CN105827109B - 一种冗余直流变换电路及其控制方法 - Google Patents

一种冗余直流变换电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种冗余直流变换电路及其控制方法，其特征在于电路包括滤波电容(101)、第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)、第一滤波电感(106)、第一储能体(107)、第二储能体(108)，本发明的冗余直流变换电路的直流侧有两个直流电池，并且降低了对直流电压的限制，并且实现了直流电池的冗余设计，当其中一个直流电池出现故障时，整体电路仍可以利用另外的一个直流电池工作，提高了变流器的稳定性。

Description

一种冗余直流变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电路领域，具体是一种冗余直流变换电路及其控制方法。
背景技术
随着经济的发展、人口的增加，以及化石类能源的极少，各国开始注重可再生能源的发展。但是风能、太阳能等新能源的发展，无不受到了地理位置、气候等条件的影响，导致风能和太阳能具有很强的间歇性，为了最大利用风能和太阳能，储能成为了一种非常合理的解决方案。
现有的储能技术方案中，包含两个比较关键的设备：电池和储能变流器。电池的功能就是把能量存储起来，而变流器是用来连接电池和电网之间的设备。而这个专利涉及的技术领域主要就是储能变流器，但是不限于储能变流器。
在光伏发电系统和储能系统中，双向的直流-直流变换器都是不可或缺的一部分，双向直流-直流变换器的各项指标直接影响到整体系统的性能，同样新能源系统的优势也会大打折扣。在新能源的快速发展下，双向直流-直流变换器的性能也在不断的改善，随着应用场景的不同也提出了更有竞争力的设计方案。从上个世纪以来，美国学者首先提出了降压式的双向直流-直流变换器，并将其应用于卫星太阳能电源系统中。香港大学的教授和澳大利亚的学者也相继提出了多种双向直流-直流变换器的拓扑结构。后来美国弗吉尼亚的学者开始研究将双向直流-直流变换器应用于燃料电池系统中。中国到了20世纪80年代直流变换器才开始在电脑等少数的用电设备上开始使用，近年来，随着开关电源的发展，直流变换技术得到了广泛的使用，主要包括：1、在电力推进系统中的应用，如电动汽车、船舶推进系统等领域。2、在分布式电站方面的应用，如在含有多种单元的分布式发电系统等，最主要的就是双向直流变换器。3、在UPS方面的应用。4、通信电源和开关电源。5、直流功率放大器。传统的直流变换器都是单向工作的，能量只能从变换器的一端传输到另外一端，对于能量需要双向流动的场合，就只能采用两套单向变换器反向并联的方式。由于单向变换器的技术比较成熟，这样实现起来比较容易，但是电路结构比较复杂，设备利用率较低。事实上，我们可以通过将相关拓扑结构中的不可控二极管替换为可控二极管的方式，将两套变换器整合为一套变换器。
典型的双向DC/DC变换器就是Buck-Boost半桥变换电路，该电路有Buck或Boost电路演变而来，既可以工作在Buck模式，也可以工作在Boost模式。电路可以根据充电和放 电状态对其中一个开关管进行PWM控制，控制另外一个开关常开状态。也可以使两个开关管交替导通工作在互补导通状态。因此，双向Buck-Boost直流变换电路有三种工作模式：Buck方式、Boost模式和互补工作模式。根据电感电流的方向可以调节功率流向，并控制两端直流电压比例关系，实现升压和降压的关系。双向直流变换器可以工作双象限下，它的输入输出电流方向可以改变，在功率传输上相当于两个直流变换器反并联。不仅可以大幅度降低系统体积、重量和成本，与传统方式相比，还具有器件数目小，而且可以更快的实现两个方向能量变换的切换速度。此外在低压大电流的场合，双向直流变换器可以使用同步整流器的工作方式，以开关管来代替二极管进行工作，有利于降低通态损耗，提高系统效率。总之，双向的直流变换器，具有电路结构简单、功率传输方向切换方便和成本低廉等优势。但是这种结构对直流电压的范围有一定的要求，当需要升压的范围较大时，系统变换效率就会降低，并且对功率器件选型造成困难。而且直流电池系统发生故障时，系统就会停止工作。利用全桥变流器的直流侧连接有直流变换器就构成了双级式结构。
单级式储能变流器拓扑有很多优点，如电路简单、元器件少、控制方法简单、可靠性高和高效率、功耗低等优点，但是在使用过程中，单级式储能变流器存在一定的不足：
1、需要根据变流器的容量配置电池的容量，每个变流器容量固定后配置的电池容量基本不能改变。
2、一个变流器只能连接一路电池，存在多路电池时就必须配置相同数目的储能变流器，增加成本的同时也会给控制系统增加难度。
3、变流器直流侧电压要限制在一个较高的范围内，因此电池的电压不能太低，限制了电池电压的工作范围。
4、当变流器接入大容量的电池时，无法进行电压和电流的均衡，也无法实现充放电的单独控制。
5、变流器出现故障后，所接入电池都会停止工作，电路可靠性较低。
6、电网侧发生故障时，有可能在PCS直流侧产生较大电流，对电池系统有较大冲击，造成电池组的损坏并缩短其寿命。
