CN111193393A - 一种用于储能装置的宽电压增益的dc/dc变换器 - Google Patents

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王萍
王智爽
毕华坤
杨瑞福
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Abstract

一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，所述的DC/DC变换器低压侧与储能装置相连，高压侧与直流母线相连，变换器主体是由两个buck/boost变换器组成，其中第一个是由电感L 1、功率开关Q 1、Q 3和电容C 1构成。另一个由电感L 2、功率开关Q 2、Q 4和Q 5以及电容C 2和C 3构成。两者通过低压侧并联和高压侧串联集合成一个新型双向直流变换器。本发明拓宽了电压增益范围并降低了功率器件和电容的电压应力，使其更适合于储能装置的电压变换和能量双向流动的场合。

Description

一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器
技术领域
本发明属于电力电子功率变换技术领域，尤其涉及一种适用于储能装置的新型宽电压增益的DC/DC变换器，属于储能装置与直流母线功率双向交换的应用场合。
背景技术
随着化石能源的日渐枯竭和自然环境的日益破坏，可再生能源凭借其可持续利用性和清洁低污染的优势受到广泛的关注，是目前缓解能源危机和环境污染的有效途径。但是以风能、太阳能为代表的可再生能源存在不连续、不稳定，间歇性且随时间和气候变化而变化等特点，随着这类可再生能源的发电设备容量在直流微电网中比重不断增加，其对微网造成的负面影响也日渐显著。为了解决上述问题，储能技术应运而生，为电力系统提供了能量缓冲和平衡的作用，在可再生能源发电系统和电力负荷存在功率不平衡的情况下，储能设备通过自身充放电使整个系统功率达到平衡，抑制由于可再生能源发电系统引起的电压波动与闪变以及提高直流微网的电能质量和运行稳定性。
传统的储能装置采用单体串联的形式挂接在直流母线上，但这种方式不利于储能单体内部的电压均衡且难以进行在线的维护和检修。故储能装置可采用单体并联的方式来避免串联方式引起的缺点，但单体并联的储能装置存在输出电压低的特点，这导致了储能装置与直流母线存在电压不匹配的问题。其次，储能装置的输出电压范围变化很大，同时，储能装置与直流母线之间的能量双向流动是必不可少的，因此需要一个宽电压增益范围的双向DC/DC转换器来连接储能装置与直流母线。
传统的隔离型双向DC/DC直流变换器容易实现宽电压增益范围，然而由于变压器存在漏感，会产生很大的电压应力，增加了开关损耗和电磁干扰。
发明内容
为解决现有技术存在的技术难题，本发明一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，有效节约生产成本，减小变换器的体积，提高效率，同时，适用于储能装置的电压变换和能量双向流动的场合。
一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，利用两个传统buck/boost变换器集合而成，其中第一个是由电感L 1、功率开关Q 1、Q 3和电容C 1构成。另一个由电感L 2、功率开关Q 2、Q 4和Q 5以及电容C 2和C 3构成。两者通过低压侧并联和高压侧串联构成一个新型双向直流变换器。该变换器拓宽了电压增益范围并降低了功率器件和电容的电压应力，使其更适合于储能装置的电压变换和能量双向流动的场合，具体方案如下：
所述直流变换器的低压侧与储能装置相连；
变换器主体是由两个buck/boost变换器组成，其中第一个是由电感L 1、功率开关Q 1、Q 3和电容C 1构成。另一种由电感L 2、功率开关Q 2、Q 4和Q 5以及电容C 2和C 3构成；
高压侧与直流母线相连；
所述直流变换器的增益M在升压和降压模式下分别为：
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE001
其中，d boost和d buck为升压模式和降压模式下功率开关的占空比，U high为高压侧电压，U low为低压侧电压；
电压应力为：
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE002
其中，U Q1、U Q2、U Q3、U Q4、U Q5分别为功率开关管的电压应力，U C1、U C2、U C3分别为相应电容的电压；功率器件关断时承受的电压应力均小于高压侧电压，且电容电压也均小于高压侧电压。
一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，通过升降压模式下在电感上建立较高的充放电电压，提高高压侧的电压。此外，通过两个变换器低压侧并联高压侧串联的特点进一步拓宽电压增益范围，降低了功率开关和电容上的电压应力。因此，该变换器适用于储能装置电压变换和能量双向流动的场合。
附图说明
图1为第二个传统buck/boost变换器；
