级绕组S2，该次级绕组S1及该次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表该第一个变压器T1的初级绕组P1和该第二个变压器T2的初级绕组P2的漏感，该第二电感Lr2及第三电感Lr3为两个独立外加的电感，或一双绕组的耦合电感。

为实现降低输入电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电压工作范围，该第一电感Lr1与第二电感Lr2必需是变压器T1的两个较大且相同的漏感。但是，在绕制该变压器T1实际上极难实现，因此，发明人乃降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元中，采用如图14(c)及图14(d)所示的外加电感Lr3。

另，为了使半导体开关能达成较宽的零电压工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Z_adj电路，采用如图14(d)所示，外加一第五电容Cr3的替代方案。

由于，该外加电感Lr3及Lr4，与该变压器T1上的电感Lr1或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感Lr_eq，该外加等效电容Cr3及Cr4，则与该上层电力单元的箝制电容C1或下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容Cr_eq，因此，图1(a)所示的逆变电路，能由调整该第一阻抗调节单元与第二阻抗调节单元的元件，满足前述的软开关的两个条件：固定的死区间隔及足够的电感与电容间的能量转移，半导体开关因此能达成零电压工作特性。

复参阅图14(c)所示，该第一阻抗调节单元包括一第一电感Lr1、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第二电感Lr2与一第二变压器的一第二初级绕组P2，该第一电感Lr1为该第一变压器的第一初级绕组P1的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的一第二初级绕组P2的漏感；该第一电感Lr1与一第一变压器的一第一初级绕组P1串联在该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二电感及第二初级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。

复参阅图14(d)所示，该第一阻抗调节单元包括一第一电感Lr1、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第三电感Lr3、一第五电容Cr3、一第二电感Lr2与一第二变压器的一第二初级绕组P2，该第一电感Lr1为该第一变压器的第一初级绕组P1的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的第二初级绕组P2的漏感；该第一电感Lr1与该第一初级绕组P1串联在该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3与该第五电容Cr3串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二电感及第二初级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。

复参阅图14(e)所示，该第一阻抗调节单元包括一第三电感Lr3、一第一电感Lr1、一第一变压器的一第一初级绕组P1、一第二电感Lr2、一第二变压器的一第二初级绕组P2与一第四电感Lr4，该第一电感Lr1为该第一变压器的第一初级绕组P1的漏感，该第二电感Lr2为该第二变压器的一第二初级绕组P2的漏感；该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第一电感Lr1与该第一变压器的第一初级绕组P1串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，

该第二电感Lr2与该第二变压器的第二初级绕组P2串联在该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第四电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第五端子与第六端子间。

虽然，图13(a)～图13(e)和图14(a)～图14(e)所揭露的是两个系列的电路，为提供不同的输出功率，分别使用单变压器或双变压器，但二者应具有相同的工作原理。据此，现仅以该第二个实施例中仅使用单变压器，且仅设有一个中层电力单元为例，说明其工作原理如下：

请参阅图15和图16(a)～图16(d)所示，图16(a)～图16(d)为图13(a)与图13(c)的电路组合，仅具有一中层电力单元的逆变电路图及其在稳态操作(steady-state operation)下各阶段的等效电路，其中，在该四个开关M1、M31、M41、M2为MOSFET，且电容C1、C3的电容值完全相同的情形下，跨越各电容C1、C3两端的电压值将等于直流输入电压Vi的二分之一，据此，诚如图16(a)～图16(d)所示，在一稳态操作下，该逆变电路在一固定的开关工作周期内，将有四个操作阶段。

请参阅图16(a)所示，在第一时区间，当一栅极驱动信号(gate drive signals)分别被施加至开关M1、M31，以导通开关M1、M31时，1/2输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至P1及P2：

(1)Vi(+)-Lr1-P1-M1-M31-Lr3-C3-Vi(-)；

(2)C1(+)-Lr1-P1-M1-M31-Lr3-C1(-)；及

(3)C2(+)-M1-M31-Lr3-C3-Lr2-P2-C2(-)。

在第一时区间内，当电容C3及C41被分别充电至1/2输入电压Vi，电容C1及C2会分别进行放电。

请参阅图16(b)所示，在第二时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关M1、M31，以断开开关M1、M31时，箝制电容C2会被该输入电压Vi及储存在该变压器T1的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该电容C2上的平均电压等于输入电压Vi，且跨越电容C1及C3的平均电压等于1/2的输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，开关M1、M31的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将会被限制在1/2输入电压Vi的范围内。

请参阅图16(c)所示，在第三时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关M2、M41，以导通开关M2、M41时，1/2输入电压Vi将分别通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，被提供至P1及P2：

(1)Vi(+)-C1-Lr3-M41-M2-P2-Lr2-Vi(-)；

(2)C3(+)-Lr3-M41-M2-P2-Lr2-C3(-)；及

(3)C2(+)-P1-Lr1-C1-Lr3-M41-M2-C2(-)。

在第三时区间内，当电容C1及C41被分别充电至1/2输入电压Vi，电容C2及C3会分别进行放电。

请参阅图16(d)所示，在第四时区间，当一栅极驱动信号分别被施加至开关M2、M41，以断开开关M2、M41时，电容C2及C41会被该输入电压Vi及储存在该变压器T1的漏感能量进行充电，且由于施加到第一和第二初级绕组P1和P2的电压会达到伏秒平衡，故跨在该电容C2上的平均电压等于输入电压Vi，且跨越电容C1及C3的平均电压将分别等于1/2的输入电压Vi。另，由于漏感能量被吸收，开关M2、M41的电压波形将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在1/2输入电压Vi的范围内。

