CN101562406A - 电压箝制电力转换器 - Google Patents

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CN101562406A CNA2009101327185A CN200910132718A CN101562406A CN 101562406 A CN101562406 A CN 101562406A CN A2009101327185 A CNA2009101327185 A CN A2009101327185A CN 200910132718 A CN200910132718 A CN 200910132718A CN 101562406 A CN101562406 A CN 101562406A
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Abstract

本发明提出电压箝制电力转换器，用在将直流输入转换为交流输出的逆变电路中，其构造包含两组串联电路、至少一个箝位电容器、以及至少一个变压器。每一组串联电路与直流输入并联。第一组串联电路包括开关电路以及至少一个变压器初级绕线。第二组串联电路包含电压箝制电路以及至少一个变压器初级绕线。至少一个箝位电容器耦接至第一组串联电路和第二组串联电路，并且连接在各组串联电路与各个变压器初级绕线之间的节点上。电压箝制电路可被实施为具有从下列三组从属电路的其中两组中以串联方式来连接的电路：二极管、电阻－电容器－二极管、以及MOSFET－电容器。

Description

电压箝制电力转换器
技术领域
本发明关于一种电力转换器，且特别关于一种应用电压箝制技术的电力转换器。
背景技术
针对空间安排有严格要求的应用场合，必须有能力设计出更高功率密度的电力转换器，这是现今电力转换工程师永无止境追求的技术目标，为达到此目标，除了必须做到构造的精简外，电力转换器必须要将电力转换过程中所产生的功率消耗减到最小。
在低至中等功率需求的电力转换应用中，单开关顺向式转换器(single-switch forward converter)及单开关返驰式转换器(single-switchflyback converter)的拓扑结构被广泛使用。其电路包括隔离变压器、在变压器的初级侧的开关、以及在变压器的次级侧的整流器(rectifier)和输出滤波器(output filter)。通过电力开关导通/断开(on/off)的控制方式，输入直流电压跨在变压器的初级绕线的两端，通过变压器的耦合，在次级绕线转换为不同数值的交流电压。再经过整流、滤波之后，可以得到具有不同的电压/电流组合的直流输出电源。
关于上述电力转换中，有几个主要议题，其中的一个关注问题是，在转换器的设计过程中必须考虑到变压器中的磁化和漏磁的能量存储。否则，这些磁场能量存储在变压器中可能会导致转换器的故障。
另一个值得关注的问题是，如何降低电磁干扰(electromagneticinterference，EMI)所衍生的问题。由于电力转换器开关的切换产生电流的瞬间变化，di/dt，而造成脉冲电流涟波，这是产生电磁干扰问题的原因之一，若能有较低的脉冲电流涟波，还可以降低电流的均方根值。从而，减少传导损失(conduction loss)，提高效率。因此，如何降低电力转换器输入电流涟波，就成为设计准则之一。
为了实现以低电流涟波以及回收变压器的激磁电感和漏磁的能量，在过去文献中已有数种电力转换器被提出，并成为本发明的现有技术。
Bruce Carsten于1987年高频电力转换刊物上(High Frequency PowerConversion，HFPC)第139-152页发表的“Design Tricks，Techniques andTribulation at High Conversion Frequencies”论文，其中的图1所示的是电力转换器电路，被作者归类为低功率的应用，同一电路则被另一作者Philip C.Todd发表于：《“Snubber Circuits：Theory，Design and Application，”Philip C.Todd，TIseminar 900.Topic 2，1993》，则被描述为减震电路。近年来，针对此电路的输入电流涟波特性已经被本申请的发明者探究而公开于：《“Improved ForwardTopologies for DC-DC Applications with Built-in Input Filter，”Ph.D.dissertation，Virginia Polytechnic&State University，Blacksburg，Virginia，U.S.A，2006》。
然而，此电路仅使用单一电力开关，所选定的开关组件必须承受两倍的输入电压。在某些低输入电压的应用中，虽然有满足额定电压值(voltage-rating)半导体开关，但却增加传导损失，这是因为较高耐电压的半导体开关具有较高的RDSon。反之，在许多其它高输入电压的应用场合中，电压应力(voltage stress)可能过高，市场上没有备便的半导体开关可以使用。
