CN106849669A - 一种正激开关电源 - Google Patents

一种正激开关电源 Download PDF

Info

Publication number
CN106849669A
CN106849669A CN201710141802.8A CN201710141802A CN106849669A CN 106849669 A CN106849669 A CN 106849669A CN 201710141802 A CN201710141802 A CN 201710141802A CN 106849669 A CN106849669 A CN 106849669A
Authority
CN
China
Prior art keywords
side winding
primary side
diode
electric capacity
anode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710141802.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106849669B (zh
Inventor
王保均
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN201710141802.8A priority Critical patent/CN106849669B/zh
Publication of CN106849669A publication Critical patent/CN106849669A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106849669B publication Critical patent/CN106849669B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种正激开关电源，在常见的三绕组吸收正激变换器基础上，把变压器B中的第一原边绕组NP1同名端接电源，而第二原边绕组NP2同名端接地，且保证NP1和NP2为双线并绕，增加一个电容C1，C1的一端与NP1异名端相连，另一端与NP2异名端相连，这样实现了：当Q1饱和导通时，NP1和NP2都激磁，副边绕组输出能量，当Q1关断时，原边激磁电流的能量由NP2经D1实现无损吸收，适合在低电压下工作，提高了原边绕组的利用率、电流密度，故功率密度大，允许原副边之间的漏感较大，变换效率高。

