TWI501522B - 三相升降壓功率因數校正轉換器 - Google Patents

三相升降壓功率因數校正轉換器 Download PDF

Info

Publication number
TWI501522B
TWI501522B TW101109871A TW101109871A TWI501522B TW I501522 B TWI501522 B TW I501522B TW 101109871 A TW101109871 A TW 101109871A TW 101109871 A TW101109871 A TW 101109871A TW I501522 B TWI501522 B TW I501522B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
diode
anode
switching transistor
cathode
inductor
Prior art date
Application number
TW101109871A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201240305A (en
Inventor
Ming Xu
Chuan-Yun Wang
Peng Mao
Original Assignee
Fsp Technology Inc
Fsp Powerland Technology Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fsp Technology Inc, Fsp Powerland Technology Inc filed Critical Fsp Technology Inc
Publication of TW201240305A publication Critical patent/TW201240305A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI501522B publication Critical patent/TWI501522B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Description

三相升降壓功率因數校正轉換器
本發明係有關於一種三相升降壓功率因數校正轉換器(Boost-Buck PFC Converter)，且特別是有關於一種利用三個獨立單相升降壓功率因數校正電路的三相升降壓功率因數校正轉換器。
近20年來，電力電子技術得到了快速發展，各類電力電子裝置在化工、通信等領域得到了廣泛應用，其中整流器是最為典型的一種。傳統的整流器包括二極體整流和採用閘流體(thyristors)的相控整流(phase-controlled rectifiers)，作為典型的非線性電路，工作過程中，整流器的輸入電流將含有大量諧波成分，這給公用電網造成了嚴重的諧波污染。功率因數校正(PFC)轉換器可以大幅降低輸入電流的諧波含量，實現單位功率因數整流，得到了各國學者的廣泛關注。
目前，具有升壓功能的單相升壓(Boost)型PFC轉換器得到了廣泛應用。該方案具有電路結構簡單，輸入電流連續，濾波器體積較小等方面的優勢，但應用範圍有限，即僅適用於輸出電壓大於輸入電壓峰值的場合。而在某些場合下，輸出電壓是小於輸入電壓峰值的，這意味著，一個基波週期內，轉換器既有工作在升壓(Boost)模式的階段，也有工作於降壓(Buck)模式的階段，因此，既能工 作於升壓(Boost)模式，又能工作於降壓(Buck)模式的PFC轉換器成了近年來國內外學者研究的熱點之一。
圖1為傳統單相升降壓(Buck-Boost)PFC轉換器電路拓撲，通過控制開關電晶體S1或S2可使轉換器工作在降壓(Buck)或升壓(Boost)工作模式。當開關電晶體S1恆導通，而開關電晶體S2處於脈寬調變(PWM)開關狀態時，轉換器處於升壓(Boost)工作模式。另外，當開關電晶體S2恆關閉，開關電晶體S1處於脈寬調變(PWM)開關狀態時，轉換器處於降壓(Buck)工作模式。然而，圖1所示之電路為單相升降壓(Buck-Boost)轉換器，僅適用於小功率場合。
圖2為一種現有的兩級式三相升降壓(Buck-Boost)PFC轉換器，該轉換器由前級三相降壓(Buck)PFC轉換器和後級升壓(Boost)電路構成，為三相三線制結構。該電路三相輸入電流相互耦合，控制較為複雜，不利於降低輸入電流的總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD)。
圖3為一種現有的三相四線制結構的三階三相升降壓(three-level three phase Buck-Boost)PFC轉換器。對於每相支路，在電源電壓正、負半周內各有半個支路處於工作狀態，具體的工作模式(降壓(Buck)或升壓(Boost)工作模式)由輸入電壓與輸出電壓之間的相對大小關係確定：當相電壓極性為正時，每相電路的上半支路處於工作狀態，此時，如果相電壓大於輸出電壓，則上半支路工作於降壓(Buck)模式，否則工作於升壓(Boost)模式；當 相電壓極性為負時，每相電路的下半支路處於工作狀態，此時，如果相電壓絕對值大於輸出電壓，則下半支路工作於降壓(Buck)模式，否則工作於升壓(Boost)模式。
圖3所示之電路有效解決了上述現有技術所存在的應用範圍窄、控制複雜的缺陷，且有利於降低電路中的總諧波失真。但根據圖3所示之電路拓撲可以看出，在降壓(Buck)工作模式下，任意時刻都有兩個二極體存在導通損耗，而傳統降壓(Buck)PFC在開關電晶體關閉期間僅有一個二極體存在導通損耗，因此，使用圖3所示拓撲的話，降壓(Buck)工作模式所占的比例越多，則二極體導通損耗導致的系統損耗越大，將顯著降低系統效率。另外，在升壓(Boost)工作模式下，電感儲能階段有一個二極體存在導通損耗，且在續流階段存在兩個二極體存在導通損耗，而傳統升壓(Boost)PFC轉換器在續流階段也只有一個二極體存在導通損耗，這也降低了轉換器的效率。
有鑒於此，本發明提出一種三相升降壓功率因數校正轉換器，藉以解決現有技術所存在的系統損耗較大的問題。
本發明之一示範性實施例提供一種三相升降壓功率因數校正轉換器，其包括：第一、一第二與一第三單相升降壓功率因數校正電路、第一輸出電容、第二輸出電容，以及中性線。其中，第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路分別接收三相電壓的其中之一，且分別具有一 中性點、一輸入端、一第一輸出端與一第二輸出端。第一輸出電容的一端連接三個中性點，而第一輸出電容的另一端則連接三個第一輸出端。第二輸出電容的一端連接三個中性點，而第二輸出電容的另一端則連接三個第二輸出端。中性線連接三個中性點。第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均由兩個在輸入電壓之正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且所述兩個單相升降壓轉換器在輸入側並聯，並在輸出側串聯。每一單相升降壓轉換器均由前端的升壓電路與後端的降壓電路串接而成。
作為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案，第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第四電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第六二極體的陰極和第五二極體的陽極均與中性點連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端均與中性點連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端與第五二極體的陰極連接，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接， 第四開關電晶體的第二端與第六二極體的陽極連接。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端接入第一二極體的陽極與第三二極體的陽極之間的連線，第二電感的一端與輸入端連接，第二電感的另一端接入第二二極體的陰極與第四二極體的陰極之間的連線，第三電感的一端與第一輸出端連接，第三電感的另一端與第三開關電晶體的第一端連接，第四電感的一端與第二輸出端連接，第四電感的另一端與第四開關電晶體的第二端連接。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端與中性點連接，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端與中性點連接。
進一步地，第一電感和第二電感磁性耦合，從而可以減少電路中元器件數量，使電路結構更緊湊。