为了更为灵活的能量控制，采用两级能量变换系统。前级是DC/DC变换器，用于实现电压大小调节和充/放电电流控制。后级是DC/AC变换器，用于实现输出电流的正弦化并且进行并网控制。根据控制方式的不同，也可以实现控制充电/放电电流，孤岛效应检测的功能。这种结构简化了每一级的控制难度，可以将系统控制解耦，使直流变换环节和直流/交流环节的控制目标和手段分开设计。控制系统比较容易设计和实现，但是相比单级变流器相 比，功率开关器件较多，导致的损耗增大，降低了系统的效率。
双极式变换器的直流变换结构可以分为：隔离式和非隔离式两种结构。带有隔离变压器的拓扑结构中直流变换器通过变压器与逆变器连接。变压器可以起到升压和隔离的作用，由于隔离变压器的引入增加了系统的成本和体积，也降低了能量转化效率。非隔离型直流变换器一般包含三种主要拓扑结构：半桥型、全桥型和Buck-Boost级联型，在一些文献中也提到了一些非主流的电路结构。非隔离型直流变换器的不足之处是电压变化不能太大，但是从提高能量转换效率的角度来看，更适合用于单纯或配合新能源接入电池储能系统。
发明内容
本发明就是针对传统直流变换器对电池直流电压范围的限制较大、无法实现电池的冗余等问题，对传统直流变换器的结构做了改进。
技术方案：
一种冗余直流变换电路，它包括滤波电容、第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第一滤波电感、第一储能体、第二储能体，滤波电容，电路的输入侧包括第一储能体和第二储能体，电路的输出侧两端电压为Vdc1，电路的输出侧的正电压端与负电压端之间连接滤波电容，输出侧的正电压端还分别连接第一功率开关管和第二功率开关管的输入端，在第一功率开关管的输出端连接第一滤波电感、第三功率开关管的输入端，第一滤波电感的另一端连接第一储能体的正极端；第一储能体的负极端连接第二功率开关管的输出端、第四功率开关管、第二储能体的正极端；第二储能体的负极端连接第二滤波电感的一端；第二滤波电感的另一端与电路的输出侧的负电压端连接，第二滤波电感的另一端还分别连接第三功率开关管的输出端、第四功率开关管的输出端；第一储能体的电压为Vdc2，第二储能体的电压为Vdc3。
优选的，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管是IGBT或MOSFET。
更进一步的，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管是含有反向并联二极管的IGBT。
一种冗余直流变换电路的控制方法，它包括三种工作模式：
工作模式一：
第二功率开关管、第四功率开关管处于常断开状态，第一储能体、第二储能体同时参与电能变换；第一功率开关管、第三功率开关管处于交替互补工作模式；
工作模式二：
第三功率开关常断开状态、第一功率开关和第四功率开关处于常通状态，第二功率开关管在导通和关断状态之间切换；在这种工作模式中，只有第一储能体参与电能变换；
工作模式三：
第二功率开关常通状态、第三功率开关处于常断开状态，第四功率开关管在导通和关断之间进行切换，第二储能体参与电能变换，第二功率开关的反向并联二极管承受第一储能体的正向电压，处于导通状态。
优选的，所述工作模式一中包括开关状态一和开关状态二，定义第一功率开关管的开关周期为T1，第一功率开关管的占空比为D1：
开关状态一：第一功率开关管导通，第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管断开，由于第三功率开关管内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体、第二储能体、第一滤波电感和第二滤波电感流向电路的输出侧Vdc1侧，并且第一滤波电感的电流iL1和第二滤波电感的电流iL2相同，并呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc2+Vdc3；
开关状态二：第一功率开关管和第三功率开关管导通，第二功率开关管和第四功率开关管断开；由于第二功率开关管和第四功率开关管内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体和第二储能体对第一滤波电感和第二滤波电感进行充电，并且第一滤波电感的电流iL1和电感电流iL2相同，并呈上升趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝0；
在工作模式一中，开关状态一和开关状态二交替出现，电感电流iL1和iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1＝iL2>0时，Vdc1＝/(1-D1)；
2、当iL1＝iL2<0时，Vdc1＝/D1；
3、当iL1＝iL2，并且在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1＝iL2对时间的积分，如果积分值>0，则功率由第一储能体和第二储能体流向输出侧Vdc1；反之，当iL1＝iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧Vdc1向第一储能体和第二储能体充电。