Description

一种正激开关电源
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及单端正激开关电源。
背景技术
目前，开关电源应用很广，在业界，又常称为变换器，其中正激开关电源中的基本正激变换器是Buck变换器的一个理想隔离版本，常见的拓扑有单端正激变换器、对称驱动半桥变换器、全桥变换器、推挽变换器、对称推挽正激变换器等。需要一提的是对称推挽正激变换器，如图0-1所示,该图引自张兴柱博士所著的，书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第91页图5-14，该书在本文中简称为：参考文献1。
对称推挽正激变换器在专利文献中称为直直变换器，较早见于1999年电气和电子工程师协会(IEEE)的论文集(0-7803-5160-6/99)中，第279页《A Novel High-input-voltage,High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module》,作者为：Xunwei Zhou,Bo Yang,Luca Amoroso,Fred C.Lee and Pit-leong Wong；
以及2002年IEEE的论文集(0-7803-7404-5/02)中，第843页《Single MagneticPush-Pull Forward Converter Featuring Built-in Input Filter and Coupled-Inductor Current Doubler for 48V VRM》,作者为Peng Xu,Mao Ye(叶茂)和Fred C.Lee，该论文也提到了“PUSH-PULL FORWARD CONVERTER”；
以及2004年南京航空航天大学戴卫力发表的硕士论文中《推挽正激及其软开关电路的研究与实现》的第6页中，均称为PPFC变换器(Push-Pull Forward Circuit),其输出采用带续流电感L的全波整流。
各种正激变换器因其电路拓扑不同，都有其较佳的用途：
单端正激变换器：环路响应好，适合用于对动态负载供电，如电机。日本的COSEL的工业电源，仍在采用PFC+三绕组去磁的单端正激变换器来实现，就是因为这个原因，但功率一般在150W左右；
半桥变换器：适合应用于工作电压较高的场合，如台式电脑用电源；功率大；
全桥变换器：适合用于高压大功率的场合，常见于1Kw以上的功率段；
推挽变换器：多用于低压,功率小于300W的场合；
对称推挽正激变换器：低压大功率，但并没有见到实用化的产品推出市场；
如上述，单端正激变换器由于环路响应好，适合用于对动态负载供电，所以，该电路仍有大量的使用，特别是低电压工作的情况下，其三绕组去磁的电路拓扑如图0-2中Nc所示，图0-2来自参考文献1的第33页图3-8(a)图，其输出采用常见的单端正激拓扑的输出整流电路，二极管VD1为开关管(或作功率管)V饱和导通时同步导通的整流管，二极管VD2为开关管V截止时的续流管，电感L中的电流通过VD2继续向输出滤波电容C和负载R供 能。由于三绕组去磁能量可以回收，效率高，但由于电压低，同样的功率进行变换，原边绕组的工作电流得上升，为了降低高频下的电流趋肤效应，原边绕组得采用多股线并绕；原边绕组的电感量也较低，经常出现计算出来的匝数不能平铺绕满骨架的线槽的左边到右边，特别是采用三明治串联绕法的方案，被迫采用三明治并联绕法的方案，由于两个原边绕组不在同一层，这两个原边绕组之间就有漏感，这个漏感会产生损耗，从而让开关电源的效率变低，两个并联的原边绕组之间的漏感引发的问题：
1)激磁时，由于漏感存在，其感应电压差在漏感上存在压差，引起不可忽视的损耗，这样理解比较容易：两个并联的原边绕组若匝数差一匝，相当于存在这一匝出现匝间短路，只不过是通过两个并联的原边绕组的直流内阻短路，相对来说，损耗没有真正的匝间短路那么大。
2)使用第三绕组去磁的话，第三绕组是和两个并联的原边绕组中的谁并绕？只能采用两个第三绕组，分别与两个并联的原边绕组并绕，然后再并联成“第三绕组”，工艺复杂，由两个绕组并联的第三绕组也存在会感应出不相等的电压，从而引起损耗和较大的电磁干扰。
3)常见的第三绕组去磁，优点为无损去磁，效率高，但是第三绕组的线径选择也是一个问题：选得比较细，与原边绕组的并绕比较麻烦，容易把细线拉断；若选得和原边绕组相同线径，成本高。因该绕组不参与激磁，导致原边的电流密度低，磁心的窗口利用率低，变压器体积较大。第三绕组去磁正激变换器，又作“三绕组吸收正激变换器”。
两个并联的原边绕组应用于低压DC/DC开关电源，低压DC/DC开关电源一般指输入电压在48V以下，部分用途的低压DC/DC开关电源可工作到直流160V，如铁路电源。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决现有的低压正激开关电源存在的不足，提供一种正激开关电源，原边绕组可以不采用两个分开的并联，即可以允许原副边绕组之间的漏感较大，不使用第三绕组去磁，同时变换效率不降低，激磁和去磁时的损耗降低。
本发明的目的是这样实现的，一种正激开关电源，包括一变压器，一N沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与第一原边绕组同名端、第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名端与N沟道场效应管的漏极相连；第一二极管的阳极与第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。
本发明还提供上述方案一的等同方案，方案二：本发明目的还可以这样实现，一种正激开关电源，包括一变压器，一N沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与N沟道场效应管的漏极、第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极与第一原边绕组同名端相连；第二原边绕组同名端与第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名端与第一二极管的阳极相连，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。
本发明还提供采用P沟道场效应管的技术方案，在上述方案一的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来(输出整流部分不用反过来)，那么得到方案三：一种正激开关电源，包括一变压器，一P沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与第一原边绕组异名端、第一二极管的阳极相连，第一原边绕组同名端与P沟道场效应管的漏极相连；第一二极管的阴极与第二原边绕组同名端相连，P沟道场效应管的源极连接第二原边绕组异名端，连接点同时连接输入直流电源的正端；P沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。