请参阅图17所示，本发明第三个实施例，具有单变压器、软切换的交流-直流(AC-DC)的整流电路(rectifier circuit)，该整流电路将一第一变压器T1的至少一第一初级绕组P1所提供的交流电压转换成一直流电压，且输出至一负载R_L，该电路的初级侧为该第一变压器的第一初级绕组P1，其次级的基本架构由该第一变压器T1次级侧的三组相互并联的串联电路与一第一箝制电容Cc组成；该第一串联电路由一第一电感Lr1、一第一次级绕组S1及第一半导体开关M1等元件依序串联而成；该第二串联电路由一第二半导体开关M2、一第二次级绕组S2及一第二电感Lr2等元件依序串联而成；该第三串联电路由一输出滤波电感Lo及一输出滤波电容Co等元件串联而成；其中，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2分别代表该第一次级绕组S1的漏感及该第二次级绕组S2的漏感，该第一箝制电容Cc的第一端子与第二端子分别连接至第一串联电路的第一次级绕组S1与第一半导体开关M1的中心端子与该第二串联电路中的第二半导体开关M2与第二次级绕组S2的中心端子，该第三串联电路的输出滤波电容Co的第一端子与第二端子则分别与该负载R_L的正端子与负端相连接，以提供该负载R_L所需的直流电压。

复参阅图17所示，为了提高输出功率，该整流电路使用的单一变压器T1，被一第一变压器T1和一第二变压器T2所取代，如图18所示，为本发明第三个实施例具有双变压器、软切换的交流-直流(AC-DC)整流电路，其中，该第一变压器T1包括至少一第一初级绕组P1与至少一第一次级绕组S1，该第二变压器T2包括至少一第二初级绕组P2与至少一第二次级绕组S2，该第一初级绕组P1及该第二初级绕组P2，通过磁耦合，在次级侧产生所需的交流输入电压，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表该第一变压器T1的次级绕组S1和该第二变压器T2的第二次级绕组S2的漏感。

由于图17和图18所揭露的两系列电路，为提供不同的输出功率，分别使用单变压器或双变压器，故二者应具有相同的工作原理。据此，本发明的第三个实施例，仅以图17所示，分别就其三个应用例，说明其工作原理如下：

请参阅图19和图20(a)～图20(b)所示，为图17所示的整流电路的第一应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，其中，在图17中的该第一半导体开关M1及第二半导体开关M2，在图19和图20(a)～图20(b)中分别以一第一整流二极管D1及一第二整流二极管D2表示，该第一串联电路的第一次级绕组S1的非打点端子与该第一整流二极管D1的阴极相串接，该第二串联电路中的该第二整流二极管D2的阳极则与第二次级绕组S2的打点端子相串接。如此，诚如图20(a)至图20(b)所示，该整流电路在一开关工作周期内，整流二极管D1和D2将同时被施以顺向及逆向偏压，导致同时地导通及断开，而在稳态操作下，一个开关切换周期中，形成两个操作阶段。

请参阅图20(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组P1的交流电压被耦合至该第一次级绕组S1与第二次级绕组S2，该第一整流二极管D1及第二整流二极管D2因获得顺向偏压而被导通，负载所需的输出电流，除了在导通初期由输出滤波电容Co提供外，将分别经由S1(dot)-Lr1-Lo-R_L-D1-S1(non-dot)及S2(dot)-D2-Lo-R_L-Lr2-S2(non-dot)等两条路径分摊，同时经由Lo-R_L-D1-Cc-D2-Lo路径，对该第一箝制电容Cc进行充电。

请参阅图20(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组S1与第二次级绕组S2被施以逆向电压，该第一整流二极管D1及第二整流二极管D2因此而断开，此时，储存在箝制电容Cc与变压器漏感(即，电感Lr1和Lr2)中的能量，将经由Cc(+)-S1-Lr1-Lo-R_L-Lr2-S2-Cc(-)路径，提供输出电流至负载R_L，另，由于箝制电容Cc会分别和第一整流二极管D1与第二整流二极管D2进行换流，故第一整流二极管D1及第二整流二极管D2得以操作于零电流断开，此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Cc的平均电压等于输出电压，变压器T1的漏感能量被吸收，因此，第一及第二整流二极管D1、D2的电压波形将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Cc的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的输出电容值。

参阅图21所示，为依据图19所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括该变压器第一初级绕组P1电压波形V_P1、整流二极管D1、D2的开关电流I_D1、I_D2、次级箝制电容Cc的电流I_Cc、输出滤波电感Lo的电流I_L及输出滤波电容Co的电流I_Co等的波形，所述波形充分显示整流二极管D1、D2能达成软切换的零电流断开操作与低输出电容电流涟波的性能。

请参阅图22和图23(a)～图23(b)所示，为图17所示的整流电路的第二应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，该第一串联电路的第一次级绕组S1的打点端子与第一整流二极管D1的阴极相连接，且该第二串联电路中的第二整流二极管D2的阳极与第二次级绕组S2的非打点端子相连接。据此，诚如图23(a)至图23(b)所示，该整流电路在一开关工作周期内，整流二极管D1和D2将同时被施以顺向及逆向偏压，导致同时地导通及断开，而会在稳态操作下及一个开关切换周期中，形成两个操作阶段。