选用高耐压组件所造成导通损耗的增加，或因为没有备便的高耐压组件，可以采用串联连接(series-connecting)两个半导体开关的技巧而获得改善。因为各个组件的电压应力减少，可以使用低电压规格的半导体开关，其等效的RDS(ON)于是减少。因减少传导损失获得转换器效率的改善。此概念的实现，如图2所示，已被本发明专利申请的发明者于2007年6月18日提交于美国第11/812,339号的专利申请中，将其做为参考文献。串联连接的各半导体开关已经被设计为确保操作于近似于额定输入电压。
为了进一步减少输入/输出电流涟波，其中如图3所示，采用涟波抵消机制的装置。这是本申请的发明者于1996年6月4日获准的美国第5523936号专利。
其次，为减少半导体开关组件的电压应力，如图4所示，为图3电路的电力转换器的双开关版本的电路。它同时被本申请的发明者于2007年6月18日提交，作为美国第11/812,339号的专利申请中的一实施例。
然而，前述电力转换器所使用的变压器的重置电压都等于输入电压，最大的工作周期因而受限，必须小于50％。为得到电力转换所需的输出的电压，必须设计变压器具有一较小的匝数比，导致更大的RMS输入电流和更高的整流器的电压应力。传导损失因而增加。
熟悉现有电力转换技术的人员都了解，若能增加电力开关的工作周期，可以增加电力转换器的整体效率。
因此，可以通过回收磁性组件能量，减少电流涟波，降低电压应力，高于50％的工作周期等系统方法，来获得最大的转换器效率。
发明内容
因此，本发明的目的是提供逆变电路(inversion circuit)，该电路减少输入电流涟波，从而减轻电磁干扰问题和改进转换器的效率。
本发明的另一目的是提供逆变电路，该电路使用箝位电容器(clampingcapacitor)来的回收磁能，从而提高转换器的效率。
本发明的再一目的是提供逆变电路，该电路使用低电压电平的半导体开关，从而提高转换器的效率。
本发明的又一目的是提供逆变电路，该电路具有超过50％的工作周期，从而提高转换器的效率。
本发明提供一种电压箝制电力转换器的电路，其将直流输入电源的输入电压转换为交流电压，该电路包括：第一组串联电路，其与直流输入电源并联连接，并且其包括开关电路以及变压器第一组初级绕线；第二组串联电路，其与直流输入电源并联连接，并且其包括电压箝制电路以及变压器第二组初级绕线；电容器，其连接于与第一组串联电路之间的第一节点，并且其连接于与第二组串联电路之间的第二节点，其中第一节点是位于变压器第一组初级绕线与开关电路之间，第二节点是位于电压箝制电路与变压器第二组初级绕线之间；以及至少一个变压器次级绕线，其磁耦合变压器第一组初级绕线和变压器第二组初级绕线，并且提供交流电压。
本发明另外提供一种电压箝制电力转换器的电路，其将直流输入电源的输入电压转换为交流电压，该电路包括：输入电感，其嵌入于直流输入电源与第一组串联电路和第二组串联电路之间，其中第一组串联电路与第二组串联电路并联连接，第一组串联电路包括开关电路、变压器第一组初级绕线和变压器第二组初级绕线，并且第二组串联电路包括电压箝制电路、变压器第三组初级绕线和变压器第四组初级绕线；第一电容器，其连接至第一组串联电路内部的第一节点，与第二组串联电路内部的第二节点，其中第一节点位于变压器第一组初级绕线和开关电路之间，第二节点位于电压箝制电路和变压器第四组初级绕线之间；第二电容器，其连接至第一组串联电路内部的第三节点，与第二组串联电路内部的第四节点，其中第三节点位于开关电路和变压器第二组初级绕线之间，第四节点位于电压箝制电路和变压器第三组初级绕线之间；以及至少一个变压器，所述变压器具有两组或两组以上的初级绕线及至少一组次级绕线，各组绕线间相互磁耦合并且提供交流电压。
因此，本发明介绍了变压器重置方法的广泛概念，通过至少两个电容器的电力转换器电路来转换能量，以重置变压器。在本发明的一个实施例中，电力转换器包括两组串联电路、电容器和变压器。所述变压器具有至少两组相同的初级绕线和至少一组次级绕线。所述两组串联电路均与直流输入电源(DC input source)的输入电压Vi并联连接。第一组串联电路包含变压器第一组初级绕线和开关电路(switch network)；而第二组串联电路包括电压箝制电路和变压器第二组初级绕线。所述开关电路包含至少一个半导体开关；所述电压箝制电路包含至少一个主动式或被动式电压箝制单元(voltage-clampcell)。主动式电压箝制单元是由一个MOSFET与一个电容器以串联连接(MOSFET-电容器)所组成的，而被动式电压箝制单元是由二极管或电阻与一个电容器以并联连接而组成的。箝位电容器分别耦接第一组串联电路的第一节点和第二组串联电路的第二节点，其中第一节点是开关电路和变压器第一组初级绕线之间的节点，第二节点是电压箝制电路和变压器第二组初级绕线之间的节点。由栅极驱动电路提供驱动信号，以导通/断开(on/off)开关电路内部的半导体开关。因此，交流电压从变压器的次级绕线生成。之后，被整流及滤波(未示出)，电力转换器的输出端提供了一个直流输出电压Vo至负载。