本发明还提供上述方案三的等同方案，为方案二采用P沟道场效应管的技术方案，在上述方案二的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来(输出整流部分不用反过来)，得到方案四：本发明目的还可以这样实现，一种正激开关电源，包括一变压器，一P沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与P沟道场效应管的漏极、第二原边绕组同名端相连，P沟道场效应管的源极与第一原边绕组异名端相连；第二原边绕组异名端与第一 二极管的阳极相连，第一原边绕组同名端与第一二极管的阴极相连，连接点同时连接输入直流电源的正端；P沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。
作为上述四种方案的改进，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。
优选地，第二原边绕组通过第一电容参与激磁。
优选地，PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。
工作原理将结合实施例，进行详细地阐述。本发明的有益效果为：允许原副边绕组之间的漏感较大，原边仍采用双线并绕，变换效率高，EMI性能非常好。
附图说明
图0-1为现有的正激开关电源中有PPFC变换器拓扑原理图；
图0-2为现有的三绕组去磁的单端正激变换器拓扑原理图；
图1为本发明正激开关电源方案一对应的第一实施例原理图；
图1-1为第一实施例在上电时对电容C1充电的示意图；
图1-2为第一实施例在上电后电容C1充电完成的电压极性示意图；
图1-3为第一实施例中Q1饱和导通时，产生两路激磁电流41、42的示意图；
图1-4为第一实施例中Q1截止，产生续流电流43、去磁电流44的示意图；
图2为本发明正激开关电源方案二对应的实施方式二原理图；
图3为本发明正激开关电源方案三对应的实施方式三原理图；
图4为本发明正激开关电源方案四对应的实施方式四原理图。
具体实施方式
第一实施例
图1示出了本发明第一实施例的正激开关电源的原理图，包括一变压器B，一N沟道场效应管Q1，第二电容C2，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一电感L1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS同名端与第二二极管D2阳极连接，第二二极管D2阴极同时与第三二极管D3的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第三二极管D3的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC的正端+同时与第一原边绕组NP1同名端、第一二极管D1的阴极相连，第一原边绕组NP1异名端与N沟道场效应管Q1的漏极相连；第一二极管D1的阳极与第二原边绕组NP2异名端相连，N沟道场效应管Q1的源极s连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-；N沟道场效应管Q1的栅极g连 接控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1异名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2异名端相连。
同名端：图中绕组中以黑点标记的一端；
异名端：图中绕组中没有黑点标记的一端；
控制信号：包括PWM脉冲宽度调制信号、PFM脉冲频率调制信号等各种方波；
变压器B：第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2在图中，其磁心用虚线相连，表示其为绕在一只变压器上，共用同一只磁心，并非独立的变压器，只是为了图形清晰、连接关系简单，才使用了图中的画法。
在图1中，N沟道场效应管Q1的源极连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-，即场效应管Q1的源极连接输入直流电源UDC的负端-，这在实际应用中并不直接存在，这是因为在开关电源领域中，基本拓扑的工作原理分析都会略去不必要的因素。在实际应用中，场效应管的源极都会接入电流检测电阻或电流互感器来检测平均电流或峰值电流来实现各种控制策略，这种通过电流检测电阻或电流互感器与源极相连，等同直接与源极相连，这是本技术领域的公知技术，本申请遵循业界默认的规则。若使用电流互感器，电流互感器可以出现在激磁回路的任何一个地方，如场效应管的漏极，如第一原边绕组的同名端或异名端，而且电流互感器除了传统的原边为一匝的“导线”、副边为多匝线圈的磁心式互感器，还可以是霍尔传感器。
工作原理：参见图1，当第一电容C1(为了分析方便，按教科书的标准，以下简称为电容C1或C1，其它器件同)不存在时，电路就是一个第三绕组去磁的正激开关电源，第二原边绕组NP2就成了去磁专用的“第三绕组”，但是本发明就是加了电容C1后，电路的工作原理与现有技术比，完全不同；
图1电路在上电时工作示意图如图1-1，D1因反偏而不工作，Q1因没有收到控制信号也不工作，相当于开路，那么电源UDC通过第一原边绕组NP1向C1充电，该电流同时通过第二原边绕组NP2回到电源UDC的负端，如图1-1所示，图中用两个箭头标出了对C1充电电流的方向，可见，第一原边绕组NP1的充电电流为：从同名端流向异名端；第二原边绕组NP2的充电电流为：从异名端流向同名端；NP1和NP2为双线并绕，这两个电流大小相等，产生的磁通相反，完全抵消，即在上电时，电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP1和NP2的直流内阻与电源UDC并联，C1仍起到电源滤波、退耦的作用；
随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，左正而右负，如图1-2所示；
当Q1正常收到控制信号时，以一个周期为例，Q1的栅极为高电平时，Q1饱和导通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，为了分析方便，把这种情况看作是直通，是一条导线，如图1-3所示，D1处于反偏状态，不参与工作；这时产生两路激磁电流，图1-3中的41和42所示，
电流41为：电源UDC正端通过第一原边绕组NP1的同名端进，NP1的异名端出，Q1的漏极进，Q1的源极出，回到电源UDC负端；
电流42为：电容C1左正端通过Q1的漏极进，Q1的源极出，再通过第二原边绕组NP2的同名端进，NP2的异名端出，回到电容C1右负端；
为了方便，电源UDC负端这里假设为接地，称为地，因C1左正端通过饱和导通的Q1接电源UDC负端，即接地，那么，C1的右负端的电压约为-UDC，在这个激磁过程中，若C1的端电压因容量不足，出现下降的趋势，即：C1的右负端的电压出现上升的趋势，其绝对值小于UDC，那么在激磁的过程中，Q1饱和导通对第一原边绕组NP1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于加在NP1两端的电压，等于UDC，这时，由于NP1和NP2是双绕并绕，NP2两端同样感应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC，这个电压会对C1直接充电，这是一个正激的过程，使得C1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP1和NP2的直流内阻与电源UDC并联，电源UDC通过极低的直流内阻直接向C1补充电能，其端电压维持稳定；