请参阅图23(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组P1的交流电压分别耦合至第一次级绕组S1与第二次级绕组S2，导致该第一整流二极管D1及第二整流二极管D2获得顺向偏压而导通，分别经由S1-Cc-D2-Lr1-S1及S2-Lr2-D1-Cc-S2等两条路径，对该箝制电容Cc进行充电。同时，除了由该输出滤波电容Co提供输出电压外，该负载R_L所需的电流也会由Lo-R_L-D1-Cc-D2间所形成的路径分摊。

请参阅图23(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组S1与第二次级绕组S2不提供顺向电压，导致该第一整流二极管D1及第二整流二极管D2因逆向偏压而断开，导致储存在该箝制电容Cc与变压器T1的漏感(即，电感Lr1和Lr2)中的能量，经由Cc(+)-S1-Lr1-Lo-R_L-Lr2-S2-Cc(-)路径，提供输出电流至负载R_L。另，由于该箝制电容Cc能分别和该第一整流二极管D1及第二整流二极管D2执行换流，故该第一及二整流二极管D1、D2得以因流经的电流降为零而断开。此外，因为该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo能在一工作周期，满足伏秒平衡，故该箝制电容Cc的平均电压将等于输出电压，且令该变压器T1的漏感能量被吸收，据此，该第一及二整流二极管D1、D2的电压波形上将不会产生突波电压，且能由该箝制电容Cc的帮助，令输出滤波电容Co的电流涟波被大幅减少，进而有效降低了所需的设计电容值。

参阅图24所示，依据图22所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括该变压器第一初级绕组P1电压波形V_P1、整流二极管D1、D2的电流波形I_D1、I_D2、次级箝制电容Cc的电流I_Cc、输出滤波电感Lo的电流I_L及输出滤波电容Co的电流I_Co等的波形，所述波形充分显示整流二极管D1、D2能达成软切换的零电流断开操作与低输出电容电流涟波的性能。

请参阅图25和图26(a)～图26(d)所示，为图17所示的整流电路的第三应用例及其在稳态操作下各阶段的等效电路，该第一串联电路的第一次级绕组S1的非打点端子与第一整流二极管D1的阴极相串接，且该第二串联电路中的第二整流二极管D2的阳极与第二次级绕组S2的非打点端子相串接。据此，诚如图26(a)至图26(d)所示，该整流电路在一开关工作周期内，该二整流二极管D1和D2会分别被施以顺向及逆向偏压，导致交替地导通及断开，而会在稳态操作下及一个开关切换周期中，形成四个操作阶段。

请参阅图26(a)所示，在第一时区间内，因该初级绕组P1的交流电压耦合至第一次级绕组S1与第二次级绕组S2，导致该第一整流二极管D1获得顺向偏压而导通，且经由S1(dot)-Lr1-Lo-R_L-D1-S1(non-dot)的路径，对输出滤波电容Co和负载R_L充电；同时，经由S2(dot)-Lr2-D1-Cc-S2(non-dot)的路径，对箝制电容Cc进行充电。

请参阅图26(b)所示，在第二时区间内，因该第一次级绕组S1与第二次级绕组S2跨压为零，该第一整流二极管D1因而关闭，此时，储存在箝制电容Cc与变压器T1的漏感(即，电感Lr1和Lr2)中的能量，会经由Cc(+)-S1-Lr1-Lo-R_L-Lr2-S2-Cc(-)的路径，提供输出电流至负载R_L。另，由于箝制电容Cc会和第一整流二极管D1进行换流，第一整流二极管D1得以因流经的电流降为零而断开。此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Cc的平均电压等于输出电压，且令变压器T1的漏感能量被吸收，因此，第一整流二极管D1的电压波形上将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Cc的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的电容值。

请参阅图26(c)所示，在第三时区间内，因该初级绕组P1的交流电压耦合至第一次级绕组S1与第二次级绕组S2，导致该第二整流二极管D2获得顺向偏压而导通，且经由S2(non-dot)-D2-Lo-R_L-Lr2-S2(dot)的路径，对输出滤波电容Co和负载R_L进行充电；同时，经由S1(non-dot)-Cc-D2-Lr1-S1(dot)的路径，对箝制电容Cc进行充电。

请参阅图26(d)所示，在第四时区间内，因该第一次级绕组S1与第二次级绕组S2跨压为零，该第二整流二极管D2因而断开，此时，储存在箝制电容Cc与变压器T1的漏感(即，电感Lr1和Lr2)中的能量，会经由Cc(+)-S1-Lr1-Lo-R_L-Lr2-S2-Cc(-)的路径，提供输出电流至负载R_L。另，由于箝制电容Cc会和第二整流二极管D2执行换流，第二整流二极管D2得以因流经的电流降为零而断开。此外，由于该第一次级绕组S1、第二次级绕组S2和输出滤波电感Lo会在一工作周期，满足伏秒平衡，使得箝制电容Cc的平均电压等于输出电压，且令变压器T1的漏感能量被吸收，因此，第二整流二极管D2的电压波形上将不会产生突波电压，另，由于箝制电容Cc的帮助，输出滤波电容Co的电流涟波也会被大幅减少，进而有效降低了所需的电容值。