从上述电路的组成，可以知道变压器重置电压等于箝位电容器和电压箝制电路的跨压的总和。由于极性相反(opposite polarity)，两组变压器初级绕线的电压相互抵消，箝位电容器的跨压等于输入电压的电平。因为存在电压箝制电路的跨压的差值，重置电压因此高于输入电压，所以电力开关的最大工作周期得以超过50％，还能够维持变压器的伏秒平衡关系。熟悉本领域的技术人员明白，增加电力开关的工作周期使得电力转换器的整体效率可以被提升。
为实现该设计概念，得以将前述单组的半导体开关或电压箝制电路，衍生为两个串联连接的半导体开关组成开关电路，两组串联连接的主动式单元或被动式单元组成电压箝制电路。同时，主动式和被动式单元之间的中间节点和两个串联连接的半导体开关的中间节点连接在一起，两个串联连接的半导体开关因而被分别箝位在不同的电位。栅极驱动电路提供与主开关互补的控制信号，同时驱动电压箝制电路内部的一或多个半导体开关。该电路可以再衍生另外多个的实施例，可以使用两个箝位电容器和/或两个变压器，分别替代前述的使用单一箝位电容器和/或单一的变压器。
因此可以具体实现本发明的几个可能的实施例。然而，若以单一的二极管或多个二极管来组成电压箝制电路，则不被纳入本发明的实施例。
为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举本发明的实施例，并配合附图作如下详细说明。
附图说明
图1、图2、图3和图4为现有技术的电力转换器的电路图。
图5为本发明实施例的电力转换器的电路图。
图5A至图5J为根据本发明图5的实施例所衍生变化的电力转换器的电路图。
图6为本发明另一实施例的电力转换器的电路图。
图6A至图6J为根据本发明图6的实施例所衍生变化的电力转换器的电路图。
图7为本发明另一实施例的电力转换器的电路图。
图7A至图7J为根据本发明图7的实施例所衍生变化的电力转换器的电路图。
【主要组件符号说明】
100、200、300：电力转换器
110、110A、110B、110C、110D、110E、110F、110G、110H、110I、110J：电压箝制电路
120、120A、120B、220、220A、220B、320、320A、320B：开关电路
130、230、330：栅极驱动电路
131、231、331：栅极驱动信号
132、232、332：互补信号
210、210A、210B、210C、210D、210E、210F、210G、210H、210I、210J：电压箝制电路
310、310A、310B、310C、310D、310E、310F、310G、310H、310I、310J：电压箝制电路
C1、C2：箝位电容器
Ca、Cc：电容器
Da、Dc、Dc1、Dc2：二极管
Lin：输入电感
Lp1、Lp2、Lp3、Lp4：变压器初级绕线
Ls、Ls1、Ls2：次级绕线
N1、N2、N3、N4：节点
Ra、Rc：电阻
S1、S2、Sa、Sc：半导体开关
T1、T2：变压器
Vcn：电压箝制电路的跨压
Vi：输入电压
Vo：输出电压
具体实施方式
如图5所示，其是本发明数种实施例的电力转换器100的电路示意图，包含两组串联的电路、箝位电容器(clamping capacitor)C1和变压器T1。从图上可知：变压器的重置电压等于跨在箝位电容器及电压箝制电路上的电压的总和，若该电压能大于输入电压，工作周期就可以操作大于50％，而能避免变压器有饱和的问题。变压器T1具有两组相同的初级绕线Lp1和Lp3和至少一组次级绕线Ls。两组串联电路与直流输入电源(DC input source)的输入电压Vi以并联方式连接。第一组串联电路包含变压器第一组初级绕线Lp1和开关电路120，而第二组串联电路包含电压箝制电路110和变压器第二组初级绕线Lp3。开关电路120包含至少一个半导体开关。电压箝制电路110包含至少一个主动式或被动式电压箝制单元。主动式电压箝制单元是由一个MOSFET Sc与电容器Cc以串联连接(MOSFET-电容器)所组成的，而被动式电压箝制单元是由电阻Rc与电容器Cc以并联连接，接着与二极管Dc以串联连接所组成的。箝位电容器C1分别耦接第一组串联电路和第二组串联电路至第一节点N1和第二节点N2，其中第一节点N1是开关电路120和变压器第一组初级绕线Lp1之间的节点，并且第二节点N2是电压箝制电路110和变压器第二组初级绕线Lp3之间的节点。因为变压器第一组初级绕线Lp1的跨压和变压器第二组初级绕线Lp3的跨压相互抵消，箝位电容器C1的电压等于输入电压Vi。由栅极驱动电路130提供至少一个栅极驱动信号131，以导通/断开开关电路120内部的半导体开关。通过电力半导体开关的导通与关闭，变压器次级绕线Ls因此产生交流电压。之后，经整流及滤波级电路(未示出)，电力转换器的输出端提供了稳定的输出电压Vo至负载。