作為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第二優選方案，第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第三電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第六二極體的陰極和第五二極體的陽極均與中性點連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二 端均與中性點連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端與第五二極體的陰極連接，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端與第六二極體的陽極連接。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端分別接入第一二極體與第三二極體的陽極之間的連線以及第二二極體與第四二極體的陰極之間的連線，第二電感的一端與第一輸出端連接，第二電感的另一端與第三開關電晶體的第一端連接，第三電感的一端與第二輸出端連接，第三電感的另一端與第四開關電晶體的第二端連接。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端與中性點連接，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端與中性點連接。
作為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案，第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第三電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第五二極體的陰極與第一輸出端連接，第六二極體的陽極與第二輸出端連接，第五 二極體的陽極與第六二極體的陰極連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與第一輸出端之間的連線，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端接入第六二極體的陽極與第二輸出端的連線。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端接入第一二極體的陽極與第三二極體的陽極之間的連線，第二電感的一端與輸入端連接，第二電感的另一端接入第二二極體的陰極與第四二極體的陰極之間的連線，第三電感的一端與中性點連接，第三電感的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線以及第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端之間的連線。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線。
進一步地，第一電感和第二電感磁性耦合，從而可以 減少電路中元器件數量，使電路結構更緊湊。
作為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第四優選方案，第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一與第二電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第五二極體的陰極與第一輸出端連接，第六二極體的陽極與第二輸出端連接，第五二極體的陽極與第六二極體的陰極連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與第一輸出端之間的連線，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端接入第六二極體的陽極與第二輸出端的連線。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端分別接入第一二極體與第三二極體的陽極之間的連線以及第二二極體與第四二極體的陰極之間的連線，第二電感的一端與中性點連接，第二電感的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線以及第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端之間的連線。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器可解耦(decouple)為三個獨立的單相升降壓功率因數校正轉換器。因此，本發明另一示範性實施例提供一種單相升降壓功率因數校正轉換器，其包括：單相升降壓功率因數校正電路、第一輸出電容、第二輸出電容，以及中性線。單相升降壓功率因數校正電路具有一中性點、一輸入端、一第一輸出端與一第二輸出端。第一輸出電容的一端與中性點連接，而第一輸出電容的另一端則與第一輸出端連接。第二輸出電容的一端與中性點連接，而第二輸出電容的另一端則與第二輸出端連接。中性線連接中性點。單相升降壓功率因數校正電路由兩個在輸入電壓正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且所述兩個單相升降壓轉換器在輸入側並聯，並在輸出側串聯。每一單相升降壓轉換器均由前端的升壓電路與後端的降壓電路串接而成。
作為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案，單相升降壓功率因數校正電路包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第四電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極 體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第六二極體的陰極和第五二極體的陽極均與中性點連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端均與中性點連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端與第五二極體的陰極連接，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端與第六二極體的陽極連接。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端接入第一二極體的陽極與第三二極體的陽極之間的連線，第二電感的一端與輸入端連接，第二電感的另一端接入第二二極體的陰極與第四二極體的陰極之間的連線，第三電感的一端與第一輸出端連接，第三電感的另一端與第三開關電晶體的第一端連接，第四電感的一端與第二輸出端連接，第四電感的另一端與第四開關電晶體的第二端連接。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端與中性點連接，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端與中性點連接。
進一步地，第一電感和第二電感磁性耦合，從而可以 減少電路中元器件數量，使電路結構更緊湊。
作為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第二優選方案，單相升降壓功率因數校正電路包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第三電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第六二極體的陰極和第五二極體的陽極均與中性點連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端均與中性點連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端與第五二極體的陰極連接，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端與第六二極體的陽極連接。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端分別接入第一二極體與第三二極體的陽極之間的連線以及第二二極體與第四二極體的陰極之間的連線，第二電感的一端與第一輸出端連接，第二電感的另一端與第三開關電晶體的第一端連接，第三電感的一端與第二輸出端連接，第三電感的另一端與第四開關電晶體的第二端連接。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端 與中性點連接，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端與中性點連接。