请参阅图27所示，依据图25所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，如该一变压器的第一次级绕组S1与第二次级绕组S2的电压V_s1、V_s2、整流二极管D1、D2的电流I_D1、I_D2、次级箝制电容Cc的电流I_Cc、输出滤波电感Lo的电流I_L及输出滤波电容Co的电流I_Co等的波形，所述波形充分显示整流二极管D1、D2达成软切换的零电流断开操作与低输出电容电流涟波的性能。

请参阅图28所示，为降低图25半导体开关M1及M2的电压应力的另一整流应用电路，该实施例适用于高输出电压的电力转换的应用需求，所示的两对开关M1、M11和M2、M21分别用以取代图25所示的该二个整流二极管D1、D2，且该第一对开关M1、M11间的串接处连接至该第二对开关M2、M21间的串接处，以确保各开关M1、M11和M2、M21间能相互提供电压的箝制机制，因而可使用低额定电压值的两对开关M1、M11和M2、M21，有效降低导通损耗和提高转换效率。

请参阅图29所示为提高图28的输出功率的又一整流应用电路，该实施例适合于高输出电压及较大输出功率的电力转换的应用需求，使用一第一变压器T1及一第二变压器T2，取代图28中使用的单一变压器T1，达成高输出功率的需求。

因为图25、图28及图29所示的实施例，分别针对不同的输出电压及/或输出功率电力转换需求所设计，虽然使用不同数量的变压器及开关对，但三者应具有相同的工作特性，据此，对图28及图29所示电路工作原理不再重复描述。但需特别一提者，乃在前述本发明的前述实施例中，开关M1、M11、M2及M21，并不局限于使用二极管，也可依实际需要(如欲提高效率)，而改采用其它类型的主动半导体开关(如：MOSFET)，提供同步整流，或以二者的组合取代。

本发明的第四实施例，如图30(a)所示的电路示意图，为一具有软切换的低输出电流涟波(soft-switching low output-current ripple)的交流-直流(AC-DC)整流电路，将输入端的交流电压整流成一直流电压，该整流电路包括一上层电力单元(top cell)及一下层电力单元(bottom cell)。另，为降低各电力单元中各半导体开关上的电压应力(voltagestress)，该逆变电路得再包括至少一中层电力单元(middle cell)，该中层电力单元(middle cell)被连接在该上层电力单元及下层电力单元之间。

复请参阅图30(a)所示，该上层电力单元设有四个端子(terminals)Vo、1、2、3，该第n个中层电力单元Cell-n设有六个端子n1、n2、n3、n4、n5、n6，该下层电力单元设有四个端子Gnd、4、5、6。

复参阅图30(a)所示，该上层电力单元由二个箝制电容(clamping capacitors)C1、C2、一第一阻抗调节单元Z_adj1及一第一半导体开关M1所组成，其中，该第一阻抗调节单元Z_adj1，设有四个端子1、2、3、4，如图30(c)或图30(d)所示，第一阻抗调节单元Z_adj1包含一第一交流电压源AC1及一第一电感Lr1，该上层电力单元的端子Vo与该输出负载R_L的正端子(positive node)、该箝制电容C1的第一端子与该第一阻抗调节单元的端子1相连接，该第一阻抗调节单元的端子2、该箝制电容C2的第一端子及该第一半导体开关M1上端子相连接，该第一阻抗调节单元的端子3与该箝制电容C1的第二端子相连接，该第一阻抗调节单元的端子4与该第一半导体开关M1下端子相连接，该箝制电容C1的第二端子(即，该上层电力单元的端子1)、该半导体开关M1的下端子(即，该上层电力单元的端子2)与箝制电容C2的第二端子(即，该上层电力单元的端子3)分别连接至第一个中层电力单元Cell-1的端子11、端子12与端子13。

复参阅图30(a)所示，该下层电力单元由一箝制电容C3、一第二阻抗调节单元Z_adj2及一第二半导体开关M2所组成，其中，该第二阻抗调节单元Z_adj2，设有四个端子1、2、3、4，如图30(c)或图30(d)所示，包含一第二交流电压源AC2及一第二电感Lr2，该第二阻抗调节单元的端子1连接至该箝制电容C3的第一端子，该第二阻抗调节单元的端子2连接至该第二半导体开关M2上端子，该下层电力单元的端子Gnd与该输出负载R_L的负端子(negative node)、该第二阻抗调节单元的端子3与该箝制电容C3的第二端子相连接，该第二阻抗调节单元的端子4与该第二半导体开关M2下端子相连接，该箝制电容C3的第一端子(即，该下层电力单元的端子4)、该半导体开关M2的上端子(即，该下层电力单元的端子5)及该半导体开关M2的下端子(即，该下层电力单元的端子6)分别连接至最后一个中层电力单元Cell-x的端子x4、x5、x6。

复请参阅图30(a)及图30(b)所示，在该第n个中层电力单元Cell-n中，其端子n1、n2、n3分别连接至该第n-1个中层电力单元Cell-(n-1)的端子(n-1)4、(n-1)5、(n-1)6，且该第n个中层电力单元Cell-n的端子n4、n5、n6分别连接至该第n+1个中层电力单元Cell-(n+1)的端子(n+1)1、(n+1)2、(n+1)3。在此需特别一提者，乃在n(n>2)个以上的中层电力单元被依序串接在该上层电力单元及下层电力单元间的情形下，该第(n-1)个中层电力单元Cell-(n-1)的端子(n-1)4与端子(n-1)5直接相连在一起，但最后一个中层电力单元Cell-x的端子x4、x5除外。