可见，41和42两路激磁电流是并联关系，由于NP1和NP2感量相同，激磁电压相同，都等于UDC，41和42完全相等，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，这个感应电压是：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出上正下负的电压，这个电压促使D2正向导通，并通过正向导通的D2，通过电感L1向电容C2充电，充电电流如43a所示，Vout建立电压或持续输出能量。在Q1导通激磁过程中，副边有能量输出，这是正激变换器的特点。
在激磁过程中，41和42电流呈线性向上增加；电流方向在电感中是从同名端流向异名端；
为了保证电磁兼容性达到使用要求，布线时是有技巧的，观察图1-3中的41和42，41为顺时针电流方向，42为逆时针方向，若在布电路板时，也保证这两个电流一个是顺时针，另一个是逆时针，那么激磁时产生的磁通，在远一点的地方观察，是可以抵消的，这样，本发明的正激式开关电源的EMI性能将非常好。
当Q1的栅极由高电平变为低电平，Q1也由饱和导通变为截止，由于电感中的电流不能突变，尽管这时Q1已截止，但是41和42激磁电流仍要从同名端流向异名端，尽管这个电流很小，由于原边的电流回路已被切断，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，参见图1-4，副边绕组NS企图出现从同名端流向异名端的电流，这个电流可以开通D3，但是由于D2反偏而无法产生，而在图1-3中的43a电流，流过L1，而电感中的电流不能突变，43a电流寻找途径继续流动，形成43b所示的续流电流，从电感L1的右端出发，到C2的正端、再到C2的负端，再到D3的阳极，再到D3的阴极，回到电感L1的左端。
正激开关电源中的基本正激变换器是Buck变换器的一个理想隔离版本，变压器B通常又称为正激变压器；
在Q1截止后，现有技术原边绕组的激磁电感中的激磁电流也不能突变，只能与Q1等的寄生电容进行谐振，但并没有地方消耗，多个周期后，会引起磁心饱和，这时原边绕组的激磁电感会变成很小，再激磁时接近短路而烧毁Q1。
本发明的去磁电路由D1和第二原边绕组NP2组成，工作原理为：
第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，这两个绕组之间的漏感为零，在Q1关断瞬间及以后，激磁电流的能量没有传递到副边，第二原边绕组NP2中激磁电流的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，即在图1-4中，由下向上流动，开通D1，且这个电能量被直流电源UDC的吸收，形成44所示的激磁电流的去磁电流；
第一原边绕组NP1中激磁电流的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组NP2中，通过D1实现去磁，同样形成44所示的激磁电流的去磁电流；
由于41和42的激磁电流相同，第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同，这样绕制方便，这里所述的线径相同，还包括它们本身都是相同规格利兹线，颜色可以不同，即多股线绞合，为了方便识别，包括利兹线的同规格线材其颜色可以不同。随着工作频率的提升，高频电流更趋于在漆包线的表面流动，这种情况下，利兹线可以解决这一问题。当然，使用两种不同颜色的漆包线先做成利兹线，直接绕制，再按颜色分出第一原边绕组和第二原边绕组，或这两个绕组的线径和股数都不相同，都同样实现发明目的。
可见，与传统的三绕组吸收正激变换器相比，本发明有很多不同，主要为：传统的三绕组吸收正激变换器的“第三绕组”不参与激磁，只参与去磁；而本发明不存在第三绕组，两个原边绕组均参与激磁，而在去磁时，其中的第二原边绕组NP2却参与了去磁，实现了激磁能量的无损吸收。正因为实现了激磁能量的无损吸收，所以，允许原、副边的漏感较大，也不影响变换器的变换效率，这样实现了高效率。而且本发明中，去磁绕组为第二原边绕组NP2，它也是参与激磁的，提高了原边绕组的电流密度，提高了变换器的功率密度。直流电源UDC的来源，可以由交流电经过整流后，通过电解电容滤波后获得。
所以，与现有技术相比，本发明有如下有益效果：允许原副边绕组之间的漏感较大，原边仍采用双线并绕，变换效率高；提高了原边绕组的电流密度，提高了变换器的功率密度；且适用于较低工作电压的场合。
第二实施例
本发明还提供上述第一实施例的等同方案，对应方案二，参见图2，一种正激开关电源，包括一变压器B，一N沟道场效应管Q1，第二电容C2，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一电感L1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS同名端与第二二极管D2阳极连接，第二二极管D2阴极同时与第三 二极管D3的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第三二极管D3的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC的正端+同时与N沟道场效应管Q1的漏极d、第二原边绕组NP2异名端相连，N沟道场效应管Q1的源极s与第一原边绕组NP1同名端相连；第二原边绕组NP2同名端与第一二极管D1的阴极相连，第一原边绕组NP1异名端与第一二极管D1的阳极相连，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-；N沟道场效应管Q1的栅极g连接控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1同名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2同名端相连。
事实上，第二实施例是第一实施例的变形：在第一实施例的图1基础上，把两个激磁回路的串联器件都互换一下，即NP1和Q1互换位置，同时把D1和NP2互换位置，C1仍接在两个串联器件连接点的中间，就得到了第二实施例图2的电路，由于Q1的源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。
其工作原理简述：
参见图2，电路在上电时，D1因反偏而不工作，Q1因没有收到控制信号也不工作，相当于开路，那么电源UDC通过NP2向C1充电，该电流同时通过NP1回到电源UDC的负端，同样在上电时，电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP2和NP1的直流内阻与电源UDC并联，C1仍起到电源滤波、退耦的作用；
随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，右正而左负；
当Q1饱和导通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，同前文看作是一条导线，这时产生两路激磁电流，
为：电源UDC正端通过Q1的漏极进，Q1的源极出，再通过第一原边绕组NP1的同名端进，NP1的异名端出，回到电源UDC负端；
第二路为：电容C1右正端通过第二原边绕组NP2的同名端进，NP2的异名端出，Q1的漏极进，Q1的源极出，回到电容C1左负端；