优选的，所述工作模式二中根据第二功率开关的状态，包括开关状态三和开关状态四，定义第二功率开关的开关周期为T1，第二功率开关的导通占空比为D2：
开关状态三：第一功率开关管、第四功率开关管导通，第二功率开关管和第三功率开关管断开，由于第二功率开关管和第三功率开关管内部的反向并联二极管承受第一储能体的反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向由第一储能体向直流输出Vdc1侧，并且第一滤波电感的电流iL1为：第二滤波电感的电流iL2近似为0，直流输出电压Vdc1＝Vdc2；
开关状态四：在开关状态四中，第一功率开关管、第二功率开关管和第四功率开关管导通，第三功率开关管断开，第一功率开关管和第二功率开关管导通，第三功率开关管内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；因此在这个开关状态中，第一储能体通过第一功率开关和第二功率开关形成一个电流通路，第一储能体向第一滤波电感充电；第一滤波电感的电流iL1为：直流输出电压Vdc1＝0；
在工作模式二中，开关状态三和开关状态四交替出现，第一滤波电感的电流iL1不会出现断续的情况，始终呈三角波状态；第二滤波电感连接的第二储能体由于故障状态，退出电路工作，因此第二滤波电感的iL2近似为0，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1>0时，Vdc1＝Vdc2/(1-D2)；
2、当iL1<0时，Vdc1＝Vdc2/D2；
3、当iL1在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第一储能体流向输出侧Vdc1；反之，当iL1对时间的积分值<0，则功率由输出侧向第一储能体充电。
优选的，所述工作模式三中包括开关状态五和开关状态六，定义第四功率开关管的开关周期为T1，第四功率开关管导通时间的占空比为D3：
开关状态五：
在开关状态五中，第二功率开关管导通，第三功率开关管和第四功率开关断开，由于第三功率开关管和第四功率开关管内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体和第二滤波电感流向直流输出Vdc1侧，并且第二滤波电感的电流iL2呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc3；
开关状态六：
在开关状态六中，第三功率开关管关断，第二功率开关管和第四功率开关管导通，这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体对第二滤波电感进行充电，并且第二滤波电感的电流iL2呈上升趋势，电感电流为：
在这种工作模式中，开关状态五和开关状态六交替出现，第二滤波电感的电流iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL2>0时，Vdc1＝Vdc3/(1-D3)；
2、当iL2<0时，Vdc1＝Vdc3/D3；
3、当iL2，在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL2对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第二储能体流向输出侧Vdc1；反之，当iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧向第二储能体充电。
本发明的有益效果
本发明的冗余直流变换电路的直流侧有两个直流电池，并且降低了对直流电压的限制，并且实现了直流电池的冗余设计，当其中一个直流电池出现故障时，整体电路仍可以利用另外的一个直流电池工作，提高了变流器的稳定性。
附图说明
图1为本发明电路图。
图2为工作模式一的开关状态一电流走向示意图。
图3为工作模式一的开关状态二电流走向示意图。
图4为工作模式二的开关状态三电流走向示意图。
图5为工作模式二的开关状态四电流走向示意图。
图6为工作模式三的开关状态五电流走向示意图。
图7为工作模式三的开关状态六电流走向示意图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步说明，但本发明的保护范围不限于此：
实施例1：一种冗余直流变换电路(参见附图1)，它包括滤波电容(101)、第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)、第一滤波电感(106)、第一储能体(107)、第二储能体(108)，滤波电容(101)，电路的输入侧包括第一储能体(107)和第二储能体(108)，电路的输出侧两端电压为Vdc1，电路的输出侧的正电压端与负电压端之间连接滤波电容(101)，输出侧的正电压端还分别连接第一功率开关管(102)和第二功率开关管(103)的输入端，在第一功率开关管(102)的输出端连接第一滤波电感(106)、第三功率开关管(104)的输入端，第一滤波电感(106)的另一端连接第一储能体(107)的正极端；第一储能体(107)的负极端连接第二功率开关管(103)的输出端、第四功率开关管(105)、第二储能体(108)的正极端；第二储能体(108)的负极端连接第二滤波电感(109)的一端；第二滤波电感(109)的另一端与电路 的输出侧的负电压端连接，第二滤波电感(109)的另一端还分别连接第三功率开关管(104)的输出端、第四功率开关管(105)的输出端；第一储能体(107)的电压为Vdc2，第二储能体(108)的电压为Vdc3。
冗余直流变换电路的直流侧有两个直流电池，并且降低了对直流电压的限制，并且实现了直流电池的冗余设计，当其中一个直流电池出现故障时，整体电路仍可以利用另外的一个直流电池工作，提高了变流器的稳定性。
实施例2：基于实施例1所述的一种冗余直流变换电路，所述第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)是IGBT或MOSFET。
实施例3：基于实施例1所述的一种冗余直流变换电路，所述第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)是含有反向并联二极管的IGBT。
实施例4：一种冗余直流变换电路的控制方法，它包括三种工作模式：
工作模式一：
第二功率开关管(103)、第四功率开关管(105)处于常断开状态，第一储能体(107)、第二储能体(108)同时参与电能变换；第一功率开关管(102)、第三功率开关管(104)处于交替互补工作模式；
工作模式二：
第三功率开关(104)常断开状态、第一功率开关(102)和第四功率开关(105)处于常通状态，第二功率开关管(103)在导通和关断状态之间切换；在这种工作模式中，只有第一储能体(107)参与电能变换；也就是在输出侧的最大电压可以是第一储能体(107)的电压：Vdc2。第二储能体(108)不参与能量变换，因此当第二储能体(108)出现故障或者电压降为0时，就可以切入工作模式二中，利用第一储能体(107)参与能量变换，不会影响电路工作，在这种工作模式中，由于第四功率开关(105)导通，第二储能体(108)通过第二滤波电感(109)和第四功率开关(105)形成了通路，如附图3中的虚线所示。但是由于这种开关状态中的第二储能体(108)不参与工作，并且在切入这种开关状态前要判断第二储能体(108)的剩余电量较低、电压较低、断路或认为的切除第二储能体(108)的情况下，才能进入这种开关状态。所以这个支路看似闭合，但是并没有电流或电流极小可以忽略；
工作模式三：
第二功率开关(103)常通状态、第三功率开关(104)处于常断开状态，第四功率开关管(105)在导通和关断之间进行切换，第二储能体(108)参与电能变换，也就是在输出侧的电压可以是第二储能体(108)的电压：Vdc3；第二功率开关(103)的反向并联二极管承受第一储能体(107)的正向电压，处于导通状态；因此可能处于导通状态。但是由于这种开关状态中的第一储能体(107)不参与工作，并且在切入这种开关状态前要判断第一储能体(107)的剩余电量过低、电压较低、断路或认为的切除第一储能体(107)的情况下，才能进入这种开关状体。所以这个支路看似闭合，但是并没有电流或电流极小可以忽略。
实施例5：基于实施例4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，所述工作模式一中包括开关状态一和开关状态二，定义第一功率开关管(102)的开关周期为T1，第一功率开关管(102)的占空比为D1：
开关状态一(参见附图2)：第一功率开关管(102)导通，第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)和第四功率开关管(105)断开，由于第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体(107)、第二储能体(108)、第一滤波电感(106)和第二滤波电感(109)流向电路的输出侧Vdc1侧，并且第一滤波电感(106)的电流iL1和第二滤波电感(109)的电流iL2相同，并呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc2+Vdc3；
开关状态二(参见附图3)：第一功率开关管(102)和第三功率开关管(104)导通，第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)断开；由于第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体(107)和第二储能体(108)对第一滤波电感(106)和第二滤波电感(109)进行充电，并且第一滤波电感(106)的电流iL1和电感电流iL2相同，并呈上升趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝0；
在工作模式一中，开关状态一和开关状态二交替出现，电感电流iL1和iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1＝iL2>0时，Vdc1＝(Vdc2+Vdc3)/(1-D1)；