作為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案，單相升降壓功率因數校正電路包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一至第三電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第五二極體的陰極與第一輸出端連接，第六二極體的陽極與第二輸出端連接，第五二極體的陽極與第六二極體的陰極連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與第一輸出端之間的連線，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端接入第六二極體的陽極與第二輸出端的連線。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端接入第一二極體的陽極與第三二極體的陽極之間的連線，第二電感的一端與輸入端連接，第二電感的另一端接入第二二極體的陰極與第四二極體的陰極之間的連線，第三電感 的一端與中性點連接，第三電感的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線與第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端之間的連線。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線。
進一步地，第一電感和第二電感磁性耦合，從而可以減少電路中元器件數量，使電路結構更緊湊。
作為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第四優選方案，單相升降壓功率因數校正電路包括：第一至第六二極體、第一至第四開關電晶體、第一與第二電感，以及第一與第二濾波電容。第一二極體的陽極與第三二極體的陽極連接，第二二極體的陰極與第四二極體的陰極連接，第五二極體的陰極與第一輸出端連接，第六二極體的陽極與第二輸出端連接，第五二極體的陽極與第六二極體的陰極連接。
第一至第四開關電晶體之每一具有一第一端與一第二端。第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端連接，第一開關電晶體的第二端與第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與第一輸 出端之間的連線，第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極連接，第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極連接，第四開關電晶體的第二端接入第六二極體的陽極與第二輸出端的連線。
第一電感的一端與輸入端連接，第一電感的另一端分別接入第一二極體與第三二極體的陽極之間的連線以及第二二極體與第四二極體的陰極之間的連線，第二電感的一端與中性點連接，第二電感的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線以及第一開關電晶體的第一端與第二開關電晶體的第二端之間的連線。
第一濾波電容的一端接入第三開關電晶體的第二端與第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線，第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與第四二極體的陽極之間的連線，第二濾波電容的另一端接入第五二極體的陽極與第六二極體的陰極之間的連線。
基於上述，本發明所提的三相升降壓功率因數校正轉換器包含三個獨立的單相升降壓功率因數校正電路，可分別對三相電的每一相進行功率因數校正。每一單相升降壓功率因數校正電路由兩個分別在輸入電壓正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且這兩個單相升降壓轉換器在輸入側並聯，並在輸出側串聯。每一個單相升降壓轉換器均由前端的升壓電路與後端的降壓電路串接而成。相比現有技術，不論是在升壓(Boost)模式，還是在降壓 (Buck)模式下，均可有效降低導通損耗，提高整個系統的效率。
應瞭解的是，上述一般描述及以下具體實施方式僅為例示性及闡釋性的，其並不能限制本發明所欲主張之範圍。
現將詳細參考本發明之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件代表相同或類似部分。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器包括三個獨立的單相升降壓功率因數校正電路，且每一單相升降壓功率因數校正電路均由前端的升壓電路與後段的降壓電路串接而成，即為單相升降壓功率因數校正(Boost-Buck PFC)電路。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案，如圖4所示，包括分別接收三相電壓(Va、Vb、Vc)的其中之一相電壓的第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路、第一輸出電容Co1、第二輸出電容Co2，以及一條中性線N。所述第一、第二與第三單相升降壓功率因數校正電路分別包含：一中性點、一輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端。第一輸出電容Co1的一端與所述三個中性點連接，第一輸出電容Co1的另一端與所述三個第一輸出端連接。第二輸出電容Co2的一端與所述三個中 性點連接，第二輸出電容Co2的另一端與所述三個第二輸出端連接。所述三個中性點均與所述中性線連接。
圖4所示的三相升降壓功率因數校正轉換器還包括二極體(diode)Da1-Da6、Db1-Db6、Dc1-Dc6，開關電晶體(switch transistor)Sa1-Sa4、Sb1-Sb4、Sc1-Sc4，電感(inductor)La1-La4、Lb1-Lb4、Lc1-Lc4，以及濾波電容(filter capacitor)Ca1-Ca2、Cb1-Cb2、Cc1-Cc2，其連接方式如圖4所示。
更清楚來說，二極體Da1/Db1/Dc1的陽極與二極體Da3/Db3/Dc3的陽極連接。二極體Da2/Db2/Dc2的陰極與二極體Da4/Db4/Dc4的陰極連接。二極體Da6/Db6/Dc6的陰極和二極體Da5/Db5/Dc5的陽極均與中性點連接。
開關電晶體Sa1-Sa4/Sb1-Sb4/Sc1-Sc4之每一具有第一端與第二端。開關電晶體Sa1/Sb1/Sc1的第一端與開關電晶體Sa2/Sb2/Sc2的第二端均與中性點連接。開關電晶體Sa1/Sb1/Sc1的第二端與二極體Da1/Db1/Dc1的陰極連接。開關電晶體Sa2/Sb2/Sc2的第一端與二極體Da2/Db2/Dc2的陽極連接。開關電晶體Sa3/Sb3/Sc3的第一端與二極體Da5/Db5/Dc5的陰極連接。開關電晶體Sa3/Sb3/Sc3的第二端與二極體Da3/Db3/Dc3的陰極連接。開關電晶體Sa4/Sb4/Sc4的第一端與二極體Da4/Db4/Dc4的陽極連接。開關電晶體Sa4/Sb4/Sc4的第二端與二極體Da6/Db6/Dc6的陽極連接。
電感La1/Lb1/Lc1的一端與輸入端連接。電感 La1/Lb1/Lc1的另一端接入二極體Da1/Db1/Dc1的陽極與二極體Da3/Db3/Dc3的陽極之間的連線。電感La2/Lb2/Lc2的一端與輸入端連接。電感La2/Lb2/Lc2的另一端接入二極體Da2/Db2/Dc2的陰極與二極體Da4/Db4/Dc4的陰極之間的連線。電感La3/Lb3/Lc3的一端與第一輸出端連接。電感La3/Lb3/Lc3的另一端與開關電晶體Sa3/Sb3/Sc3的第一端連接。電感La4/Lb4/Lc4的一端與第二輸出端連接。電感La4/Lb4/Lc4的另一端與開關電晶體Sa4/Sb4/Sc4的第二端連接。
濾波電容Ca1/Cb1/Cc1的一端接入開關電晶體Sa3/Sb3/Sc3的第二端與二極體Da3/Db3/Dc3的陰極之間的連線。濾波電容Ca1/Cb1/Cc1的另一端與中性點連接。濾波電容Ca2/Cb2/Cc2的一端接入開關電晶體Sa4/Sb4/Sc4的第一端與二極體Da4/Db4/Dc4的陽極之間的連線。濾波電容Ca2/Cb2/Cc2的另一端與中性點連接。
本發明如圖4所示之三相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案改進的方案如附圖5所示，電感La1與La2、Lb1與Lb2、Lc1與Lc2磁性耦合(magnetically coupled)，即兩個電感共用同一磁芯，其餘部分與圖4相同。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第二優選方案如附圖6所示，其中電感La1，Lb1，Lc1分別取代了圖4電路中的La1-La2，Lb1-Lb2，Lc1-Lc2，從而使得整個電路更精簡，所用的元件更少，具體連接方式如圖6 所示，亦即：除了1)電感La1/Lb1/Lc1的一端與輸入端連接、2)電感La1/Lb1/Lc1的另一端分別接入二極體Da1/Db1/Dc1與二極體Da3/Db3/Dc3的陽極之間的連線以及二極體Da2/Db2/Dc2與二極體Da4/Db4/Dc4的陰極之間的連線，以及3)電感La3/Lb3/Lc3的編號改為La2/Lb2/Lc2，而電感La4/Lb4/Lc4的編號改為La3/Lb3/Lc3外，電路其餘部分與圖4相同。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案如附圖7所示，其中電感La3，Lb3，Lc3分別取代了圖4電路中的La3-La4，Lb3-Lb4，Lc3-Lc4，從而使得整個電路更精簡，所用的元件更少，具體連接方式如圖7所示，亦即：除了1)二極體Da5/Db5/Dc5的陰極直接與第一輸出端連接、2)二極體Da6/Db6/Dc6的陽極直接與第二輸出端連接、3)電感La3/Lb3/Lc3的一端與中性點連接，而二極體Da5/Db5/Dc5的陽極與二極體Da6/Db6/Dc6的陰極之間的連線、開關電晶體Sa1/Sb1/Sc1的第一端與開關電晶體Sa2/Sb2/Sc2的第二端之間的連線以及濾波電容Ca1/Cb1/Cc1與濾波電容Ca2/Cb2/Cc2之間的連線都改為接入電感La3/Lb3/Lc3的另一端外，電路其餘部分與圖4相同。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案改進的方案如附圖8所示，電感La1與La2、Lb1與Lb2、Lc1與Lc2磁性耦合，即兩個電感共用同一磁芯，其餘部分與圖7相同。
本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第四優選方案如附圖9所示，其中電感La1，Lb1，Lc1分別取代了圖4中的的La1-La2，Lb1-Lb2，Lc1-Lc2，而電感La2，Lb2，Lc2分別取代了圖4電路中的La3-La4，Lb3-Lb4，Lc3-Lc4，從而進一步精簡了電路結構，其具體連接方式如圖9所示，亦即：除了1)電感La1/Lb1/Lc1的一端與輸入端連接、2)電感La1/Lb1/Lc1的另一端分別接入二極體Da1/Db1/Dc1與二極體Da3/Db3/Dc3的陽極之間的連線以及二極體Da2/Db2/Dc2與二極體Da4/Db4/Dc4的陰極之間的連線、3)二極體Da5/Db5/Dc5的陰極直接與第一輸出端連接、4)二極體Da6/Db6/Dc6的陽極直接與第二輸出端連接、5)電感La2/Lb2/Lc2的一端與中性點連接，而二極體Da5/Db5/Dc5的陽極與二極體Da6/Db6/Dc6的陰極之間的連線、開關電晶體Sa1/Sb1/Sc1的第一端與開關電晶體Sa2/Sb2/Sc2的第二端之間的連線以及濾波電容Ca1/Cb1/Cc1與濾波電容Ca2/Cb2/Cc2之間的連線都改為接入電感La3/Lb3/Lc3的另一端外，電路其餘部分與圖4相同。
圖4-圖9的電路均可解耦(decouple)為三個獨立的單相升降壓功率因數校正轉換器，從而可得到一種單相升降壓功率因數校正轉換器，其包括：單相升降壓功率因數校正電路、第一輸出電容、第二輸出電容，以及一條中性線。所述單相升降壓功率因數校正電路包含一中性點、一輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端。第一輸出電容的 一端與所述中性點連接，第一輸出電容的另一端與所述第一輸出端連接。第二輸出電容的一端與所述中性點連接，第二輸出電容的另一端與所述第二輸出端連接。所述中性線與所述中性點連接。所述單相升降壓功率因數校正電路由前端的升壓(Boost)電路與後段的降壓(Buck)電路串接而成，即此單相升降壓功率因數校正電路為升降壓功率因數校正(Boost-Buck PFC)電路。
類似的，可得到本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的6種優選方案，分別如圖10-圖15所示。
由於本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器可解耦為三個本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器，其基本原理及工作過程完全相同，因此下面僅以圖10所示的單相升降壓功率因數校正轉換器為例來說明本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器及單相升降壓功率因數校正轉換器的原理及其工作過程。
圖10中的單相升降壓功率因數校正轉換器可分解為兩個對稱支路，如圖16所示，即實線連接的上半支路和虛線連接的下半支路，而且上、下支路中元器件數目和型號完全一樣。以上半支路為例，電路中包含兩個電感L1和L3、兩個開關電晶體S1和S3、三個二極體D1、D3和D5、濾波電容C1，以及輸出電容Co1。
令輸入電壓為Vin，輸出電容Co1和Co2兩端的電壓分別為Vo1和Vo2，則該轉換器工作過程可描述如下：
1)當Vin>0時，即輸入電壓正半周內，單相升降壓 轉換器上半支路處於工作狀態，具體工作模式可表述為：當Vin<Vo1時，上半支路工作於升壓(Boost)模式，在此階段，開關電晶體S3處於恆導通狀態，二極體D5處於截止狀態，開關電晶體S1處於脈寬調變(PWM)開關工作狀態：開關電晶體S1導通期間，電感L1儲能，電感電流iL1增大，二極體D3和D5截止，電流通路如圖17(a)所示；另外，開關電晶體S1關閉期間，二極體D3導通，D5截止，電流通路如圖17(b)所示。
當Vin>Vo1時，上半支路工作於降壓(Buck)模式，在此階段，開關電晶體S1處於恆關閉狀態，二極體D3恆導通，開關電晶體S3處於脈寬調變(PWM)開關工作狀態：開關電晶體S3導通期間，交流電源(Vin)直接向負載側傳輸功率，二極體D5截止，電流通路如圖18(a)所示；另外，開關電晶體S3關閉期間，電感L3通過二極體D5續流，電流通路如圖18(b)所示。
2)當Vin<0時，即輸入電壓負半周內，單相升降壓轉換器下半支路處於工作狀態，具體工作模式為：當Vin<Vo2時，下半支路工作於升壓(Boost)模式，在此階段，開關電晶體S4處於恆導通狀態，開關電晶體S2處於脈寬調變(PWM)開關工作狀態：開關電晶體S2導通期間，電感電流iL2增大，二極體D4和D6截止，電流通路如圖19(a)所示；另外，開關電晶體S2關閉期間，二極體D4導通，D6截止，電流通路如圖19(b)所示。
當Vin>Vo2時，下半支路工作於降壓(Buck)模式， 在此階段，開關電晶體S2處於恆關閉狀態，開關電晶體S4處於脈寬調變(PWM)開關工作狀態：開關電晶體S4導通期間，交流電源(Vin)直接向負載側傳輸功率，電感電流iL2的絕對值增大，二極體D6截止，電流通路如圖20(a)所示；另外，開關電晶體S4關閉期間，電感L4通過二極體D6續流，給輸出電容Co2充電，電流通路如圖20(b)所示。
圖21為圖10的單相升降壓功率因數校正轉換器的控制方塊圖，採用了電壓外環和電流內環的雙環控制結構。為將輸出電壓控制在給定值，並實現輸入側的功率因數校正，需採樣輸出電壓、輸入側電感電流，另外，為了協助分配開關控制脈衝，並產生輸入電流的參考信號，還需要對電源電壓進行採樣，具體控制原理如下：首先，採樣輸出電壓，計算輸出電壓參考Vref與實際輸出之間的差值，並將誤差送電壓控制器PI_vout，通常為比例-積分控制器，即PI控制器，然後將電壓控制器的輸出與輸入電壓採樣值相乘，從而得到輸入電流參考信號iref；再將電流參考與輸入電流採樣值求差，並進行PI運算，控制器的輸出即可作為調變波，最後，調變波與載波交叉產生控制脈衝(Qs1-Qs4)。
相比現有技術，本發明的三相及單相升降壓功率因數校正轉換器可有效提高系統效率。下面以電源電壓正半週期的A相支路為例，將本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器(圖4所示)與圖3所示的電路進行比較分析。
在升壓(Boost)工作模式下(圖3中的開關電晶體Sa1恆導通，圖4中的開關電晶體Sa3恆導通)：對於圖3所示的電路，開關電晶體Sa3導通期間，開關電晶體Sa1、Sa3和二極體Ba1存在導通損耗；對於圖4所示電路，開關電晶體Sa1導通期間，開關電晶體Sa1、Sa3和二極體Da1存在導通損耗。因此，這一過程中，兩個電路涉及導通損耗的開關電晶體類型和數量都對應相等，導通損耗並無太大差別。
對於圖3所示電路，當開關電晶體Sa3關閉後，二極體Da1、Da3存在導通損耗；對於圖4所示的電路，當開關電晶體Sa1關閉後，二極體Da3和開關電晶體Sa3存在導通損耗。因此，這一過程中，雖然兩個電路涉及導通損耗的開關元件數量相等，但圖4電路中涉及的是單一開關電晶體和單一二極體，而圖3拓撲涉及的是兩個二極體，而通常情況下，二極體的導通電阻要比開關電晶體的導通電阻大，所以在流過同等電流情況下，二極體的導通損耗比開關電晶體來的大，故這一過程中圖4所示的電路可以實現更高的效率。
在降壓(Buck)工作模式下(圖3電路中開關電晶體Sa3恆關閉，圖4電路中開關電晶體Sa1恆關閉)：對於圖3所示的電路，開關電晶體Sa1導通期間，開關電晶體Sa1和二極體Ba1、Da3存在導通損耗；而對於圖4所示電路，開關電晶體Sa3導通期間，僅有開關電晶體Sa3和二極體Da3存在導通損耗。因此，這一過程中， 與圖3所示電路相比，圖4所示電路拓撲減少了一個二極體的導通損耗，可以實現更高的效率。
對於圖3所示的電路，開關電晶體Sa1關閉期間，二極體Da1、Da3存在導通損耗；對於圖4所示的電路，開關電晶體Sa3關閉期間，二極體Da3、Da5存在導通損耗。因此，這一過程中，兩個電路涉及導通損耗的開關元件數目和類型都相等，導通損耗並無太大差別。
通過上面的分析可以看出，不論是在升壓(Boost)工作模式，還是在降壓(Buck)工作模式下，圖4所示電路拓撲都可以實現更高的效率，這在大容量UPS電源系統中具有重要意義。
綜上所述，本發明所提的三相升降壓功率因數校正轉換器包含三個獨立的單相升降壓功率因數校正電路，可分別對三相電的每一相進行功率因數校正。每一單相升降壓功率因數校正電路由兩個分別在輸入電壓正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且這兩個單相升降壓轉換器在輸入側並聯，並在輸出側串聯。每一個單相升降壓轉換器均由前端的升壓電路與後端的降壓電路串接而成。相比現有技術，不論是在升壓(Boost)模式，還是在降壓(Buck)模式下，均可有效降低導通損耗，提高整個系統的效率。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本 發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。另外，本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利檔搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。
Vin‧‧‧輸入電壓
Va、Vb、Vc‧‧‧三相電壓
B1~B4、Ba1、Ba2、Bb1、Bb2、Bc1、Bc2、Da1~Da6、Db1~Db6、Dc1~Dc6、D1~D13‧‧‧二極體
S1~S4、Sa1~Sa4、Sb1~Sb4、Sc1~Sc4‧‧‧開關電晶體
C1~C3、Co、Co1、Co2、Ca1、Ca2‧‧‧電容
L1~L5、La1~La4、Lb1~Lb4、Lc1~Lc4‧‧‧電感
N‧‧‧中性線
Vo1、Vo2‧‧‧端電壓
Qs1-Qs4‧‧‧控制脈衝
Vref‧‧‧輸出電壓參考
iref‧‧‧輸入電流參考信號
PI_vout‧‧‧電壓控制器
iL1、iL2‧‧‧電感電流
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。
圖1為傳統單相升降壓功率因數校正(Buck-Boost PFC)轉換器電路圖。
圖2為一種現有的兩級式三相升降壓功率因數校正(Buck-Boost PFC)轉換器的電路圖。
圖3為一種現有的三相四線制結構的三階三相升降壓功率因數校正(Buck-Boost PFC)轉換器電路圖。
圖4為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案的電路圖。
圖5為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案的改進的電路圖。
圖6本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第二優選方案的電路圖。
圖7本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案的電路圖。
圖8為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案的改進的電路圖。
圖9為本發明的三相升降壓功率因數校正轉換器的第四優選方案的電路圖。
圖10為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案的電路圖。
圖11為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案的改進的電路圖。
圖12為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第二優選方案的電路圖。
圖13為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案的電路圖。
圖14為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第三優選方案的改進的電路圖。
圖15為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第四優選方案的電路圖。
圖16為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的第一優選方案的分解示意圖。
圖17為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器在電源電壓正半周期間的升壓(Boost)工作模式示意圖，其中圖(a)為開關電晶體S1導通期間工作狀態示意圖，圖(b)為開關電晶體S1關閉期間工作狀態示意圖。
圖18為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器在電源電壓正半周期間的降壓(Buck)工作模式示意圖，其 中圖(a)為開關電晶體S3導通期間工作狀態示意圖，圖(b)為開關電晶體S3關閉期間工作狀態示意圖。
圖19為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器在電源電壓負半周期間的升壓(Boost)工作模式示意圖，其中圖(a)為開關電晶體S2導通期間工作狀態示意圖，圖(b)為開關電晶體S2關閉期間工作狀態示意圖。
圖20為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器在電源電壓負半周期間的降壓(Buck)工作模式示意圖，其中圖(a)為開關電晶體S4導通期間工作狀態示意圖，圖(b)為開關電晶體S4關閉期間工作狀態示意圖。
圖21為本發明的單相升降壓功率因數校正轉換器的控制方塊圖，其中Qs1-Qs4分別為開關電晶體S1-S4的控制脈衝。
Va、Vb、Vc‧‧‧三相電壓
Da1~Da6、Db1~Db6、Dc1~Dc6‧‧‧二極體
Sa1~Sa4、Sb1~Sb4、Sc1~Sc4‧‧‧開關電晶體
Co1、Co2、Ca1、Ca2‧‧‧電容
La1~La4、Lb1~Lb4、Lc1~Lc4‧‧‧電感
N‧‧‧中性線

Claims (14)

  1. 一種三相升降壓功率因數校正轉換器，包括：一第一、一第二與一第三單相升降壓功率因數校正電路，分別接收三相電壓的其中之一，且分別具有一中性點、一輸入端、一第一輸出端與一第二輸出端；一第一輸出電容，其一端連接該些中性點，而其另一端則連接該些第一輸出端；一第二輸出電容，其一端連接該些中性點，而其另一端則連接該些第二輸出端；以及一中性線，連接該些中性點，其中，該第一、該第二與該第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均由兩個在一輸入電壓之正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且所述兩個單相升降壓轉換器在一輸入側並聯，並在一輸出側串聯，每一單相升降壓轉換器均由一前端的升壓電路與一後端的降壓電路串接而成。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之三相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一、該第二與該第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第六二極體的陰極與該第五二極體的陽極均與該中性點連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一 第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端均與該中性點連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端與該第五二極體的陰極連接，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端與該第六二極體的陽極連接；一第一至一第四電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端接入該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極之間的連線，該第二電感的一端與該輸入端連接，該第二電感的另一端接入該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極之間的連線，該第三電感的一端與該第一輸出端連接，該第三電感的另一端與該第三開關電晶體的第一端連接，該第四電感的一端與該第二輸出端連接，該第四電感的另一端與該第四開關電晶體的第二端連接；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端與該中性點連接，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端與該中性點連接。