为了方便，电源UDC负端这里假设为接地，称为地，因C1左负端通过饱和导通的Q1接电源UDC正端，那么，C1的右正端的电压约为2UDC对地，在这个激磁过程中，若C1的端电压因容量不足，即C1的右正端的电压出现下降的趋势，C1两端绝对值小于UDC，那么在激磁的过程中，Q1饱和导通对第一原边绕组NP1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于加在NP1两端的电压，等于UDC，这时，由于NP1和NP2是双绕并绕，NP2两端同样感应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小为UDC，这个电压会对C1直接充电，这是一个正激的过程，使得C1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消， 不起作用，C1相当于通过NP1和NP2的直流内阻与电源UDC并联，电源UDC通过极低的直流内阻直接向C1补充电能，其端电压维持稳定；
可见，第一路和第二路激磁电流是并联关系，由于NP1和NP2感量相同，激磁电压相同，都等于UDC，这两路是完全相等，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出上正下负的电压，这个电压促使D2正向导通，并通过正向导通的D2，通过电感L1向电容C2充电，充电电流如43a所示，Vout建立电压或持续输出能量。
在激磁过程中，第一路和第二路激磁电流呈线性向上增加；电流方向在变压器的激磁电感中是从同名端流向异名端；
第二实例中，去磁电路由D1和第二原边绕组NP2组成，工作原理为：
在Q1关断瞬间及以后，激磁电流的能量没有传递到副边，第二原边绕组NP2中激磁电流的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，由下向上流动，开通D1，且这个电能量被直流电源UDC吸收，形成激磁电流去磁电流回路；
同样，第一原边绕组NP1中激磁电流的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组NP2中，通过D1实现去磁，同样形成激磁电流的去磁电流回路；
第二实施例为第一实施例的变形，工作原理等效，同样实现发明目的。作为用N沟道场效应管的技术方案，还可以用P沟道场效应管来实现，P沟道场效应管在低工作电压下，成本也是比较低的，这时，在上述第一实施例的基础上，电源、二极管、变压器同名端的极性要反过来，输出整流部分不用反过来，那么得到第三实施例，如下述。
第三实施例
参见图3，也是前述的方案三，一种正激开关电源，包括一变压器B，一P沟道场效应管Q1，第二电容C2，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一电感L1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS同名端与第二二极管D2阳极连接，第二二极管D2阴极同时与第三二极管D3的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第三二极管D3的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC的负端-同时与第一原边绕组NP1异名端、第一二极管D1的阳极相连，第一原边绕组NP1同名端与P沟道场效应管Q1的漏极d相连；第一二极管D1的阴极与第二原边绕组NP2同名端相连，P沟道场效应管Q1的源极s连接第二原边绕组NP2异名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的正端+；P沟道场效应管Q1的栅极g连接控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1同名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2同名端相连。
对比图1和图3，可以发现，第三实施例就是把第一实施例的电源UDC、二极管D1、第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2的同名端的极性反过来，N管换成P管而得到。要注意的是，图3中输入电源UDC的正为地，属于负电源工作的开关电源，P沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。
所以，其工作原理同第一实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。
第四实施例
本发明还提供上述第三实施例的等同方案，参见图4，一种正激开关电源，包括一变压器B，一P沟道场效应管Q1，第二电容C2，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3，第一电感L1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS同名端与第二二极管D2阳极连接，第二二极管D2阴极同时与第三二极管D3的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第三二极管D3的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC的负端-同时与P沟道场效应管Q1的漏极d、第二原边绕组NP2同名端相连，P沟道场效应管Q1的源极s与第一原边绕组NP1异名端相连；第二原边绕组NP2异名端与第一二极管D1的阳极相连，第一原边绕组NP1同名端与第一二极管D1的阴极相连，连接点同时连接输入直流电源UDC的正端+；P沟道场效应管Q1的栅极g连接控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1异名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2异名端相连。
图4的第四实施例是第三实施例的变形：在第三实施例的图3基础上，把两个激磁回路的串联器件都互换一下，即NP1和Q1互换位置，同时把D1和NP2互换位置，C1仍接在两个串联原边绕组NP1和NP2的中间，就得到了第四实施例图4的电路，由于Q1的源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。
对比图2和图4，可以发现，第四实施例就是把图2的第二实施例的电源UDC、二极管D1、第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2的同名端的极性反过来，N管换成P管而得到。要注意的是，图4中输入电源UDC的正为地，同样属于负电源工作的开关电源，P沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。
所以，其工作原理同第二实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如加入控制环路实现输出的稳压，这是通过现有技术显而易县见得到的，如采用其它符号的开关管Q1等，副边输出加入多路输出，滤波使用π型滤波，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (7)