图2为第一个传统buck/boost变换器；
图3为新型宽电压增益的双向DC/DC变换器拓扑；
图4为升压模式下S 1 S 2=11等效回路图；
图5为升压模式下S 1 S 2=00等效回路图；
图6为升压模式下拓扑稳定运行时的重要工作波形；
图7为降压模式下S 3 S 4 S 5=101等效回路图；
图8为降压模式下S 3 S 4 S 5=010等效回路图；
图9为降压模式下拓扑稳定运行时的重要工作波形。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。
实施例1：
一、拓扑结构
如图3所示的宽电压增益的双向DC/DC变换器。该DC/DC变换器低压侧与储能装置相连；高压侧与直流母线相连；变换器主体部分由两个传统buck/boost变换器构成，其中第一个如图2所示，由电感L 1、功率开关Q 1、Q 3和电容C 1构成。另一个如图1所示，由电感L 2、功率开关Q 2、Q 4和Q 5以及电容C 2和C 3构成。两者通过低压侧并联和高压侧串联构成一个新型双向直流变换器。
二、宽电压增益
本发明分升压模式和降压模式，升压模式即储能装置为直流母线提供能量，能量流动从低压侧到高压侧，降压模式即直流母线为储能装置传递能量，能量流动从高压侧到低压侧，以下分两种模式进行阐述。同时分析基于以下假设：忽略所有二极管的正向导通压降和开关管的导通内阻，及其他器件的寄生参数，且拓扑中的电容的容值和电感的感值足够大（即电路达到稳态时，电容两端的电压和电感流过的电流近似为恒定）。
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE003
升压模式
该模式下，Q 1、Q 2作为主开关管，Q 3、Q 4和Q 5作为从开关管（电流通过其反并联的二极管，不通过功率开关管本身），此外，功率开关Q 1和Q 2的门信号S 1和S 2是相同的，其占空比为d boost。拓扑等效回路图如图4和图5所示，拓扑工作的主要波形如图6所示。
当S 1 S 2=11时，功率开关管Q 1、Q 2导通，Q 3、Q 5反并联二极管反向截止，Q 4反并联二极管正向导通，电感L 1、L 2和电容C 2均储存能量，电容C 1和C 3释放能量。在S 1 S 2=11的状态有四个电压闭合回路：U low-Q 1-L 1-U low、U low-L 2-Q 2-C 1-U low、C 3-Q 2-C2-Q 4-C 3和C 2-C 1-U high-C 2。
当S 1 S 2=00时，功率开关管Q 1、Q 2关断，Q 3、Q 5反并联二极管正向导通，Q 4反并联二极管反向截止，电容C 1和C 3均储存能量，电感L 1、L 2和电容C 2释放能量。在S 1 S 2=00的状态有三个电压闭合回路：U low-L 2-C 3-Q 5-Q 3-L 1-U low、L 1-C 1-Q 3-L 1和C 2-C 1-U high-C 2。
根据伏秒平衡，电感在一个开关周期内储存和释放电量是相等的，分别对电感L 1、L 2列写方程：
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE004
（1）
简化式(1)得
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE005
（2）
在升压模式下电压增益M boost为
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE006
（3）
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE007
降压模式
该模式下，Q 3、Q 4和Q 5作为主开关管，Q 1、Q 2作为从开关管（电流通过其反并联的二极管，不通过功率开关管本身），此外，功率开关Q 3和Q 5的门信号S 3和S 5是相同的，其占空比为d buck,且S 4的占空比为1-d buck。拓扑等效回路图如图7和图8所示，拓扑工作的主要波形如图9所示。
当S 3 S 4 S 5=101时，功率开关管Q 3、Q 5导通，Q 4关断，Q 1、Q 2反并联二极管反向截止，电感L 1、L 2和电容C 2均储存能量，电容C 1和C 3释放能量。在S 1 S 2=11的状态有三个电压闭合回路：L 1-C 1-Q 3-L 1、U low-C 1-Q 5-C 3-L 2-U low和C 1-C 2-U high-C 1。
当S 3 S 4 S 5=010时，功率开关管Q 3、Q 5关断，Q 4导通，Q 3、Q 5反并联二极管反向截止，电容C 1和C 3均储存能量，电感L 1、L 2和电容C 2释放能量。在S 1 S 2=00的状态有三个电压闭合回路：U low-L 2-C 3-Q 5-Q 3-L 1-U low、C 1-Q 2-L 2-U low -C 1和C 1-C 2-U high-C 1。
根据伏秒平衡，电感在一个开关周期内储存和释放电量是相等的，分别对电感L 1、L 2列写方程：
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE008