电力转换器100如下工作。在第一时间段，提供至少一个栅极驱动信号131，开关电路120内部的半导体开关因此被导通(turn on)。除了输入电压Vi跨在初级绕线Lp1，箝位电容器C1的电压也施加于初级绕线Lp3。变压器T1激磁电流呈线性地增加。然后，在互补的时间段，栅极驱动信号131提供关断信号，开关电路120内部的半导体开关因而被关断(turn off)。存储在变压器T1的激磁电感及漏感能量由箝位电容器C1和电压箝制电路110内部的电容器Cc所吸收。因此，开关电路120中的半导体开关的电压波形没有电压突波的产生，同时被限制于跨在箝位电容器C1上的电压、电压箝制电路110内部的电容器Cc上的电压以及输入电压Vi电压的总和。通过初级绕线Lp3和电压箝制电路110，激磁和漏磁的能量因而被回收至输入电源，同时实现变压器T1的重置功能。
因为箝位电容器C1的跨压等于输入电压Vi，而变压器重置电压等于箝位电容器C1的跨压和电压箝制电路110内部的电容器Cc的跨压的总和。重置电压因而高于输入电压，开关电路120内部的半导体开关的工作周期可以在50％以上，同时，变压器得以设计较大的匝数比，伴随着一个低的初级绕线的电流和在次级整流器有更低的电压应力(voltage stress)。因此，进一步可以实现该电力转换器的效率的改善。
现在参照图5A和图5B，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的两个实施例。如图5A所示，电压箝制电路110A是由一个电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路所组成的被动式电压箝制单元；如图5B所示，电压箝制电路110B是由一个半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路所组成的主动式电压箝制单元。由栅极驱动电路130所发出的互补信号132是必需的，用以驱动电压箝制电路110B内部的半导体开关Sc。
请参照图5C和图5D，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路110C和110D包含由二极管Da和电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。根据配置，在开关电路120B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc，其中Vcc在图中未示出，Vcc是指电容器Cc的跨压大小。
请参照图5E，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路110E包含由电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路和电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的从属电路所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。在开关电路120B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+VCa或Vi+Vcc，其中VCa在图中未示出，VCa是指电容器Ca的跨压大小。
请参照图5F和图5G，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路110F和110G包含二极管Da与MOSFET开关Sc-电容器Cc的从属电路所组成的结合的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路130所提供的互补信号132，用以驱动电压箝制电路110F或110G内部的半导体开关Sc。根据配置，在开关电路120B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc。
请参照图5H和图5I，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路110H和110I包含由电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的电路和半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路130所提供的互补信号132，用以驱动电压箝制电路110H或110I内部的半导体开关Sc。根据配置，在开关电路120B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
请参照图5J，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路110J包含由半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路和半导体开关Sa-电容器Ca的从属电路所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路130提供两组互补信号132，用以驱动电压箝制电路110J内部的半导体开关Sc和Sa。根据配置，在开关电路120B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