1.一种正激开关电源，包括一变压器，一N沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与第一原边绕组同名端、第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名端与N沟道场效应管的漏极相连；第一二极管的阳极与第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。
2.一种正激开关电源，包括一变压器，一N沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与N沟道场效应管的漏极、第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极与第一原边绕组同名端相连；第二原边绕组同名端与第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名端与第一二极管的阳极相连，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。
3.一种正激开关电源，包括一变压器，一P沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与第一原边绕组异名端、第一二极管的阳极相连，第一原边绕组同名端与P沟道场效应管的漏极相连；第一二极管的阴极与第二原边绕组同名端相连，P沟道场效应管的源极连接第二原边绕组异名端，连接点同时连接输入直流电源的正端；P沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连。
4.一种正激开关电源，包括一变压器，一P沟道场效应管，第二电容，第一二极管、第二二极管、第三二极管，第一电感，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组同名端与第二二极管阳极连接，第二二极管阴极同时与第三二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第三二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与P沟道场效应管的漏极、第二原边绕组同名端相连，P沟道场效应管的源极与第一原边绕组异名端相连；第二原边绕组异名端与第一二极管的阳极相连，第一原边绕组同名端与第一二极管的阴极相连，连接点同时连接输入直流电源的正端；P沟道场效应管的栅极连接控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连。
5.根据权利要求1至4任一所述的正激开关电源，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。
6.根据权利要求1至4任一所述的正激开关电源，其特征在于：第二原边绕组通过第一电容参与激磁。
7.根据权利要求1至4任一所述的正激开关电源，其特征在于：PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。
CN201710141802.8A 2017-03-10 2017-03-10 一种正激开关电源 Active CN106849669B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710141802.8A CN106849669B (zh) 2017-03-10 2017-03-10 一种正激开关电源