复请参阅图30(a)及图30(b)所示，各第n个中层电力单元Cell-n包括二个箝制电容C4n、C5n及二半导体开关M3n、M4n，半导体开关M3n、M4n除依序串联之外，还与该上层电力单元的半导体开关M1和下层电力单元的半导体开关M2串联，用以降低施加在该逆变电路中各半导体开关上的电压应力至一预设的电压电平。该第n个中层电力单元Cell-n的端子n1、n2分别与该箝制电容C4n的第一端子及该半导体开关M3n的上端子相连接，该第n个中层电力单元Cell-n的端子n3与该半导体开关M3n的下端子、该半导体开关M4n的上端子及该箝制电容C5n的第一端子相连接，该第n个中层电力单元Cell-n的端子n4、n5、n6则分别连接至该箝制电容C4n的第二端子、该半导体开关M4n的下端子及该箝制电容C5n的第二端子。

复参阅图30(c)或图30(d)所示，该第一交流电压源AC1与该第二交流电压源AC2分别代表高频天线检拾(wireless antenna pick-up)的交流电压源，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感。

请参阅图30(c)所示，为本发明软切换多开关交流-直流(AC-DC)整流电路的一应用例电路，该第一交流电压源AC1的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2，第一电感Lr1的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二电感Lr2的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2，该第二交流电压源AC2的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4。

请参阅图30(d)所示，为本发明软切换多开关交流-直流(AC-DC)整流电路的另一应用例电路，该第一电感Lr1的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2，该第一交流电压源AC1的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第二交流电压源AC2的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2，该第二电感Lr2的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4。

复参阅图30(c)或图30(d)所示，该第一交流电压源AC1与该第二交流电压源AC2分别代表利用一第一变压器T1的第一次级绕组S1与第二次级绕组S2，通过磁耦合(Transformer coupling)产生，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路，如图31(a)～图31(e)所示，其中，该第一变压器T1由至少一第一初级绕组P1、一第一次级绕组S1及第二次级绕组S2所组成，该第一次级绕组S1及第二次级绕组S2具有相同的绕线匝数，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表该第一个变压器T1的第一次级绕组S1和第二次级绕组S2的漏感，该第三电感Lr3及该第四电感Lr4可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感。

复参阅图31(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路的一应用例，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1与该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2如图31(c)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一次级绕组S1、一第一电感Lr1及一第三电感Lr3，其中，该第一阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第二阻抗调节单元包含一第四电感Lr4、一第二次级绕组S2及一第二电感Lr2，该第二阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第一电感Lr1与第一次级绕组S1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第四电感Lr4的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2，该第二次级绕组S2与第二电感Lr2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的第一次级绕组S1和第二次级绕组S2的漏感，该第三电感Lr3与该第四电感Lr4，可为两个独立外加的电感，或为双绕组的一耦合电感。

复参阅图31(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路的另一应用例，其中，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1与该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2如图31(d)所示，该第一阻抗调节单元包含一第一次级绕组S1、一第一电感Lr1、一第六电容Cr3及一第三电感Lr3，其中，该第一阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第二阻抗调节单元包含一第七电容Cr4、一第四电感Lr4、一第二次级绕组S2及一第二电感Lr2，该第二阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第一电感Lr1与第一次级绕组S1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第六电容Cr3该与第三电感Lr3彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4，该第七电容Cr4与该四电感Lr4彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第二次级绕组S2与第二电感Lr2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2分别代表第一个变压器T1的第一次级绕组S1和第二次级绕组S2的漏感，该第三电感Lr3与该第四电感Lr4，可为两个独立外加的电感，或为双绕组的一耦合电感。

复参阅图31(a)所示，为本发明具有单变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路的又一应用例，其中，该上层电力单元的第一阻抗调节单元Z_adj1与该下层电力单元的第二阻抗调节单元Z_adj2如图31(e)所示，该第一阻抗调节单元包含一第三电感Lr3、一第一次级绕组S1及一第一电感Lr1，其中，该第一阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第二阻抗调节单元包含一第二次级绕组S2、一第二电感Lr2及一第四电感Lr4，该第二阻抗调节单元设有四个端子1、2、3、4，该第三电感Lr3的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的端子1与端子2，该第一电感Lr1与第一次级绕组S1彼此串联，并连接至该第一阻抗调节单元的端子3与端子4间，该第二次级绕组S2与第二电感Lr2彼此串联，并连接至该第二阻抗调节单元的端子1与端子2间，该第四电感Lr4的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的端子3与端子4，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表第一个变压器T1的第一次级绕组S1和第二次级绕组S2的漏感，该第三电感Lr3与该第四电感Lr4，可为两个独立外加的电感，或为双绕组的一耦合电感。

复参阅图30(c)或图30(d)所示，该第一交流电压源AC1与该第二交流电压源AC2分别代表利用一第一变压器T1的第一次级绕组S1及一第二变压器T2的第二次级绕组S2，通过磁耦合(Transformer coupling)产生，为本发明具有双变压器、软切换、多开关的交流-直流(AC-DC)的整流电路，如图32(a)～图32(e)所示，其中，该第一变压器T1包括至少一第一初级绕组P1及一第一次级绕组S1，该第二变压器T2包括至少一第一初级绕组P2及第二次级绕组S2，该第一电感Lr1及该第二电感Lr2将分别代表该第一个变压器T1的第一次级绕组S1和该第二变压器T2的第二次级绕组S2的漏感，该第三电感Lr3及该第四电感Lr4可为两个独立外加的电感或一具有双绕组的耦合电感。

复参阅图30(a)～图30(d)所示，提供一种交流电压转换成直流电压的整流电路，该整流电路包括两组交流电压源AC1、AC2，或是高频天线检拾(wireless antennapick-up)的交流电压源，或是利用单变压器T1或双变压器T1及T2的初级绕组与次级绕组的磁耦合(Transformer coupling)产生，分别如图30(a)～图30(d)、图31(a)～图31(e)及图32(a)～图32(e)所示，虽然有不同的交流电压源，但应具有相同的工作原理，因此，本发明将根据图33所示的实施例电路，说明其工作原理如下：

复请参阅图33，为由图31(a)及图31(c)所组成，单一变压器T1，且仅具有上层电力单元与下层电力单元的整流电路，该变压器T1由至少一第一初级绕组P1及至少两个次级绕组S1、S2所组成，其中，该第一次级绕组S1及第二次初级绕组S2具有相同的绕组数，该第一电感Lr1与该第二电感Lr2分别代表该变压器T1的第一次级绕组S1及第二次次级绕组S2的漏感，或二个独立的电感，或一耦合电感，且该电感Lr34为第一阻抗调节单元的第三电感Lr3与第二阻抗调节单元的第四电感Lr4，并联的等效电感值。

为实现降低输出电容的电流涟波，且使半导体开关操作在较宽广的零电流工作范围，该变压器T1的电感Lr1、Lr2必需是两个较大且具有相同的漏感。但是，若欲在绕制该变压器T1时，满足此一需求，实际上极难实现。因此，发明人降低各自的漏感，并在该第一阻抗调节单元Z_adj1及第二阻抗调节单元Z_adj2中，采用如图31(c)、图31(d)及图31(e)所示的外加电感Lr3及Lr4。

另，为了使半导体开关能达成较宽的零电流工作范围，也可设计该第一阻抗调节单元Z_adj1及第二阻抗调节单元Z_adj2中，采用如图31(d)所示，外加一第六电容Cr3及一第七电容Cr4分别与电感Lr3及Lr4串联的一替代方案。

由于，该外加电感Lr3及Lr4，与该变压器T1上的电感Lr1或Lr2相互串/并联，将获得一等效电感Lr_eq，该外加等效电容Cr3及Cr4，则与该上层电力单元的箝制电容C1或及下层电力单元的箝制电容C3相互串/并联，将获得一等效电容Cr_eq，因此，图31(a)所示的整流电路，能由调整该第一阻抗调节单元与第二阻抗调节单元的元件，获得足够的导通时间让半导体开关得因此能达成零电流工作特性。

请参阅图33及图34(a)～图34(d)所示，为本发明的一整流电路及其在稳态操作(steady-state operation)下各阶段的等效电路，其中，在假设开关M1、M2整流二极管，且电容C1、C3是相同的电容值，跨越各电容C1、C3两端的电压值将等于直流输出电压的二分之一，由于，该变压器T1的初级绕组P1所提供的输入电压耦合至该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，以产生所需的交流电压，据此，诚如图34(a)～图34(d)所示，开关M1、M2将因工作于顺向偏压而导通，或因工作于逆向偏压而断开，使得该整流电路在一稳态的开关工作周期内，将有四个操作阶段。

请参阅图34(a)所示，在第一时区间，当跨越在该第一次级绕组S1及第二次级绕组S2的电压，对开关M1施加顺向偏压时，将通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，分别对电容进行充电及放电：

(1)S1(dot)-Lr1-C1-Lr34-M1-S1(un-dot)；

(2)S1(dot)-Lr1-R_L-C3-Lr34-M1-S1(un-dot)；及

(3)S2(dot)-Lr2-C3-Lr34-M1-C2-S2(un-dot)。

在此一第一时区间内，当电容C1及C2被分别充电时，箝制电容C3会进行放电。

请参阅图34(b)所示，在第二时区间，当跨越在该第一次级绕组S1及第二次级绕组S2的电压，对开关M1进行转态时，箝制电容C2及C3将进行放电。另，由于储存在该变压器T1的漏感(即，电感Lr1、Lr2)中的电能会被箝制电容C2所吸收，开关M1的电压波形上将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在输出电压的范围内。由于，该二次级绕组S1及二次级绕组S2会维持伏秒平衡，故箝制电容C2的平均电压将等于输出电压。此外，跨越电容C1及C3所产生的平均电压将分别等于1/2的输出电压。

请参阅图34(c)所示，在第三时区间，当跨越在该第一次级绕组S1及第二次级绕组S2的电压，对开关M2施加顺向偏压时，将通过下列路径(以元件编号依序标示出其路径及方向)，分别对电容进行充电及放电：

(1)S1(un-dot)-C2-M2-Lr34-C1-Lr1-S1(dot)；

(2)S2(un-dot)-M2-Lr34-C1-R_L-Lr2-S2(dot)；及

(3)S2(un-dot)-M2-Lr34-C3-Lr2-S2(dot)。

在第三时区间内，该电容C3及C2被分别充电时，箝制电容C1会进行放电。

请参阅图34(d)所示，在第四时区间，当跨越在该第一次级绕组S1及第二次级绕组S2的电压，分别对开关M2进行转态时，箝制电容C2及C3将进行放电。另外，由于储存在该变压器T1的漏感(即，电感Lr1、Lr2)中的电能会被箝制电容C2所吸收，开关M2的电压波形上将不会产生电压突波，且其上所承受的电压应力将被限制在输出电压的范围内。由于，该二次级绕组S1及二次级绕组S2会维持伏秒平衡，故箝制电容C2的平均电压将等于输出电压。此外，跨越电容C1及C3所产生的平均电压将分别等于1/2的输出电压。

在图33及图34(a)～图34(d)所示的整流电路中，开关M1、M2虽为整流二极管，但在实际施作时，并不局限于此，也可依实际需要，以它类型的同步整流器(synchronous rectifiers)，或二极管与同步整流器的组合(a combination of diode andsynchronous rectifier)，予以取代。

参阅图35所示，为依据图33所示的整流电路，使用计算机程序模拟所获得的几组关键波形，包括变压器第一次级绕组S1与第二次级绕组S2的电压波形V_s1、V_s2、二个整流二极管的电流I_D1、I_D2及次级箝制电容的电流I_Cc、输出滤波电感的电流I_L及输出滤波电容的电流I_Co1及I_Co2等的波形，所述波形充分显示整流二极管达成软切换的零电流断开操作与低输出电流涟波的性能。

以上所述，仅是本发明的若干实施例，但是，在实施本发明时，并不局限于此，也可依据实际需要，以其它等效元件取代电路中的对应元件，故任何本领域的技术人员在本发明领域内，可轻易思及的前述等效变化或修饰，皆应被涵盖本发明的权利要求中。

Claims

1.一种具有软切换且能降低输入电流涟波的逆变电路，其特征在于，该逆变电路并联至一输入端，用以将该输入端提供的一直流电压转换成一交流电压，该逆变电路包括：

一上层电力单元，包含一第一电容、一第二电容、一第一开关及一第一阻抗调节单元，其中，该输入端的正端子分别与该第一电容的第一端子及该第一阻抗调节单元的第一端子相连接，该第一阻抗调节单元的第二端子分别与该第一开关的上端子及该第二电容的第一端子相连接，该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子分别连接至该第一电容的第二端子与该第一开关的下端子；

至少一中层电力单元，各中层电力单元依序串接在该上层电力单元及下层电力单元间，各中层电力单元包括一第三开关、一第四开关、一第四电容及一第五电容，该第五电容的第一端子连接至该第三开关的下端子及该第四开关的上端子，其中，第一个中层电力单元的第四电容的第一端子连接至该第一电容的第二端子，该第一个中层电力单元的第三开关的上端子连接至该第一开关的下端子，该第一个中层电力单元的第五电容的第一端子连接至该第二电容的第二端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的第四电容的第一端子，各中层电力单元的第四开关的下端子连接至下一个中层电力单元的第三开关的上端子，各中层电力单元的第五电容的第二端子连接至下一个中层电力单元的该第五电容的第一端子，各中层电力单元的第四电容的第二端子及该第四开关的下端子彼此连接，以此类推，但最后一个中层电力单元除外，最后一个中层电力单元的第四电容的第二端子连接至该第三电容的第一端子，且该最后一个中层电力单元的第四开关的下端子连接至该第二开关的上端子，且该最后一个中层电力单元的第五电容的第二端子则连接至该第二开关的下端子；及

至少一次级绕组，各次级绕组与各阻抗调节单元内对应的初级绕组磁耦合，而成为至少一具有磁耦合的变压器，以提供该交流电压；如此，在一开关工作周期内，该逆变电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，并能降低该直流电压的输入电流涟波。

2.如权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第一初级绕组及一第三电感，该第二阻抗调节单元包含一第四电感、一第二电感及一第二初级绕组，该第一电感与该第二电感分别代表该第一初级绕组与第二初级绕组的漏感，该第一电感与第一初级绕组彼此串联，且连接在该第一阻抗调节单元的第一端子与第二端子间，该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第三端子与第四端子，该第四电感的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第一端子与第二端子，该第二电感与第二初级绕组彼此串联，且连接在该第二阻抗调节单元的第三端子与第四端子间。

3.如权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第一初级绕组、一第三电感及一第六电容，该第二阻抗调节单元包含一第二电感、一第二初级绕组、一第四电感及一第七电容，该第一电感与该第二电感分别代表该第一初级绕组与第二初级绕组的漏感，该第一电感与第一初级绕组彼此串联，且连接在该第一阻抗调节单元的第一端子与第二端子间，该第三电感与该第六电容彼此串联，且连接在该第一阻抗调节单元的第三端子与第四端子间，该第四电感与该第七电容彼此串联，且连接在该第二阻抗调节单元的第一端子与第二端子间，该第二电感与第二初级绕组彼此串联，且连接在该第二阻抗调节单元的第三端子与第四端子间。

4.如权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第三电感及一第一初级绕组，该第二阻抗调节单元包含一第二电感、一第四电感及一第二初级绕组，该第一电感与该第二电感分别代表该第一初级绕组与第二初级绕组的漏感，该第三电感的第一端子与第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第一端子与第二端子，该第一电感与第一初级绕组彼此串联，且连接在该第一阻抗调节单元的第三端子与第四端子间，该第二电感与第二初级绕组彼此串联，且连接在该第二阻抗调节单元的第一端子与第二端子间，该第四电感的第一端子与第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第三端子与第四端子。

5.一种具有软切换且能降低输入电流涟波的逆变电路，其特征在于，该电路与一输入端相并联，以将该输入端提供的一直流电压转换成一交流电压，该逆变电路包括：

如此，在一开关工作周期内，该逆变电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以将该输入端的直流电压转换成交流电压，并能降低该直流电压的输入电流涟波。

6.如权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，该阻抗调节单元包括一第一电感、一第一初级绕组、一第二电感、一第二初级绕组及一第三电感，其中，该第一电感及该第二电感分别代表该第一初级绕组及该第二初级绕组的漏感，该第一电感及第一初级绕组串联在该阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第三电感的第一端子及第二端子分别连接至该阻抗调节单元的第三端子及第四端子，该第二电感及第二初级绕组串联在该阻抗调节单元的第五端子及第六端子间。

7.如权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，该阻抗调节单元包括一第一初级绕组、一第一电感、一第二初级绕组、一第二电感、一第三电感及一第五电容，其中，该第一电感及该第二电感分别代表该第一初级绕组及该第二初级绕组的漏感，该第一电感及第一初级绕组串联在该阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第三电感及第五电容串联在该阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，该第二电感及第二初级绕组串联在该阻抗调节单元的第五端子及第六端子间。

8.如权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，该阻抗调节单元包括一第一电感、一第一初级绕组、一第二电感及一第三电感，该第一电感代表该第一初级绕组的漏感，该第二电感的第一端子及第二端子分别连接至该阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第一电感及第一初级绕组串联在该阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，该第三电感的第一端子及第二端子分别连接至该阻抗调节单元的第五端子及第六端子。

9.一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其特征在于，该整流电路包括：

一第二电容；及

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以将输入至该初级绕组的一交流电压，转换成一直流电压，并能降低该第一电容上的电流涟波。

10.一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其特征在于，该整流电路包括：

一第二电容；及

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开该开关，以将输入至该初级绕组的一交流电压，转换成一直流电压，并能降低该第一电容上的电流涟波。

11.一种具有软切换且能降低输出电流涟波的整流电路，其特征在于，该整流电路包括：

如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以通过各阻抗调节单元，将一交流电压，转换成一直流电压，并提供予该负载，且能降低该第一电容上的电流涟波。

12.如权利要求11所述的整流电路，其特征在于，该第一阻抗调节单元包含一第一交流电压源及一第一电感，该第二阻抗调节单元包含一第二电感及一第二交流电压源，该第一交流电压源的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第一电感的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子，该第二电感的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第二交流电压源的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第三端子及第四端子，如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以将各交流电压源利用高频天线捡拾而产生的交流电压，转换成直流电压。

13.如权利要求11所述的整流电路，其特征在于，该第一阻抗调节单元包含一第一电感及一第一交流电压源，该第二阻抗调节单元包含一第二交流电压源及一第二电感，该第一电感的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第一交流电压源的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子，该第二交流电压源的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第二电感的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第三端子及第四端子，如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过切换，交替导通或断开所述开关，以将各交流电压源利用高频天线捡拾而产生的交流电压，转换成直流电压。

14.如权利要求11所述的整流电路，其特征在于，该整流装置还包括至少一初级绕组，其中，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第一次级绕组及一第三电感，该第二阻抗调节单元包含一第二电感、一第二次级绕组及一第四电感，该初级绕组与对应的该次级绕组成为一具有磁耦合的变压器，该第一电感及该第二电感分别代表该第一次级绕组及该第二次级绕组的漏感，其中，该第一电感及第一次级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第三电感的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子，该第四电感的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第二电感及第二次级绕组串联在该第二阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以通过该变压器，将输入至该初级绕组的交流电压，转换成直流电压。

15.如权利要求11所述的整流电路，其特征在于，该整流电路还包括至少一初级绕组，其中，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第一次级绕组、一第三电感及一第六电容，该第二阻抗调节单元包含一第二电感、一第二次级绕组、一第四电感及一第七电容，该初级绕组与对应的该次级绕组成为一具有磁耦合的变压器，该第一电感及该第二电感分别代表该第一次级绕组及该第二次级绕组的漏感，其中，该第一电感及第一次级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第三电感及该第六电容串联在该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，该第四电感及该第七电容串联在该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第二电感及第二次级绕组串联在该第二阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换，交替导通或断开所述开关，以通过该变压器，将输入至该初级绕组的交流电压，转换成直流电压。

16.如权利要求11所述的整流电路，其特征在于，该整流装置还包括至少一初级绕组，其中，该第一阻抗调节单元包含一第一电感、一第一次级绕组及一第三电感，该第二阻抗调节单元包含一第二电感、一第二次级绕组及一第四电感，该初级绕组与对应的该次级绕组成为一具有磁耦合的变压器，该第一电感及该第二电感分别代表该第一次级绕组及该第二次级绕组的漏感，其中，该第三电感的第一端子及第二端子分别连接至该第一阻抗调节单元的第一端子及第二端子，该第一电感及该第一次级绕组串联在该第一阻抗调节单元的第三端子及第四端子间，该第二电感及该第二次级绕组串联在该第二阻抗调节单元的第一端子及第二端子间，该第四电感的第一端子及第二端子分别连接至该第二阻抗调节单元的第三端子及第四端子，如此，在一开关工作周期内，该整流电路即能通过软切换的机制，交替导通或断开所述开关，以通过该变压器，将输入至该初级绕组的交流电压，转换成直流电压。