如图6所示，是本发明另外数种实施例的电力转换器200的电路示意图，包含输入电感Lin(代表寄生电感或外加电感)，两组串联的电路、两个箝位电容器C1，C2和变压器T1。从图上可知：变压器的重置电压等于跨在箝位电容器及电压箝制电路上的电压的总和，若此电压能大于输入电压，工作周期就可以操作于大于50％，而能避免变压器饱和的问题。变压器T1包括四组相同的初级绕线Lp1、Lp2、Lp3和Lp4以及至少一组次级绕线Ls。两组串联的电路以并联方式连接。第一组串联电路包含变压器第一组初级绕线Lp1、变压器第二组初级绕线Lp2和开关电路220。第二组串联电路包含电压箝制电路210、变压器第三组初级绕线Lp3和变压器第四组初级绕线Lp4。开关电路220包含至少一个半导体开关，并且电压箝制电路210包含至少一个主动式或被动式电压箝制单元。主动式电压箝制单元是由MOSFET Sc与电容器Cc以串联连接所组成的，被动式电压箝制单元是由二极管Da或电阻Rc与电容器Cc以并联连接，接着与二极管Dc串联连接所组成的。第一箝位电容器C1分别耦接第一组串联电路的第一节点N1和第二组串联电路的第二节点N2，其中第一节点N1是开关电路220和变压器第一组初级绕线Lp1之间的节点，第二节点N2是电压箝制电路210和变压器第四组初级绕线Lp4之间的节点。第二箝位电容器C2分别耦接第一组串联电路的第三节点N3和第二组串联电路的第四节点N4，其中第三节点N3是开关电路220和变压器第二组初级绕线Lp2之间的节点，第四节点N4是电压箝制电路210和变压器第三组初级绕线Lp3之间的节点。因为变压器初级绕线Lp1(Lp2)和Lp4(Lp3)极性相反，彼此的跨压因而相互抵消，每一箝位电容器电压等于输入电压。由栅极驱动电路230提供至少一个栅极驱动信号231，以导通/断开开关电路220内部的半导体开关。通过电力半导体开关的导通与关闭，变压器次级绕线Ls因此产生交流电压。之后，经整流及滤波级电路(未示出)，电力转换器的输出端提供了稳定的输出电压Vo至负载。
电力转换器200如下工作。在第一时间段，提供至少一个闸极驱动信号231，开关电路220内部的半导体开关因此被导通。除了输入电压Vi施加于初级绕线Lp1-Lp2，每一箝位电容器C1或C2的跨压也分别地施加于其各自的初级绕线对Lp2-Lp4或Lp1-Lp3。变压器T1激磁电流呈线性地增加。然后，在互补的时间段，闸极驱动信号231提供关断信号，开关电路220内部的半导体开关因而被关断。存储在变压器T1的激磁电感及漏感能量，分别由箝位电容器C1，C2和电压箝制电路210内部的电容器所吸收。因此，开关电路220中的半导体开关的电压波形没有电压突波的产生，同时被限制于跨在箝位电容器C1、箝位电容器C2、电压箝制电路210内部的电容器的电压总和。通过第三组初级绕线Lp3、第四组初级绕线Lp4和电压箝制电路210，激磁和漏磁的能量因而被回收至输入电源，同时实现变压器T1的重置功能。
因为箝位电容器(C1或C2)的跨压的平均值都等于输入电压Vi，而变压器重置电压等于箝位电容器(C1或C2)的跨压和电压箝制电路210内部的电容器的跨压的总和。重置电压因而高于输入电压，开关电路220内部的半导体开关的工作周期可以在50％以上。
很明显地，因为可操作于高于50％的工作周期，变压器得以设计较大的匝数比，伴随着一个低的初级绕线电流和在次级整流器有更低的电压应力。因此，进一步可以实现该电力转换器的效率的改善。
现在参照图6A和图6B，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的两个实施例。如图6A所示，电压箝制电路210A是由一组电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路所组成的被动式电压箝制单元；如图6B所示，电压箝制电路210B是由一组半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路所组成的主动式电压箝制单元。由栅极驱动电路230所提供的互补信号232，用以驱动电压箝制电路210B内部的半导体开关Sc。
请参照图6C和图6D，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路210C和210D包含由二极管Da和电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。根据该配置，在开关电路220B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc。