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710141802.8A CN106849669B (zh) 2017-03-10 2017-03-10 一种正激开关电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106849669A true CN106849669A (zh) 2017-06-13
CN106849669B CN106849669B (zh) 2021-07-13

Family

ID=59143621

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710141802.8A Active CN106849669B (zh) 2017-03-10 2017-03-10 一种正激开关电源

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106849669B (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107395018A (zh) * 2017-06-30 2017-11-24 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
CN107482901A (zh) * 2017-09-07 2017-12-15 国网北京市电力公司 组合式电压变换器及其参数确定方法
CN107681895A (zh) * 2017-09-07 2018-02-09 国网北京市电力公司 组合式升压变换器及其参数确定方法
CN107681894A (zh) * 2017-09-07 2018-02-09 国网北京市电力公司 组合式降压变换器及其参数确定方法
CN107786094A (zh) * 2017-06-30 2018-03-09 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
WO2019001216A1 (zh) * 2017-06-30 2019-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位正激式开关电源电路
CN110995012A (zh) * 2019-12-26 2020-04-10 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种中继式llc谐振拓扑电路及开关电源

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1198832A (ja) * 1997-09-25 1999-04-09 Oohira Denshi Kk 低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置
JP2004304962A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Sharp Corp スナバー回路およびそれを搭載するスイッチング電源装置
CN1700579A (zh) * 2004-05-19 2005-11-23 美国芯源系统股份有限公司 驱动放电灯的直流/交流电功率单端转换方法和装置
CN101562406A (zh) * 2008-04-15 2009-10-21 吕锦山 电压箝制电力转换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1198832A (ja) * 1997-09-25 1999-04-09 Oohira Denshi Kk 低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置
JP2004304962A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Sharp Corp スナバー回路およびそれを搭載するスイッチング電源装置
CN1700579A (zh) * 2004-05-19 2005-11-23 美国芯源系统股份有限公司 驱动放电灯的直流/交流电功率单端转换方法和装置
CN101562406A (zh) * 2008-04-15 2009-10-21 吕锦山 电压箝制电力转换器

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107395018A (zh) * 2017-06-30 2017-11-24 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
CN107786094A (zh) * 2017-06-30 2018-03-09 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
WO2019001216A1 (zh) * 2017-06-30 2019-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位正激式开关电源电路
WO2019001305A1 (zh) * 2017-06-30 2019-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
WO2019001218A1 (zh) * 2017-06-30 2019-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
CN107786094B (zh) * 2017-06-30 2020-11-06 广州金升阳科技有限公司 一种正激开关电源
CN107482901A (zh) * 2017-09-07 2017-12-15 国网北京市电力公司 组合式电压变换器及其参数确定方法
CN107681895A (zh) * 2017-09-07 2018-02-09 国网北京市电力公司 组合式升压变换器及其参数确定方法
CN107681894A (zh) * 2017-09-07 2018-02-09 国网北京市电力公司 组合式降压变换器及其参数确定方法
CN110995012A (zh) * 2019-12-26 2020-04-10 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种中继式llc谐振拓扑电路及开关电源

Also Published As

Publication number Publication date
CN106849669B (zh) 2021-07-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106849669A (zh) 一种正激开关电源
CN106655791B (zh) 一种反激式开关电源
CN107276414A (zh) 一种有源钳位反激式开关电源电路
CN104981971B (zh) 正反激拓扑的开关模式电源
CN202759383U (zh) 一种高功率因数开关电源
CN109245539B (zh) 一种电压叠加式升压电路
CN109742965A (zh) 一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器
CN208739029U (zh) 一种电压叠加式升压电路
CN107947589A (zh) 一种加辅助电路的全桥llc谐振变换器
CN106849670B (zh) 一种反激式开关电源
CN107196515A (zh) 一种有源钳位正激式开关电源电路
CN213243835U (zh) 一种半桥双向隔离式ac-dc变换器
CN117543961A (zh) 一种直流变换电路
CN107786094A (zh) 一种正激开关电源
CN202737771U (zh) 一种开关电源电路及开关电源
CN107395018A (zh) 一种正激开关电源
CN110224591B (zh) 一种非隔离型大降压比的dc-dc转换器
CN209447016U (zh) 一种开关电源电路及变频空调室外机
CN104300802A (zh) 一种采用磁集成变压器的单级升压逆变器
CN202906742U (zh) 一种具有功率因数校正功能的反激式电源
CN204145294U (zh) 开关电源隔离电路
CN107222110A (zh) 一种非隔离大变比直流‑直流变换器
CN107196516A (zh) 一种反激式开关电源电路
CN102761266A (zh) 一种具有多路输出的大功率开关电源电路
CN107294388A (zh) 一种反激式开关电源

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant