CN110224591B - 一种非隔离型大降压比的dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种非隔离型大降压比的DC‑DC转换器,电源的正极与第一开关管的一端相连接,第一开关管的另一端与第二电容的一端及第二开关管的一端相连接,第二开关管的另一端与第一电容的一端、第二电感的一端及第五开关管的一端相连通,第二电感的另一端与第四开关管的一端及负载的一端相连接,第五开关管的另一端与第一电感的一端及负载的另一端相连接,第一电感的另一端与第四开关管的另一端、第二电容的另一端及第三开关管的一端相连接,第三开关管的另一端及第一电容的另一端与电源的负极相连接,该转换器中器件的数目较少,能够适用于大变比降压应用领域。

Description

一种非隔离型大降压比的DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及一种DC-DC转换器,具体涉及一种非隔离型大降压比的DC-DC转换器。
背景技术
电力电子技术是国民经济和国家安全领域的重要支撑技术,是实现节能环保和提高人们生活质量的重要技术手段。高效率和高质量的电能变换是电力电子技术发展的终极目标。本发明是基于开关电容和开关电感的基本理论,设计出了全新的非隔离型大降压比的DC-DC转换器。非隔离大变比DC-DC转换器现在广泛应用于直流分布式系统、便携式电子设备、通信系统和电压调节模块等。特别是在数据中心的电压调节模块,随着人工智能、大数据和云计算的快速发展,数据中心的能源消耗逐年增加,高性能多核CPU朝着更低电压(<1V)和更高的电流(>200A)。数据中心现存的12V直流母线电压有着更高的线路损耗,更高的48V直流母线电压正在发展并已经应用在工业领域中,学术界和工业界表示未来将发展400V母线电压,供电电源将发展新型的大变比拓扑,这类新型拓扑具有高效率,体积小及重量轻等特点。传统的buck电路已经不适合应用在这些极大的降压比领域,由于极度小的占空比使得开关损耗急剧增大。发展大变比的电力电子拓扑是不可避免的趋势。
目前存在的大降压比的DC-DC拓扑主要分为两类:
隔离型大降压比DC-DC转换器,这类转换器基于变压器变比实现大变比,这类拓扑有LLC,反激电路等;
非隔离大降压比DC-DC转换器,这类转换器基于耦合电感,开关电容及两级拓扑等。
隔离型的拓扑已经普遍应用在目前的工业领域,但由于存在的变压器,功率密度和体积无法做的很小,这也限制了隔离性DC-DC拓扑的发展。非隔离拓扑在未来是一个非常好的候选,已经获得了很大的关注,基于耦合电感原理的非隔离拓扑也是靠匝比降压,其实质跟隔离型变压器一样的;两级拓扑目前已被工业界和学术界普遍认可,但两级拓扑有着大量的有源器件,通常第二级拓扑的损耗非常大;基于开关电容的DC-DC拓扑利用电容作为储能元件来实现变比,由于无磁件,其拓扑体积小,重量轻及高效率等优势。但缺点也很明显,拓扑结构决定了其电压变比,随着电压变比越大,其开关电容数量和有源开关管数量也越多,因此单纯的开关电容拓扑并不适合大变比降压应用领域。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点,提供了一种非隔离型大降压比的DC-DC转换器,该转换器中器件的数目较少,能够适用于大变比降压应用领域。
为达到上述目的,本发明所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器包括电源、开关电容单元及开关电感单元,其中,所述开关电容单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第一电容及第二电容,所述开关电感单元包括第一电感、第二电感、第四开关管及第五开关管;
电源的正极与第一开关管的一端相连接,第一开关管的另一端与第二电容的一端及第二开关管的一端相连接,第二开关管的另一端与第一电容的一端、第二电感的一端及第五开关管的一端相连通,第二电感的另一端与第四开关管的一端及负载的一端相连接,第五开关管的另一端与第一电感的一端及负载的另一端相连接,第一电感的另一端与第四开关管的另一端、第二电容的另一端及第三开关管的一端相连接,第三开关管的另一端及第一电容的另一端与电源的负极相连接。
负载由并联连接的第三电容及电阻组成。
第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及第五开关管均为有源开关管。
第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及第五开关管均为MOS管。