（4）
简化式(4)得
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE009
（5）
在升压模式下电压增益M buckt为
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE010
（6）
三、低电压应力
Figure RE-455898DEST_PATH_IMAGE003
升压模式
根据拓扑等效回路图图4和图5可得升压模式下拓扑中功率开关管和电容的电压应力为：
Figure RE-DEST_PATH_IMAGE011
（7）
Figure RE-200737DEST_PATH_IMAGE007
降压模式
根据拓扑等效回路图图7和图8可得降压模式下拓扑中功率开关管和电容的电压应力为：
Figure RE-RE-DEST_PATH_IMAGE012
（8）
通过以上分析可得，本发明的拓扑中所有器件承受的电压值均小于输出电压，电压应力较低。当0.4<d boost <0.8 (0.2<d buck <0.6)时，Q 1和Q 3的电压应力小于U high的一半，如图8所示。电压应力随d boost的增加而减小（随d buck的减小而减小）。有利于选择耐压低、通态电阻小的功率开关管，有效降低开关损耗。此外，电容的电压与均低于U high，这也有利于提高效率。
实施例2
下面以图3所示的新型宽电压增益的双向DC/DC变换器拓扑，图4、5、7、8的拓扑等效回路图以及图6和图9的拓扑稳定运行时的重要工作波形，对本实施例1中方案的原理进行说明。该双向分为升压和降压模式，且对于每个模式，在一个载波周期中，变换器共经历两个开关状态。下面分别对升压和降压模式下两个开关状态进行说明。
Figure RE-105108DEST_PATH_IMAGE003
升压模式
当S 1 S 2=11时，该状态的等效电路如图4所示，功率开关管Q 1、Q 2导通，Q 3、Q 5反并联二极管反向截止，Q 4反并联二极管正向导通，根据图6的拓扑工作波形，低压侧电源U low给电感L 1充电，此外低压侧电源U low和C 1串联为电感L 2充电，电容C 3通过Q 2和Q 4的反并联二极管将能量转移到C 2。此外，电容C 2和C 1串联连接维持高压侧直流母线电压。
当S 1 S 2=00时，该状态的等效电路如图5所示，功率开关管Q 1、Q 2关断，Q 3、Q 5反并联二极管正向导通，Q 4反并联二极管反向截止，根据图6的拓扑工作波形，电感L 1为电容C 1提供能量，电感L 2为电容C 3提供能量，电容C 2和C 1串联连接维持高压侧直流母线电压。
Figure RE-267361DEST_PATH_IMAGE007
降压模式
当S 3 S 4 S 5=101时，该状态的等效电路如图7所示，功率开关管Q 3、Q 5导通，Q 4关断，Q 1、Q 2反并联二极管反向截止，根据图9的拓扑工作波形，电容C 1向电感L 1提供能量、电容C 3为电感L 2充电。
当S 3 S 4 S 5=010时，该状态的等效电路如图8所示，功率开关管Q 3、Q 5关断，Q 4导通，Q 3、Q 5反并联二极管反向截止，根据图9的拓扑工作波形，电感L 1为低压侧提供能量，电感L 2同时为低压侧和电容电容C 1充电，电容C 2通过Q 2和Q 4将能量转移到C 3。
综合上述两种模态，储能装置和高压侧直流母线可以实现能量的双向流动。本发明拓宽了电压增益范围并降低了功率器件和电容的电压应力，使其更适合于储能装置的电压变换和能量双向流动的场合。
本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。
本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，其特征在于：所述直流变换器由两个双向的buck/boost变换器通过低压侧并联，高压侧串联的形式整合而成；
所述直流变换器的低压侧与储能装置相连；
变换器主体是由两个buck/boost变换器组成，其中第一个是由电感L 1、功率开关Q 1、Q 3和电容C 1构成；另一个由电感L 2、功率开关Q 2、Q 4和Q 5以及电容C 2和C 3构成；
高压侧与直流母线相连；
所述直流变换器的增益M在升压和降压模式下分别为：
Figure 846798DEST_PATH_IMAGE001
其中，d boost和d buck为升压模式和降压模式下功率开关的占空比，U high为高压侧电压，U low为低压侧电压；
电压应力为：
Figure 67695DEST_PATH_IMAGE002
其中，U Q1、U Q2、U Q3、U Q4、U Q5分别为功率开关管的电压应力，U C1、U C2、U C3分别为相应电容的电压；功率器件关断时承受的电压应力均小于高压侧电压，且电容电压也均小于高压侧电压。
2.根据权利要求1所述的一种用于储能装置的宽电压增益的DC/DC变换器，其特征在于：所述直流变换器中同时具有电压增益范围宽和功率器件及电容电压应力小的特点。
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