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之三相升降壓功率因數 校正轉換器，其中該第一電感和該第二電感磁性耦合。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之三相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一、該第二與該第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第六二極體的陰極與該第五二極體的陽極均與該中性點連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端均與該中性點連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端與該第五二極體的陰極連接，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端與該第六二極體的陽極連接；一第一至一第三電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端分別接入該第一二極體與該第三二極體的陽極之間的連線以及該第二二極體與該第四二極體的陰極之間的連線，該第二電感的一端與該第一輸出端連接，該第二電感的另一端與該第三開關電晶體的第一端連接，該第三電感的一端與該第二輸出端連接，該第三電感的另一端與該第四開關電晶體的第二端連接；以 及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端與該中性點連接，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端與該中性點連接。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之三相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一、該第二與該第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第五二極體的陰極與該第一輸出端連接，該第六二極體的陽極與該第二輸出端連接，該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端接入該第五二極體的陰極與該第一輸出端之間的連線，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端接入該第六二極體的陽極與該 第二輸出端的連線；一第一至一第三電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端接入該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極之間的連線，該第二電感的一端與該輸入端連接，該第二電感的另一端接入該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極之間的連線，該第三電感的一端與該中性點連接，第三電感的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線以及該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端之間的連線；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線，該第二濾波電容的一端接入第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之三相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一電感與該第二電感磁性耦合。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之三相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一、該第二與該第三單相升降壓功率因數校正電路之每一均包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四 二極體的陰極連接，該第五二極體的陰極與該第一輸出端連接，該第六二極體的陽極與該第二輸出端連接，該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與該第一輸出端之間的連線，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端接入該第六二極體的陽極與該第二輸出端的連線；一第一與一第二電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端分別接入該第一二極體與該第三二極體的陽極之間的連線以及該第二二極體與該第四二極體的陰極之間的連線，該第二電感的一端與中性點連接，該第二電感的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線以及該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端之間的連線；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，第一濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線，該第二濾波電容 的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線。
  8. 一種單相升降壓功率因數校正轉換器，包括：一單相升降壓功率因數校正電路，具有一中性點、一輸入端、一第一輸出端與一第二輸出端；一第一輸出電容，其一端與該中性點連接，而其另一端則與該第一輸出端連接；一第二輸出電容，其一端與該中性點連接，而其另一端則與該第二輸出端連接；以及一中性線；連接該中性點，其中，該單相升降壓功率因數校正電路由兩個在一輸入電壓正、負半周獨立工作的單相升降壓轉換器組成，且所述兩個單相升降壓轉換器在一輸入側並聯，並在一輸出側串聯，每一單相升降壓轉換器均由一前端的升壓電路與一後端的降壓電路串接而成。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之單相升降壓功率因數校正轉換器，其中該單相升降壓功率因數校正電路包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第六二極體的陰極和該第五二極體的陽極均與該中性點連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一 第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端均與該中性點連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端與第五二極體的陰極連接，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端與該第六二極體的陽極連接；一第一至一第四電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端接入該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極之間的連線，該第二電感的一端與該輸入端連接，該第二電感的另一端接入該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極之間的連線，該第三電感的一端與該第一輸出端連接，該第三電感的另一端與該第三開關電晶體的第一端連接，該第四電感的一端與該第二輸出端連接，該第四電感的另一端與該第四開關電晶體的第二端連接；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端與該中性點連接，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端與該中性點連接。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之單相升降壓功率因 數校正轉換器，其中該第一電感與第二電感磁性耦合。