当第一开关管、第四开关管及第五开关管导通时,第二开关管及第三开关管关断时,第一电容与第二电容串联充电,第一电感与第二电感并联放电给负载。
当第一开关管、第四开关管及第五开关管关断,第二开关管及第三开关管导通时,第一电容与第二电容并联放电给第一电感、第二电感及负载,第一电感与第二电感串联连接,从而将能量存储在第一电感及第二电感中。
本发明具有以下有益效果:
本发明所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器包括五个开关管、两个电容及两个电感,与同类型的非隔离型DC-DC转换器相比,器件的数目较低,能够适用于大变比降压应用领域,转换器的体积较小,拓扑的功率密度较高,且在工作时,本发明所述的转换器仅存在两个工作状态,工作原理较为简单。
进一步,各开关管均选用有源开关管具有低电压应力的特点,利于降低损耗。
附图说明
图1为本发明的结构示意图;
图2为第一种状态时本发明的电流流向图;
图3为第二种状态时本发明的电流流向图;
图4为本发明的工作波形图;
图5为本发明的闭环控制策略示意图;
图6为占空比D与开关管电压应力的关系图;
图7为输入输出电压仿真波形图;
图8为开关管电压应力仿真波形图;
图9为开关电容电压仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述:
参考图1,本发明所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器包括电源Uin、开关电容单元及开关电感单元,其中,所述开关电容单元包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第一电容C1及第二电容C2,所述开关电感单元包括第一电感L1、第二电感L2、第四开关管S4及第五开关管S5;电源Uin的正极与第一开关管S1的一端相连接,第一开关管S1的另一端与第二电容C2的一端及第二开关管S2的一端相连接,第二开关管S2的另一端与第一电容C1的一端、第二电感L2的一端及第五开关管S5的一端相连通,第二电感L2的另一端与第四开关管S4的一端及负载的一端相连接,第五开关管S5的另一端与第一电感L1的一端及负载的另一端相连接,第一电感L1的另一端与第四开关管S4的另一端、第二电容C2的另一端及第三开关管S3的一端相连接,第三开关管S3的另一端及第一电容C1的另一端与电源Uin的负极相连接,其中,负载由并联连接的第三电容Co及电阻R组成。
第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5均为有源开关管,具体的,第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5均为MOS管。
设忽略各开关管之间的死区,且第一电容C1与第二电容C2的电容值相同,第一电感L1与第二电感L2的电感值相同;
参考图1,当第一开关管S1、第四开关管S4及第五开关管S5导通时,第二开关管S2及第三开关管S3关断时,第一电容C1与第二电容C2串联充电,第一电感L1与第二电感L2并联放电给负载。
根据KVL定理得出:
Vin=2Vc+Vo (1)
VL=Vo (2)
参考图2,当第一开关管S1、第四开关管S4及第五开关管S5关断,第二开关管S2及第三开关管S3导通时,第一电容C1与第二电容C2并联放电给第一电感L1、第二电感L2及负载,第一电感L1与第二电感L2串联连接,从而将能量存储在第一电感L1及第二电感L2中。
根据KVL定理得出:
Vc=2VL+Vo (3)
根据电感元件的伏秒平衡特性,根据公式(2)和(3),得:
Figure BDA0002084318260000061
结合公式(1)、(2)、(3)和(4),求解得本发明的电压增益M为:
Figure BDA0002084318260000062
图4为本发明的工作波形图,各元器件电压应力基于上述理论分析,根据KVL定理得出第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5所承受的电压应力为:
VS1=Vin-VC2 (6)
VS2=Vin-VC2 (7)
VS3=Vin-VC1 (8)
VS4=VS5=VL-Vo (9)
基于公式(3)和(5),得电容电压应力表达式为:
Figure BDA0002084318260000063
基于公式(3)和(5),得电感电压应力表达式为:
Figure BDA0002084318260000064
将式(10)代入式(6)、(7)、(8)和(9)中,得开关管的电压应力为:
Figure BDA0002084318260000065
Figure BDA0002084318260000071
本发明的设计步骤为:
1)有源器件的选取:第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5的耐压选取根据表达式(12)和(13),考虑实际电路上面的寄生参数和电压尖峰,因此开关管的选择至少2倍于管子所承受的电压应力,根据理论可得,第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5所承受的电压应力随着占空比增加而减少,如图6所示,因此考虑用开关管所承受最大的电压应力为基准;
2)电容的选取:第一电容C1及第二电容C2在能量传递过程中起到非常重要的作用,为减少传递过程中的损耗,第一电容C1及第二电容C2的类型选择陶瓷电容,因为陶瓷电容具有更低的串联等效电阻,第一电容C1及第二电容C2选取电解电容,因为电解电容的容值较大,以减少输出电压纹波;
3)电感的选取:拓扑选取环形电感磁芯,因为环形电感在理论上无漏感,磁芯材料选取铁氧体磁芯,因为铁氧体相对于合金磁粉芯具有更好的磁导率和更低的铁损,电感绕组采用利兹线实现;
4)基于上述的运行原理及理论分析,使用DSP28335实现新型拓扑的PWM控制策略,如图5所示,用采样电阻采样输出电压,然后与参考值相减,经过PI算法调节后,生成PWM波用驱动电路,驱动芯片型号为UCC21520,送给第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4及第五开关管S5中;
5)用MATLAB仿真软件建立本发明,输入电压为100V,输出电压为12V,占空比为0.571,功率60W,图6至图9为拓扑的仿真模型,与理论分析达成一致。

Claims (6)

1.一种非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,包括电源(Uin)、负载、开关电容单元及开关电感单元,其中,所述开关电容单元包括第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第一电容(C1)及第二电容(C2),所述开关电感单元包括第一电感(L1)、第二电感(L2)、第四开关管(S4)及第五开关管(S5);
电源(Uin)的正极与第一开关管(S1)的一端相连接,第一开关管(S1)的另一端与第二电容(C2)的一端及第二开关管(S2)的一端相连接,第二开关管(S2)的另一端与第一电容(C1)的一端、第二电感(L2)的一端及第五开关管(S5)的一端相连通,第二电感(L2)的另一端与第四开关管(S4)的一端及负载的一端相连接,第五开关管(S5)的另一端与第一电感(L1)的一端及负载的另一端相连接,第一电感(L1)的另一端与第四开关管(S4)的另一端、第二电容(C2)的另一端及第三开关管(S3)的一端相连接,第三开关管(S3)的另一端及第一电容(C1)的另一端与电源(Uin)的负极相连接。
2.根据权利要求1所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,负载由并联连接的第三电容(Co)及电阻(R)组成。
3.根据权利要求1所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)及第五开关管(S5)均为有源开关管。
4.根据权利要求1所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)及第五开关管(S5)均为MOS管。
5.根据权利要求1所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,当第一开关管(S1)、第四开关管(S4)及第五开关管(S5)导通时,第二开关管(S2)及第三开关管(S3)关断时,第一电容(C1)与第二电容(C2)串联充电,第一电感(L1)与第二电感(L2)并联放电给负载。
6.根据权利要求1所述的非隔离型大降压比的DC-DC转换器,其特征在于,当第一开关管(S1)、第四开关管(S4)及第五开关管(S5)关断,第二开关管(S2)及第三开关管(S3)导通时,第一电容(C1)与第二电容(C2)并联放电给第一电感(L1)、第二电感(L2)及负载,第一电感(L1)与第二电感(L2)串联连接,从而将能量存储在第一电感(L1)及第二电感(L2)中。
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