CN102468779A - 低电流涟波的电力转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低电流涟波的电力转换电路，包括至少一组变压器次级绕组和三组串联电路；其中第一组串联电路与直流输入相并联，且包含相互串联的第一电容器和第二电容器；第二组串联电路与直流输入相并联，且包含依序串联的变压器的第一初级绕组、第三电容器和变压器的第二初级绕组；第三组串联电路与第三电容器相并联，且包含相互串联的第一开关和第二开关，同时，第一组串联电路和第三组串联电路的两组中心端点连接在一起。因此，在第一开关和第二开关分别导通及截止，将在变压器的次级绕组产生交流电压；同时，变压器的初级侧电路能有效地降低电流涟波和减少开关元件的电压应力。此拓扑结构除了可以用于换流器电路，也可以应用于整流器电路。

Description

低电流涟波的电力转换电路

技术领域

本发明涉及电力转换电路，能以最精简的元件数，有效地减少电流涟波和降低开关的电压应力。此一拓扑结构，除了能够作为换流器电路，也可应用于整流器电路。

背景技术

换流器电路是将直流输入电源转换成交流电形式输出。如图1，半桥式电路是现有换流器电路技术中的一种电路拓扑。直流输入电压源提供直流输入电流，并且分别并联一组串联的电容C1和C2和一组串联的开关Q1和Q2。变压器T1的初级绕组P1分别与前述的串联电容和串联开关的中间端点连接。上、下半桥开关Q1和Q2在不同时段导通及截止，因而得以在变压器T1的次级绕组S1产生交流输出电压。

在同样规格下，相较于推挽式转换器架构与全桥式电路架构，半桥式电路架构因为变压器T1的初级绕组P1跨压只有输入电压的一半，所以初级绕组P1会有两倍的电流涟波，导致产生较高强度的电磁干扰(EMI)。

因此，本发明是针对现有技术的拓扑架构的换流器电路和整流器电路，改善其电流涟波。

发明内容

本发明的主要目标是提供一组切换式电力转换器，藉使用换流器电路或整流电路，以达成降低输入或输出电流涟波的效果。

本发明的另一目标是提供一组切换式电力转换器，藉使用换流器电路或整流电路，且利用变压器漏电感和电容作为无损缓冲器(Snubber)，以达成泄漏能量的回收效果。因此，该转换器的效率可以得到改善。

本发明的进一步目标是提供一组切换式电力转换器，藉使用换流器电路或整流电路，并利用两组电压应力较低且相互串联的半导体开关，以减少导通损失。因此，效率得以进一步提高。

本发明其他目标及优点和新颖的特性，通过以下叙述及图式的组合说明会更加明显。

附图说明

图1为先前技艺半桥式电力换流器电路架构；

图2为本发明的一示意图，具低电流涟波的半桥式电力换流器电路架构；

图3-图4为本发明的一实施例，具低输入电流涟波的半桥式电力换流器电路架构及操作原理说明等效电路图；

图5为先期技艺及本发明分别的半桥式电力换流器电路架构主要波形图，以比较各电路特性；

图6-图7为本发明的二示意图及实施例，具低输入电流涟波的半桥式电力换流器电路架构；

图8-图9为本发明的又一实施例，具低输出电流涟波的倍压电力整流器电路架构及操作原理说明等效电路图；

图10-图12为本发明的又三实施例，具低输出电流涟波的倍压电力整流器电路架构。

附图标号：

Cc-第三电容器                C1-第一电容器

C2-第二电容器                T1-第一变压器

P1-变压器的第一初级绕组      P2-变压器的第二初级绕组

S1-变压器的第一次级绕组      S2-变压器的第二次级绕组

Q1-第一开关                  Q2-第二开关

Q3-第三开关                  Q4-第四开关

Dc1-第一箝位二极管           Dc2-第二箝位二极管

D1-第一整流二极管            D2-第二整流二极管

D3-第三整流二极管            D4-第四整流二极管

具体实施方式

为能使审查委员清楚本发明电路架构组成，以及整体运作方式，配合图式说明如下：

为了实现上述目标，本发明的一实施例的一换流器电路架构，是用来将直流输入电压Vin，转换为交流电压输出，如图2所示，该换流器电路包括至少一组变压器次级绕组及三组串联电路组成，其中三组串联电路是由变压器T1的两匝数相同的初级绕组P1和P2、两个开关Q1和Q2、三个电容C1、C2和Cc组成。

第一串联电路与直流输入电压源Vin相并联，且由两个相互串联的第一电容C1和第二电容C2所构成。

第二组串联电路与直流输入电压源Vin相并联，且由依序串联的第一初级绕组P1、第三电容Cc和第二初级绕组P2所组成，其中第一和第二初级绕组P1和P2极性相同的端点分别与直流输入电压源的正端和负端连接，而初级绕组P1和P2另一极性相同的端点分别与第三电容两端点连接。

第三组串联电路与前述之第三电容Cc相并联，且由两个相互串联的第一开关Q1和第二开关Q2所组成。

相互串联的第一电容C1和第二电容C2的中心端点和相互串联的第一和第二开关Q1和Q2的中间端点连接在一起。

在一个开关周期内，由两组交替的控制信号，分别驱动第一和第二开关Q1和Q2导通或截止。因此，变压器T1的次级绕组S1将因此产生交流输出电压。在经过整流滤波后(未显示)，由电力转换器的输出端提供直流输出电压给负载。

本发明的实施例与电路操作原理，分别以图3和图4说明，图2的第一和第二开关Q1和Q2将以金属氧化场效应晶体管(MOSFETs)代替。假定第一电容C1和第二电容C2为两个相同容值的元件，则其跨压将分别等于1/2直流输入电压。在稳态中，一个开关周期内有四个操作阶段，如图4(a)至图4(d)所示，并详述如下：

如图4(a)，为操作在第一个时区间，驱动控制信号使第一开关Q1导通。除了第一电容C1上的电压(即1/2直流输入电压)提供第一初级绕组P1电压外，经由第三电容Cc的正端、第一开关Q1、第二电容C2、第二初级绕组P2和第三电容Cc的负端的路径，第三电容Cc也提供1/2的直流输入电压Vin给第二初级绕组P2。在第一个时区间，第一电容C1和第三电容Cc操作在放电模式，而第二电容C2则操作在充电模式。

如图4(b)所示，当操作在第二个时区间，驱动信号使得第一开关Q1截止。输入电压源Vin与储存在变压器T1漏电感的能量，对第三电容Cc充电。由于变压器的第一和第二初级绕组P1和P2的极性相反，使得第一和第二初级绕组P1和P2的电压相互抵消，第三电容Cc上的电压即等于输入电压Vin。由于漏电感的能量被吸收，因此第一开关Q1的电压波形上没有电压突波，其电压应力等于输入电压Vin。

如图4(c)所示，当操作在第三个时区间，驱动信号使得第二开关Q2导通。除了第二电容C2上的电压(即1/2直流输入电压)提供第二初级绕组P2电压外，经由第三电容Cc的正端、第一初级绕组P1、第一电容C1、第二开关Q2和第三电容Cc的负端，第三电容Cc也提供1/2的直流输入电压Vin给第一初级绕组P1。在第三个时区间，第二电容C2和第三电容Cc操作放电模式，而第一电容C1则操作充电模式。

如图4(d)所示，当操作在第四个时区间，驱动信号使得第二开关Q2截止。输入电压源Vin与储存在变压器T1漏电感中的能量，对第三电容Cc充电。由于变压器的初级绕组P1和P2的极性相反，使得初级绕组P1和P2的电压相互抵消，而第三电容Cc上的电压等于输入电压Vin。由于漏电感的能量被吸收，因此第一开关Q1的电压波形上没有电压突波，其电压应力等于输入电压Vin。

如图5(a)和图5(b)所示，分别显示现有半桥式换流器技术与本发明半桥式换流器技术的几个主要的电流波形，进行电路特性比较。如图5(b)所示，因为有第三电容Cc在半个工作周期内分别充电及放电，变压器漏感与第三电容Cc形成二阶效应(secondorder effect)，本发明的输入电流Iin的电流涟波，得以大幅降低。因此，其所需的输入电容器数量可以减至最低。

本发明所提出的换流器中的开关Q1和Q2，除了可使用上述提到的MOSFET开关外，还可以其他主动式半导体开关替换。

如图6所示为本发明的第二实施例，其中标号Q1及Q3的两个半导体开关形成第一对开关Q1-Q3，用以取代图2的第一半导体开关Q1，标号Q2及Q4的两个半导体开关形成第二对开关Q2-Q4，用以取代图2的第二半导体开关Q2，且在图6所示电路中分别加入两个箝位二极管Dc1和Dc2，以确保相互串联的第一对开关Q1-Q3及第二对开关Q2-Q4中的各个半导体开关有相同的电压应力。因此，得以使用较低电压规格的半导体开关来降低导通损耗，提高转换效率。与第一实施例比较，只有第三组串联电路的组成及操作行为需要作进一步的补充，说明如下：

第三组串联电路与第三电容Cc相并联，且由两个相互串联的第一对及第二对开关Q1-Q3和Q2-Q4组成。第一箝位二极管Dc1是连接在直流输入电压Vin的正端和第一对开关Q1-Q3的中心端点，而第二箝位二极管Dc2是连接在第二对开关Q2-Q4的中心端点和直流输入电压Vin的负端。第一电容C1和第二电容C2的中心端点与第一半导体开关Q1和第二半导体开关Q2的中心端点连接。

在一个开关切换周期内，两对交替的驱动信号分别用来同时驱动第一对或第二对开关Q1-Q3或Q2-Q4。由于箝位二极管Dc1和Dc2交替的导通，使得第一对与第二对开关Q1-Q3与Q2-Q4的电压分别箝制在一半的输入电压(1/2Vin)。

因此，在次级绕组S1将产生一个交流输出电压。在经过整流和滤波后(未显示)，电力转换器提供直流输出电压给负载。

再次说明，作为一个应用的实施例，本发明所提出的转换器中的开关，除了如图7所示，可使用上述提到的MOSFET半导体开关元件外，还可替换成其他主动式半导体开关或任何机电开关。

本发明前述两实施例可以延伸它的功能从一个换流器电路到整流器电路，说明如下：

如图8所示，为本发明的第三实施例。它是将变压器T1的初级绕组P1上的交流电压转换成直流输出电压Vo，包括至少一组变压器初级绕组P1及三组串联电路所组成，其中三组串联电路由变压器T1至少两组同样匝数的次级绕组S1和S2、两个二极管D1和D2、两个输出电容Co1和Co2以及一个第三电容Cc所组成。

第一串联电路与直流输出Vo相并联，且包括两个相互串联的输出电容Co1和Co2。

第二组串联电路与直流输出Vo相并联，且包括依序串联的变压器T1的第一次级绕组S1、第三电容Cc和变压器T1的第二次级绕组S2，其中第一和第二次级绕组S1和S2相同极性的端点分别与直流输出Vo的正端和负端连接，而第一和第二次级绕组S1和S2另一相同极性的端点分别与第三电容两端点连接。

第三组串联电路与第三电容Cc相并联，且由两个相互串联的二极管D1和D2组成。

相互串联的输出电容Co1和Co2的中心端点与相互串联的二极管D1和D2的中心端点连接在一起。

假设第一输出电容Co1和第二输出电容Co2为相同电容值，第一输出电容Co1和第二输出电容Co2的跨压分别为直流输出电压Vo的一半。变压器T1的初级绕组P1上的电压耦合到第一次级绕组S1和第二次级绕组S2产生交流电压。因此，如图9(a)至图9(d)所示，二极管D1和D2分别因顺向或逆向偏压而交替的导通和截止。在稳态中，一个开关周期内有四个操作阶段：

如图9(a)，为操作于在第一个时区间的等效电路。变压器的初级绕组P1会将输入的交流电压耦合到二次侧，经由变压器的第一次级绕组S1正端点、第一输出电容Co2、二极管D1及第一次级绕组S1负端点回路，提供第一输出电容Co1充电电流；同时，经由变压器第一次级绕组S1正端点、负载R、第二输出电容Co2、二极管D1及第一次级绕组S1负端点回路，提供负载R所需的电流。此外，变压器第二次级绕组S2正端点，经由第二输出电容Co2、二极管D1及第三电容Cc的路径，使得第三电容Cc操作于充电模式。在第一个时区间内，第一输出电容Co1和第三电容Cc操作于充电的工作模式。反之，第二输出电容Co2则操作于放电的工作模式。

如图9(b)，为操作于在第二个时区间的等效电路。变压器T1的次级侧的交流电压为零电位。第一或第二次级绕组S1和S2，都无法提供二极管D1维持导通。此时，储存在变压器T1的次级侧漏感和第三电容Cc的能量，经由变压器T1的第一次级绕组S1、输出负载R、变压器T1的第二次级绕组S2，提供负载R所需的电流。由于变压器T1的两组次级绕组S1和S2的极性相反，跨在变压器T1的第一和第二次级绕组S1和S2的电压相互抵消，第三电容Cc的电压等于输出电压。由于泄漏能量被吸收，因此，第一二极管D1的电压波形没有电压突波，其电压应力等于输出电压Vo。此外，由于T1的次级侧漏感及第三电容Cc的能量形成二阶效应，输出电流涟波得以大幅降低，所需的输出电容，可以大大降低。

如图9(c)，为操作于在第三个时区间的等效电路。变压器的初级绕组P1会将输入的交流电压耦合到二次侧，经由变压器T1的第二次级绕组S2正端点、二极管D2、第二输出电容Co2及第二次级绕组S2负端点回路，提供第二输出电容Co2充电电流；同时，经由变压器T1的第二次级绕组S2正端点、二极管D2、第一输出电容Co1、负载R、及二次绕组S2负端点回路，提供负载所需的电流。此外，变压器T1的第一次级绕组S1正端点，经由第三电容Cc、二极管D2、第一输出电容Co1、及第一次级绕组S1负端点的路径，使得第三电容Cc操作于充电模式。在第三个时区间内，第一输出电容Co1和第三电容Cc操作于充电的工作模式。反之，第二输出电容Co2则操作于放电的工作模式。

如图9(d)项，为操作于在第四个时区间的等效电路。变压器T1的次级侧的交流电压为零电位。无论是变压器T1的第一或第二次级绕组S1和S2，都无法提供二极管D2维持导通。此时，储存在变压器T1的次级侧漏感和第三电容Cc的能量，经由变压器T1的第一次级绕组S1、输出负载R及变压器T1的第二次级绕组S2，提供负载R所需的电流。由于变压器T1的两组次级绕组S1和S2的极性相反，跨在变压器T1的第一和第二次级绕组S1和S2的电压相互抵消，第三电容Cc的电压等于输出电压。由于泄漏能量被吸收，因此，二极管D2的电压波形没有电压突波，其电压应力等于输出电压Vo。此外，由于变压器T1的次级侧漏感及第三电容Cc的能量形成二阶效应，输出电流涟波得以大幅降低，所需的输出电容，可以大大降低。

在图8的实施例中，使用二极管D1和D2作为整流元件，也可以使用如图10中所示的MOSFET同步整流或是二极管与MOSFET同步整流的组合以提高转换效率。

图11所示是根据本发明的第四实施例，其中标号D1及D3的两个整流元件形成第一对整流元件D1-D3，用以取代图8的第一整流器D1，标号D2及D4的两个整流元件形成第二对整流元件D2-D4，用以取代图8的第二整流器D2，且在图11所示电路中另外增加两个箝位二极管Dc1和Dc2，以保证第一对整流元件D1-D3和第二对整流元件D2-D4的各个整流元件都有相同的电压应力，1/2输出电压Vo。因此，得以使用低电压规格的整流元件，以减少导通损施，提高转换效率。

与第三实施例比较，只有第三组串联电路的组成与操作原理需要作进一步的补充，并说明如下：

第三组串联电路与第三电容Cc相并联，且由两个相互串联的第一对整流元件D1-D3和第二对整流元件D2-D4组成。第一箝位二极管Dc1是连接在直流输入电压Vin的正端和第一对整流元件D1-D3的中心端点，而第二箝位二极管Dc2是连接在第二对整流元件D2-D4的中心端点和直流输入电压Vin的负端。第一输出电容Co1和第二输出电容Co2的中心端点与第一整流元件D1和第二整流元件D2的中心端点连接。

在一个开关切换周期内，第一对整流元件D1-D3和第二对整流元件D2-D4因顺向偏压或逆向偏压而分别导通或截止。由于箝位二极管Dc1和Dc2交替的导通，使得两对整流元件D1-D3与D2-D4电压分别箝制在一半的输出电压(1/2Vo)。

在图11的实施例中，整流元件D1，D2，D3和D4被用作整流器的二极管。为提高效率，整流元件亦可为本发明第五实施例的图12的MOSFET同步整流元件或任何二极管与同步整流元件的组合的衍生实施例。

本发明“低电流涟波电力转换电路”的所有实施例中的该开关，以使用二极管或金属氧化场效应晶体管(内建二极管body diode可资利用作为嵌位二极管)为范例。但其他合适的元件，包括现有的或未来发展的技术所开发的半导体主动开关元件：如晶体管(BJT)、绝缘栅极晶体管(IGBT)，甚至微机电开关(Micro Machined Switch)，都可利用。

本发明“低电流涟波电力转换电路”所揭露的技术可以与各种现有电路架构组合使用。以本发明整流器电路为例，先前技艺的各种电路架构的换流器电路可以搭配本发明的整流器电路组合使用；同时，先前技艺的各种电路架构的整流器电路亦可以搭配本发明的换流器电路组合使用。唯以上所述，仅为本发明的最佳可行实施例，非因此而局限本发明的专利范围，故举凡应用本创作说明书及图式内容所为的等效结构变化，均同理皆包含于本发明的范围内，核予陈明。

如前说明可知，本发明为提供一种精简的电路架构，通过巧妙地配置电容器，变压器的藕合线圈及半导体开关，保有低电流脉冲及开关元件所承受的低电压应力的特性，成为一确具产业利用的设计，且本发明未见诸于任何刊物，应符申请专利的原创性、新颖性及实用性等要件，故依法提出申请，恳请早日赐核专利。

Claims (8)

1.一种低电流涟波的电力转换电路，其特征在于，用以将输入直流电压转换为交流电压输出，包括：

一变压器，包括至少一次级绕组和同样匝数的一第一初级绕组及一第二初级绕组，所述第一初级绕组和第二初级绕组以磁耦合方式，提供输出交流电压给所述次级绕组；

一第一组串联电路，与输入直流电压相并联，且包括相互串联的一第一电容器和一第二电容器；

一第二组串联电路，与输入直流电压相并联，且包括依序串联的所述第一初级绕组、一第三电容器及所述第二初级绕组，其中所述第一初级绕组与第二初级绕组的同极性端点，分别与输入直流电压的正端点与负端点分别连接在一起；