2、当iL1＝iL2<0时，Vdc1＝(Vdc2+Vdc3)/D1；
3、当iL1＝iL2，并且在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1＝iL2对时间的积分，如果积分值>0，则功率由第一储能体(107)和第二储能体(108)流向输出侧Vdc1；反 之，当iL1＝iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧Vdc1向第一储能体(107)和第二储能体(108)充电。
实施例6：基于实施例4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，所述工作模式二中根据第二功率开关(103)的状态，包括开关状态三和开关状态四，定义第二功率开关(103)的开关周期为T1，第二功率开关(103)的导通占空比为D2：
开关状态三(参见附图4)：第一功率开关管(102)、第四功率开关管(105)导通，第二功率开关管(103)和第三功率开关管(104)断开，并且由于第二功率开关管(103)和第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受第一储能体(107)的反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向由第一储能体(107)向直流输出Vdc1侧，并且第一滤波电感(106)的电流iL1为：第二滤波电感(109)的电流iL2近似为0，直流输出电压Vdc1＝Vdc2；
开关状态四(参见附图5)：在开关状态四中，第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)导通，第三功率开关管(104)断开，由于第一功率开关管(102)和第二功率开关管(103)导通，第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；因此在这个开关状态中，第一储能体(107)通过第一功率开关(102)和第二功率开关(103)形成一个电流通路，第一储能体(107)向第一滤波电感(106)充电；第一滤波电感(106)的电流iL1为：直流输出电压Vdc1＝0；
在工作模式二中，开关状态三和开关状态四交替出现，第一滤波电感(106)的电流iL1不会出现断续的情况，始终呈三角波状态；第二滤波电感(109)连接的第二储能体(108)由于故障状态，退出电路工作，因此第二滤波电感(109)的iL2近似为0，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1>0时，Vdc1＝Vdc2/(1-D2)；
2、当iL1<0时，Vdc1＝Vdc2/D2；
3、当iL1在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第一储能体(107)流向输出侧Vdc1；反之，当iL1对时间的积分值<0，则功率由输出侧向第一储能体(107)充电。
实施例7：基于实施例4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，所述工作模式三中为了分析问题方便，包括开关状态五和开关状态六，定义第四功率开关管(105)的开关周期为T1，第四功率开关管(105)导通时间的占空比为D3：
开关状态五(参见附图6)：
在开关状态五中，第二功率开关管(103)导通，第三功率开关管(104)和第四功率开关(105)断开，由于第三功率开关管(104)和第四功率开关管(105)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体(108)和第二滤波电感(109)流向直流输出Vdc1侧，并且第二滤波电感(109)的电流iL2呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc3；
开关状态六(参见附图7)：
在开关状态六中，第三功率开关管(104)关断，第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)导通，这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体(108)对第二滤波电感(109)进行充电，并且第二滤波电感(109)的电流iL2呈上升趋势，电感电流为：
在这种工作模式中，开关状态五和开关状态六交替出现，第二滤波电感(109)的电流iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL2>0时，Vdc1＝Vdc3/(1-D3)；
2、当iL2<0时，Vdc1＝Vdc3/D3；
3、当iL2，在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL2对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第二储能体(108)流向输出侧Vdc1；反之，当iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧向第二储能体(108)充电。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神做举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (7)