请参照图6E，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路210E包含由电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路和电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的从属电路所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。在开关电路220B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+VCa或Vi+Vcc。
请参照图6F和图6G，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路210F和210G包含二极管Da与半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路230提供的互补信号232，用以驱动电压箝制电路210F或210G内部的半导体开关Sc。根据配置，在开关电路220B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc。
请参照图6H和图6I，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路210H和210I包含由电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的从属电路和半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路230提供的互补信号232，用以驱动电压箝制电路210H或210I内部的半导体开关Sc。根据配置，在开关电路220B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
请参照图6J，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路210J包含由半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路和半导体开关Sa-电容器Ca的从属电路所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路230提供的两个互补信号232，用以驱动电压箝制电路210J内部的半导体开关Sc和Sa。根据该配置，在开关电路220B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
如图7所示，是本发明另外数种实施例的电力转换器300的电路示意图，包含输入电感Lin(代表寄生电感或外加电感)，两组串联的电路、两个箝位电容器C1，C2和两个变压器T1和T2。从图上可知，变压器的重置电压等于跨在箝位电容器及电压箝制电路上的电压的总和，若该电压能大于输入电压，工作周期就可以操作于大于50％，而能避免变压器饱和的问题。变压器T1和T2分别包括两组相同的初级绕线Lp1-Lp4、和Lp2-Lp3以及至少一组的次级绕线Ls1和Ls2。两组串联的电路以并联方式连接。第一组串联电路包含变压器T1的第一组初级绕线Lp1、变压器T2的第一组初级绕线Lp2和开关电路320。第二组串联电路包含电压箝制电路310、变压器T1的第二组初级绕线Lp4和变压器T2的第二组初级绕线Lp3。开关电路320包含至少一个半导体开关，电压箝制电路310包含至少一个主动式或被动式电压箝制单元。主动式电压箝制单元是由MOSFET Sc与电容器Cc以串联连接所组成的，被动式电压箝制单元是由二极管Da或电阻Rc与电容器Cc以并联连接，接着与二极管Dc串联连接所组成的。第一箝位电容器C1分别耦接第一组串联电路的第一节点N1和第二组串联电路的第二节点N2，其中第一节点N1是开关电路320和第一组变压器初级绕线Lp1之间的节点，第二节点N2是电压箝制电路310和第四组变压器初级绕线Lp4之间的节点。第二箝位电容器C2分别耦接第一组串联电路的第三节点N3和第二组串联电路的第四节点N4，其中第三节点N3是开关电路320和第二组变压器初级绕线Lp2之间的节点，第四节点N4是电压箝制电路310和第三组变压器初级绕线Lp3之间的节点。因为变压器初级绕线Lp1(Lp2)和Lp4(Lp3)极性相反，彼此的跨压因而相互抵消，每一箝位电容器电压等于输入电压。由栅极驱动电路330提供至少一个栅极驱动信号331，以导通/断开开关电路320内部的半导体开关。通过电力半导体开关的导通与关闭，变压器次级绕线Ls1和Ls2因此产生交流电压。之后，经整流及滤波级电路(未示出)，电力转换器的输出端提供了稳定的输出电压Vo至负载。