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之單相升降壓功率因數校正轉換器，其中該單相升降壓功率因數校正電路包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第六二極體的陰極與該第五二極體的陽極均與該中性點連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端均與該中性點連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端與該第五二極體的陰極連接，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端與該第六二極體的陽極連接；一第一至一第三電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端分別接入該第一二極體與該第三二極體的陽極之間的連線以及該第二二極體與該第四二極體的陰極之間的連線，該第二電感的一端與該第一輸出端連接，該第二電感的另一端與該第三開關電晶體的第一端連接，該第三電感的一端與該第二輸出端連接，該第三電感的另一端與該第四開關電晶體的第二端連接；以及 一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端與該中性點連接，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端與該中性點連接。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之單相升降壓功率因數校正轉換器，其中該單相升降壓功率因數校正電路包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第五二極體的陰極與該第一輸出端連接，該第六二極體的陽極與該第二輸出端連接，該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，第二開關電晶體的第一端與第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端接入第五二極體的陰極與該第一輸出端之間的連線，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端接入該第六二極體的陽極與該第二輸出端的連線；一第一至一第三電感，其中該第一電感的一端與該輸 入端連接，該第一電感的另一端接入該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極之間的連線，該第二電感的一端與該輸入端連接，該第二電感的另一端接入該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極之間的連線，該第三電感的一端與該中性點連接，該第三電感的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之單相升降壓功率因數校正轉換器，其中該第一電感與第二電感磁性耦合。
  14. 如申請專利範圍第8項所述之單相升降壓功率因數校正轉換器，其中該單相升降壓功率因數校正電路包括：一第一至一第六二極體，其中該第一二極體的陽極與該第三二極體的陽極連接，該第二二極體的陰極與該第四二極體的陰極連接，該第五二極體的陰極與該第一輸出端連接，該第六二極體的陽極與該第二輸出端連接，該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極連接；一第一至一第四開關電晶體，每一開關電晶體具有一第一端與一第二端，其中該第一開關電晶體的第一端與第 二開關電晶體連接，該第一開關電晶體的第二端與該第一二極體的陰極連接，該第二開關電晶體的第一端與該第二二極體的陽極連接，該第三開關電晶體的第一端接入該第五二極體的陰極與該第一輸出端之間的連線，該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極連接，該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極連接，該第四開關電晶體的第二端接入該第六二極體的陽極與該第二輸出端的連線；一第一與一第二電感，其中該第一電感的一端與該輸入端連接，該第一電感的另一端分別接入該第一二極體與該第三二極體的陽極之間的連線以及該第二二極體與該第四二極體的陰極之間的連線，該第二電感的一端與該中性點連接，該第二電感的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線以及該第一開關電晶體的第一端與該第二開關電晶體的第二端之間的連線；以及一第一與一第二濾波電容，其中該第一濾波電容的一端接入該第三開關電晶體的第二端與該第三二極體的陰極之間的連線，該第一濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線，該第二濾波電容的一端接入該第四開關電晶體的第一端與該第四二極體的陽極之間的連線，該第二濾波電容的另一端接入該第五二極體的陽極與該第六二極體的陰極之間的連線。
TW101109871A 2011-03-24 2012-03-22 三相升降壓功率因數校正轉換器 TWI501522B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110071620.0A CN102694460B (zh) 2011-03-24 2011-03-24 三相升降压功率因数校正变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201240305A TW201240305A (en) 2012-10-01
TWI501522B true TWI501522B (zh) 2015-09-21

Family

ID=46859770

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101109871A TWI501522B (zh) 2011-03-24 2012-03-22 三相升降壓功率因數校正轉換器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8760128B2 (zh)
CN (1) CN102694460B (zh)
TW (1) TWI501522B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI755290B (zh) * 2020-03-03 2022-02-11 台達電子工業股份有限公司 功率因數校正電路之操作方法與不斷電電源供應裝置之操作方法

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2637293B1 (en) * 2012-03-07 2018-08-01 Dialog Semiconductor GmbH Active rectifier with modulation
CN102545643B (zh) * 2012-03-12 2014-08-06 韩亚兰 一种自然续流的交流斩波主电路结构
EP2869445A1 (en) * 2013-11-01 2015-05-06 DET International Holding Limited Adaptable rectifier arrangement for operation with different AC grids
WO2015069917A1 (en) * 2013-11-07 2015-05-14 Rompower Energy System, Inc. Bridgeless pfc using single sided high frequency switching
TWI514736B (zh) * 2014-04-25 2015-12-21 Mean Well Entpr Co Ltd 具有功率因素校正電路的電源供應器
US9973077B2 (en) 2014-08-27 2018-05-15 Schneider Electric It Corporation Delta conversion rectifier
KR101628525B1 (ko) * 2014-11-13 2016-06-09 현대자동차주식회사 차량용 배터리 충전기
CN104601025B (zh) * 2015-01-15 2017-04-12 燕山大学 一种三相Buck‑boost升降压型三电平逆变器
CN104601022A (zh) * 2015-01-15 2015-05-06 燕山大学 一种三相Zeta升降压型三电平逆变器
TWI528701B (zh) * 2015-03-04 2016-04-01 茂達電子股份有限公司 具有相位自我檢測的多相式升壓轉換器及其檢測電路
US9685881B2 (en) 2015-06-04 2017-06-20 Schneider Electric It Corporation AC-DC rectifier system
CN105553249B (zh) * 2016-01-05 2018-09-18 福州大学 宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校正电路
CN105471252B (zh) * 2016-01-05 2018-03-20 福州大学 一种大降压变比谐波电流注入型三相功率因数校正电路
CN106712548B (zh) * 2017-02-28 2020-11-24 华南理工大学 三相单级升降压整流变换器
CN109980913B (zh) * 2017-12-27 2021-11-02 中兴通讯股份有限公司 开关电源，电压输出方法
CN108054939B (zh) * 2018-01-18 2020-03-24 四川升华电源科技有限公司 高功率密度三相pfc电源模块
JP7081292B2 (ja) * 2018-05-09 2022-06-07 富士電機株式会社 電力変換装置
DE102018116486A1 (de) * 2018-07-06 2020-01-09 HELLA GmbH & Co. KGaA Kopplungsvorrichtung
CN108683345B (zh) * 2018-07-13 2024-01-05 南京德汇电气有限责任公司 一种基于SiC二极管的三相改进型双Buck/Boost变流器
CN110112902B (zh) * 2019-06-11 2024-02-09 南昌航空大学 一种三相升降压型pfc整流电路
WO2021154356A1 (en) * 2020-01-30 2021-08-05 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Three phase ac/dc converter consisting of three single phase synchronous cuk converters
CN111682751B (zh) * 2020-05-08 2021-05-07 杭州电子科技大学 一种共地式功率因数校正电路
CN112671251B (zh) * 2021-01-13 2024-05-31 茂硕电源科技股份有限公司 分时复用低纹波升降压pfc变换器、开关电源及升降压方法
US11601065B1 (en) 2021-08-30 2023-03-07 Texas Instruments Incorporated Power converter module

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7005759B2 (en) * 2003-02-18 2006-02-28 Delta Electronics, Inc. Integrated converter having three-phase power factor correction
US20080112200A1 (en) * 2006-11-10 2008-05-15 Delta Electronics, Inc. Three-level ac generating circuit and control method thereof
TW200823622A (en) * 2006-07-03 2008-06-01 Semiconductor Components Ind Power factor correction circuit and method therefor
US20090179494A1 (en) * 2007-07-06 2009-07-16 Emerson Network Power Co., Ltd. On-line uninterruptible power system
US20090268496A1 (en) * 2008-04-25 2009-10-29 Delta Electronics, Inc. Three-phase buck-boost power factor correction circuit and controlling method thereof

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5844399A (en) * 1996-07-26 1998-12-01 The University Of Toledo Battery charger control system
CN101582633B (zh) * 2008-05-14 2011-09-14 台达电子工业股份有限公司 三相升降压功率因数校正电路及其控制方法
CN101820216A (zh) * 2009-12-11 2010-09-01 北京工业大学 交流升压功率因数校正电路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7005759B2 (en) * 2003-02-18 2006-02-28 Delta Electronics, Inc. Integrated converter having three-phase power factor correction
TW200823622A (en) * 2006-07-03 2008-06-01 Semiconductor Components Ind Power factor correction circuit and method therefor
US20080112200A1 (en) * 2006-11-10 2008-05-15 Delta Electronics, Inc. Three-level ac generating circuit and control method thereof
US20090179494A1 (en) * 2007-07-06 2009-07-16 Emerson Network Power Co., Ltd. On-line uninterruptible power system
US20090268496A1 (en) * 2008-04-25 2009-10-29 Delta Electronics, Inc. Three-phase buck-boost power factor correction circuit and controlling method thereof

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI755290B (zh) * 2020-03-03 2022-02-11 台達電子工業股份有限公司 功率因數校正電路之操作方法與不斷電電源供應裝置之操作方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20120242299A1 (en) 2012-09-27
CN102694460A (zh) 2012-09-26
US8760128B2 (en) 2014-06-24
CN102694460B (zh) 2014-12-17
TW201240305A (en) 2012-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI501522B (zh) 三相升降壓功率因數校正轉換器
TWI381619B (zh) 單相與三相雙重升降壓功率因數校正電路及其控制方法
CN109167524A (zh) 一种三相交直流升降压变换电路及其控制方法
CN106026657B (zh) 非隔离高增益dc-dc升压变换器
CN107959429B (zh) 一种耦合电感升压逆变器及其控制方法
CN102437728A (zh) 一种利用削峰填谷消除工频纹波的功率因数校正变换方法及其装置
CN107017772B (zh) 一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器
CN105553249A (zh) 宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校正电路
CN104410316B (zh) 一种高频链逆变器及其数字控制装置
CN112737308A (zh) 宽电压混合式pfc变换器及开关电源
CN209134309U (zh) 一种三相交直流升降压变换电路
CN106452144A (zh) 一种基于Zeta的升降压型三电平逆变器
CN103036398A (zh) 单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器
Zhang et al. Phase-modular three-phase isolated bridgeless PFC converter
CN111193393A (zh) 一种用于储能装置的宽电压增益的dc/dc变换器
CN105553273A (zh) 适用于中高压直流并网的级联dc/dc变换器及其控制方法
CN104967304A (zh) 一种基于无桥cuk隔离型三相功率因数校正变换器
CN107994770A (zh) 具有串联多级开关感容网络的单级电流型变换器
CN214315050U (zh) 宽电压混合式pfc变换器及开关电源
CN205249076U (zh) 一种全桥型z源逆变器和光伏并网电路
CN108155780B (zh) 具有级联磁集成开关感容网络的单级单相电压型变换器
CN113014089A (zh) 一种对分升压式高升压比dc/dc变换器
CN201789421U (zh) 用于分布式光伏发电的单相软开关高增益升压型变换器
Ullah et al. Power factor control using boost type converter
CN109412451A (zh) 一种电源变换装置