1.一种冗余直流变换电路，其特征在于它包括滤波电容(101)、第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)、第一滤波电感(106)、第一储能体(107)、第二储能体(108)，电路的输入侧包括第一储能体(107)和第二储能体(108)，电路的输出侧两端电压为Vdc1，电路的输出侧的正电压端与负电压端之间连接滤波电容(101)，输出侧的正电压端还分别连接第一功率开关管(102)和第二功率开关管(103)的输入端，第一功率开关管(102)的输出端连接第一滤波电感(106)的一端、第三功率开关管(104)的输入端，第一滤波电感(106)的另一端连接第一储能体(107)的正极端；第一储能体(107)的负极端连接第二功率开关管(103)的输出端、第四功率开关管(105)的输入端、第二储能体(108)的正极端；第二储能体(108)的负极端连接第二滤波电感(109)的一端；第二滤波电感(109)的另一端与电路的输出侧的负电压端连接，第二滤波电感(109)的另一端还分别连接第三功率开关管(104)的输出端、第四功率开关管(105)的输出端；第一储能体(107)的电压为Vdc2，第二储能体(108)的电压为Vdc3。
2.根据权利要求1所述的一种冗余直流变换电路，其特征在于所述第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)是IGBT或MOSFET。
3.根据权利要求1所述的一种冗余直流变换电路，其特征在于所述第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)、第四功率开关管(105)是含有反向并联二极管的IGBT。
4.一种冗余直流变换电路的控制方法，其特征在于它包括三种工作模式：
工作模式一：
第二功率开关管(103)、第四功率开关管(105)处于常断开状态，第一储能体(107)、第二储能体(108)同时参与电能变换；第一功率开关管(102)、第三功率开关管(104)处于交替互补工作模式；
工作模式二：
第三功率开关管(104)常断开状态、第一功率开关管(102)和第四功率开关管(105)处于常通状态，第二功率开关管(103)在导通和关断状态之间切换；在这种工作模式中，只有第一储能体(107)参与电能变换；
工作模式三：
第二功率开关管(103)常通状态、第三功率开关管(104)处于常断开状态，第四功率开关管(105)在导通和关断之间进行切换，第二储能体(108)参与电能变换，第二功率开关管(103)的反向并联二极管承受第一储能体(107)的正向电压，处于导通状态。
5.根据权利要求4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，其特征在于所述工作模式一中包括开关状态一和开关状态二，定义第一功率开关管(102)的开关周期为T1，第一功率开关管(102)的占空比为D1：
开关状态一：第一功率开关管(102)导通，第二功率开关管(103)、第三功率开关管(104)和第四功率开关管(105)断开，由于第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体(107)、第二储能体(108)、第一滤波电感(106)和第二滤波电感(109)流向电路的输出侧Vdc1侧，并且第一滤波电感(106)的电流iL1和第二滤波电感(109)的电流iL2相同，并呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc2+Vdc3；第一滤波电感(106)记为L1，第二滤波电感(109)记为L2；电路的输出侧两端电压为Vdc1，第一储能体(107)的电压为Vdc2，第二储能体(108)的电压为Vdc3；
开关状态二：第一功率开关管(102)和第三功率开关管(104)导通，第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)断开；由于第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第一储能体(107)和第二储能体(108)对第一滤波电感(106)和第二滤波电感(109)进行充电，并且第一滤波电感(106)的电流iL1和电感电流iL2相同，并呈上升趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝0；
在工作模式一中，开关状态一和开关状态二交替出现，电感电流iL1和iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1＝iL2>0时，Vdc1＝(Vdc2+Vdc3)/(1-D1)；
2、当iL1＝iL2<0时，Vdc1＝(Vdc2+Vdc3)/D1；