一第三组串联电路，与所述第三电容器相并联，且包括相互串联的一第一开关和一第二开关；

一短路线，用以将所述第一电容器和第二电容器的共同端点与所述第一开关和第二开关的共同端点连接在一起。

2.如权利要求1所述的电力转换电路，其特征在于，所述第一或第二开关为一个金属氧化场效应晶体管、主动半导体开关或机电开关。

3.一种低电流涟波的电力转换电路，其特征在于，用以将输入直流电压转换为交流电压输出，包括：

一变压器，包括至少一次级绕组和同样匝数的一第一初级绕组及一第二初级绕组，所述第一组初级绕组和第二组初级绕组以磁耦合方式，提供输出交流电压给所述次级绕组；

一第一组串联电路，与输入直流电压相并联，且包括相互串联的一第一电容器和一第二电容器；

一第二组串联电路，与输入直流电压并相联，且包括依序串联的所述第一初级绕组、一第三电容器及所述第二初级绕组，其中所述第一初级绕组与第二初级绕组的同极性端点，分别与输入直流电压的正端点与负端点分别连接在一起；

一第三组串联电路，与所述第三电容器相并联，且包括相互串联的第一对开关和第二对开关，其中所述第一对开关包括相互串联的一第一开关及一第三开关，所述第二对开关包括相互串联的一第二开关及一第四开关；

一第一二极管，连接在输入直流电压的正端点与所述第一开关及所述第三开关的共同端点间；

一第二二极管，连接在所述第二开关及所述第四开关的共同端点与输入直流电压的负端点间；

一短路线，用以将所述第一电容器和第二电容器的共同端点与所述第一开关和第二开关的共同端点连接在一起。

4.如权利要求3所述的电力转换电路，其特征在于，所述第一开关、第二开关、第三开关及第四开关，为一个金属氧化场效应晶体管、主动半导体开关或机电开关。

5.一种低电流涟波的电力转换电路，其特征在于，用以将输入交流电压转换为直流电压输出，包括：

一变压器，包括至少一初级绕组和同样匝数的一第一次级绕组及一第二次级绕组，所述初级绕组以磁耦合方式，提供输出交流电压给所述第一次级绕组和所述第二次级绕组；

一第一组串联电路，与输出直流电压相并联，且包括相互串联的一第一电容器和一第二电容器；

一第二组串联电路，与输出直流电压相并联，且包括依序串联的所述第一次级绕组、一第三电容器及所述第二次级绕组，其中所述第一次级绕组与第二次级绕组的同极性端点分别与输出直流电压的正端点与负端点分别连接在一起；

一第三组串联电路，与所述第三电容器相并联，且包括相互串联的一第一开关和一第二开关；

一短路线，将所述第一电容器和第二电容器的共同端点与所述第一开关和第二的开关共同端点连接在一起。

6.如权利要求5所述的电力转换电路，其特征在于，所述第一开关或第二开关，是一个整流二极管、金属氧化场效应晶体管或主动的半导体开关。

7.一种低电流涟波的电力转换电路，其特征在于，用以将输入交流电压转换为直流电压输出，包括：

一变压器，包括至少一初级绕组和同样匝数的一第一次级绕组及一第二次级绕组，所述初级绕组以磁耦合方式，提供输出交流电压给所述第一次级绕组和第二次级绕组；

一第一组串联电路，与输出直流电压相并联，且包括相互串联的一第一电容器和一第二电容器；

一第二组串联电路，与输出直流电压相并联，且包括依序串联的所述第一次级绕组、一第三电容器与所述第二次级绕组，其中所述第一次级绕组与第二次级绕组的同极性端点分别与输出直流电压的正端点与负端点分别连接在一起；

一第三组串联电路，与所述第三电容器相并联，且包括相互串联的一第一对开关和一第二对开关，其中所述第一对开关包括相互串联的一第一开关及一第三开关，所述第二对开关包括相互串联的一第二开关及一第四开关；

一第一二极管，连接在所述输入直流电压的正端点与所述第一开关及所述第三开关的共同端点间；

一第二二极管，连接在所述第二开关及所述第四开关的共同端点与所述输入直流电压的负端点间；

一短路线，将所述第一电容器和第二电容器的共同端点与所述第一开关和第二开关的共同端点连接在一起。

8.如权利要求7所述的电力转换电路，其特征在于，所述第一开关、第二开关、第三开关或第四开关是一个整流二极管、金属氧化场效应晶体管或主动的半导体开关。

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