电力转换器300如下工作。在第一时间段，提供至少一个栅极驱动信号331，开关电路320内部的半导体开关因此被导通。除了输入电压Vi施加于初级绕线Lp1-Lp2，每一箝位电容器C1或C2的跨压也分别地施加于其各自的初级绕线对Lp2-Lp4或Lp1-Lp3。变压器T1激磁电流呈线性地增加。然后，在互补的时间段，栅极驱动信号331提供关断信号，开关电路320内部的半导体开关因而被关断。存储在变压器T1和T2的激磁电感及漏感能量分别由箝位电容器C1，C2和电压箝制电路310内部的电容器所吸收。因此，开关电路320中的半导体开关的电压波形没有电压突波的产生，同时被限制于跨在箝位电容器C1、箝位电容器C2、电压箝制电路310内部的电容器的电压总和。通过变压器T1和T2、初级绕线Lp4、Lp3和电压箝制电路310，变压器T1和T2激磁和漏磁的能量因而被回收至输入电源，同时实现变压器T1和T2的重置功能。
因为箝位电容器(C1或C2)的跨压的平均值都等于输入电压Vi，而变压器重置电压等于箝位电容器(C1或C2)的跨压和电压箝制电路310内部的电容器的跨压的总和。重置电压因而高于输入电压，开关电路320内部的半导体开关的工作周期可以在50％以上。
很明显地，因可操作于高于50％的工作周期，变压器得以设计较大的匝数比，伴随着一个低的初级绕线电流和在次级整流器有更低的电压应力。因此，可进一步实现该电力转换器的效率的改善。
现在参照图7A和图7B，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的两个实施例。如图7A所示，电压箝制电路310A是由一组电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路所组成的被动式电压箝制单元；如图7B所示，电压箝制电路310B是由一组半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路所组成的主动式电压箝制单元。由栅极驱动电路330所提供的互补信号332，用以驱动电压箝制电路310B内部的半导体开关Sc。
请参照图7C和图7D，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路310C和310D包含由二极管Da和电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。根据该配置，在开关电路320B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc。
请参照图7E，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路310E包含由电阻Rc-电容器Cc-二极管Dc的从属电路和电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的从属电路所组成的两组串联连接的被动式电压箝制单元。在开关电路320B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+VCa或Vi+Vcc。
请参照图7F和图7G，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路310F和310G包含二极管Da与半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路330提供的互补信号332用以驱动电压箝制电路310F或310G内部的半导体开关Sc。根据该配置，在开关电路320B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi或Vi+Vcc。
请参照图7H和图7I，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另外两个实施例。电压箝制电路310H和310I包含由电阻Ra-电容器Ca-二极管Da的从属电路和半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路的结合所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路330提供的互补信号332用以驱动电压箝制电路310H或310I内部的半导体开关Sc。根据该配置，在开关电路320B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
请参照图7J，其为根据本发明前述原理的电力转换器的构造的另一实施例。电压箝制电路310J包含由半导体开关Sc-电容器Cc的从属电路和半导体开关Sa-电容器Ca的从属电路所组成的两组串联连接的电压箝制单元。由栅极驱动电路330提供的两个互补信号332用以驱动电压箝制电路310J内部的半导体开关Sc和Sa。根据该配置，在开关电路320B内部的开关S1或S2的跨压分别被箝位至Vi+Vcc或Vi+VCa。
虽然本发明已以实施例如上进行公开，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中的普通技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可作些许的变更与改进，因此本发明的保护范围应当视所附的权利要求的范围所界定的为准。