3、当iL1＝iL2，并且在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1＝iL2对时间的积分，如果积分值>0，则功率由第一储能体(107)和第二储能体(108)流向输出侧Vdc1侧；反之，当iL1＝iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧Vdc1侧向第一储能体(107)和第二储能体(108)充电。
6.根据权利要求4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，其特征在于所述工作模式二中根据第二功率开关管(103)的状态，包括开关状态三和开关状态四，定义第二功率开关管(103)的开关周期为T1，第二功率开关管(103)的导通占空比为D2：
开关状态三：第一功率开关管(102)、第四功率开关管(105)导通，第二功率开关管(103)和第三功率开关管(104)断开，由于第二功率开关管(103)和第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受第一储能体(107)的反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向由第一储能体(107)向输出侧Vdc1侧，并且第一滤波电感(106)的电流iL1为：第二滤波电感(109)的电流iL2近似为0，输出侧的电压Vdc1＝Vdc2；第一滤波电感(106)记为L1；电路的输出侧两端电压为Vdc1，第一储能体(107)的电压为Vdc2；
开关状态四：在开关状态四中，第一功率开关管(102)、第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)导通，第三功率开关管(104)断开，第三功率开关管(104)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；因此在这个开关状态中，第一储能体(107)通过第一功率开关管(102)和第二功率开关管(103)形成一个电流通路，第一储能体(107)向第一滤波电感(106)充电；第一滤波电感(106)的电流iL1为：输出侧的电压Vdc1＝0；
在工作模式二中，开关状态三和开关状态四交替出现，第一滤波电感(106)的电流iL1不会出现断续的情况，始终呈三角波状态；第二滤波电感(109)连接的第二储能体(108)由于故障状态，退出电路工作，因此第二滤波电感(109)的iL2近似为0，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL1>0时，Vdc1＝Vdc2/(1-D2)；
2、当iL1<0时，Vdc1＝Vdc2/D2；
3、当iL1在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL1对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第一储能体(107)流向输出侧Vdc1侧；反之，当iL1对时间的积分值<0，则功率由输出侧Vdc1侧向第一储能体(107)充电。
7.根据权利要求4所述的一种冗余直流变换电路的控制方法，其特征在于所述工作模式三中包括开关状态五和开关状态六，定义第四功率开关管(105)的开关周期为T1，第四功率开关管(105)导通时间的占空比为D3：
开关状态五：
在开关状态五中，第二功率开关管(103)导通，第三功率开关管(104)和第四功率开关管(105)断开，由于第三功率开关管(104)和第四功率开关管(105)内部的反向并联二极管承受反向电压，呈截止状态；这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体(108)和第二滤波电感(109)流向输出侧Vdc1侧，并且第二滤波电感(109)的电流iL2呈下降趋势，电感电流为：输出侧的电压Vdc1＝Vdc3；第二滤波电感(109)记为L2；电路的输出侧两端电压为Vdc1，第一储能体(107)的电压为Vdc2，第二储能体(108)的电压为Vdc3；
开关状态六：
在开关状态六中，第三功率开关管(104)关断，第二功率开关管(103)和第四功率开关管(105)导通，这种开关状态中，功率流向为：由第二储能体(108)对第二滤波电感(109)进行充电，并且第二滤波电感(109)的电流iL2呈上升趋势，电感电流为：
在这种工作模式中，开关状态五和开关状态六交替出现，第二滤波电感(109)的电流iL2不会出现断续的情况，始终呈三角波状态，共有以下三种电流的情况出现：
1、当iL2>0时，Vdc1＝Vdc3/(1-D3)；
2、当iL2<0时，Vdc1＝Vdc3/D3；
3、当iL2，在0值上下交替出现时，能量流动取决于iL2对时间的积分：如果积分值>0，则功率由第二储能体(108)流向输出侧Vdc1侧；反之，当iL2对时间的积分值<0，则功率由输出侧Vdc1侧向第二储能体(108)充电。
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