Claims (10)

1.一种电压箝制电力转换器的电路，将直流输入电源的输入电压转换为交流电压，所述电路包括：
第一组串联电路，其与所述直流输入电源并联连接，并且其包括开关电路以及变压器第一组初级绕线；
第二组串联电路，其与所述直流输入电源并联连接，并且其包括电压箝制电路以及变压器第二组初级绕线；
电容器，其连接于与所述第一组串联电路之间的第一节点，并且其连接于与所述第二组串联电路之间的第二节点，其中所述第一节点位于所述变压器第一组初级绕线与所述开关电路之间，所述第二节点位于所述电压箝制电路与所述变压器第二组初级绕线之间；以及
至少一个变压器次级绕线，其磁耦合所述变压器第一组初级绕线和所述变压器第二组初级绕线，并且提供所述交流电压。
2.如权利要求1所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述变压器第一组初级绕线和所述变压器第二组初级绕线都是位于共同变压器的初级侧，并且都磁耦合至相同的变压器铁芯。
3.如权利要求1所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述开关电路包括MOSFET或具有并联连接的二极管的一个其它主动式半导体开关；其中所述电压箝制电路包括电阻-电容器-二极管的从属电路，或MOSFET-电容器的从属电路。
4.如权利要求1所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述开关电路包括两个MOSFET或具有并联连接的二极管的两个其它主动式半导体开关串联连接；其中所述电压箝制电路包括下列五种从属电路的其中之一：二极管与电阻-电容器-二极管以串联连接的从属电路，二极管与MOSFET-电容器以串联连接的从属电路，电阻-电容器-二极管的从属电路串联MOSFET-电容器的从属电路，两组电阻-电容器-二极管以串联连接的从属电路，或两组MOSFET-电容器以串联连接的从属电路。
5.如权利要求4所述的电压箝制电力转换器的电路，所述开关电路中的所述两个串联连接的MOSFET之间或具有并联连接的二极管的两个其它主动式半导体开关之间的中间节点，与位于所述电压箝制电路内的中间节点连接在一起。
6.一种电压箝制电力转换器的电路，将直流输入电源的输入电压转换为交流电压，所述电路包括：
输入电感，其嵌入于所述直流输入电源与第一组串联电路和第二组串联电路之间，其中
所述第一组串联电路与所述第二组串联电路并联连接，
所述第一组串联电路包括开关电路、变压器第一组初级绕线和变压器第二组初级绕线，并且
所述第二组串联电路包括电压箝制电路、变压器第三组初级绕线和变压器第四组初级绕线；
第一电容器，其连接至所述第一组串联电路内部的第一节点，与所述第二组串联电路内部的第二节点，其中所述第一节点位于所述变压器第一组初级绕线和所述开关电路之间，所述第二节点位于所述电压箝制电路和所述变压器第四组初级绕线之间；
第二电容器，其连接至所述第一组串联电路内部的第三节点，与所述第二组串联电路内部的第四节点，其中所述第三节点位于所述开关电路和所述变压器第二组初级绕线之间，所述第四节点位于所述电压箝制电路和所述变压器第三组初级绕线之间；以及
至少一个变压器，所述变压器具有两组或两组以上的初级绕线及至少一组次级绕线，各组绕线间相互磁耦合并且提供交流电压。
7.如权利要求6所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述输入电感是寄生电感或外加电感；其中所述变压器第一组初级绕线，所述变压器第四组初级绕线与至少一组次级绕线磁耦合至第一变压器铁芯；其中所述变压器第二组初级绕线，所述变压器第三组初级绕线与至少一组次级绕线磁耦合至第二变压器铁芯。
8.如权利要求6所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述开关电路包括MOSFET或具有并联连接的二极管的一个其它主动式半导体开关；其中所述电压箝制电路包括电阻-电容器-二极管的从属电路，或MOSFET-电容器的从属电路。
9.如权利要求6所述的电压箝制电力转换器的电路，其中，所述开关电路包括两个MOSFET或具有并联连接的二极管的两个其它主动式半导体开关串联连接；其中所述电压箝制电路包括下列五种从属电路的其中之一：二极管与电阻-电容器-二极管以串联连接的从属电路、二极管与MOSFET-电容器以串联连接的从属电路、电阻-电容器-二极管的从属电路串联MOSFET-电容器的从属电路、两组电阻-电容器-二极管以串联连接的从属电路，或两组MOSFET-电容器以串联连接的从属电路。
10.如权利要求9所述的电压箝制电力转换器的电路，位于所述开关电路中的所述两个串联连接的MOSFET之间或具有并联连接的二极管的两个其它主动式半导体开关之间的中间节点，与位于所述电压箝制电路内的两个连接在一起的从属电路之间的另一中间节点连接在一起。
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