JP2004304962A - スナバー回路およびそれを搭載するスイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング電源装置５２に用いられるスナバー回路５１において、部品点数を削減し、かつ電力損失を低減する。
【解決手段】ダイオード６１とスナバーコンデンサ６２とから成る直列回路をトランス５４の１次巻線５４ａに並列に接続し、スイッチング素子５５のオフ時に発生するサージエネルギを前記コンデンサ６２で吸収する通常のスナバー回路に、さらに前記直列回路でスイッチング素子５５側をコンデンサ６２とし、かつスイッチング素子５５のオン時に、そのコンデンサ６２とスイッチング素子５５と閉回路を形成するように、トランス５４にスナバー巻線５４ｃを設ける。そして、巻線５４ａ，５４ｃを略同一の巻き数に設定する。これによって、ダイオードを用いることなく、スナバー回路５１内の循環電流を、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができる。
【選択図】 図１
【解決手段】ダイオード６１とスナバーコンデンサ６２とから成る直列回路をトランス５４の１次巻線５４ａに並列に接続し、スイッチング素子５５のオフ時に発生するサージエネルギを前記コンデンサ６２で吸収する通常のスナバー回路に、さらに前記直列回路でスイッチング素子５５側をコンデンサ６２とし、かつスイッチング素子５５のオン時に、そのコンデンサ６２とスイッチング素子５５と閉回路を形成するように、トランス５４にスナバー巻線５４ｃを設ける。そして、巻線５４ａ，５４ｃを略同一の巻き数に設定する。これによって、ダイオードを用いることなく、スナバー回路５１内の循環電流を、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適に実施されるスイッチング電源装置において、スイッチング素子のオフ時に発生するノイズを除去するためのスナバー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯型小型電子機器などに用いられ、商用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流を、たとえば数十〜数百ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、小型のトランスで所望とする電圧に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
一方で、電子機器から発生する電磁ノイズに対する規制が厳しくなってきており、上述のようなスイッチング電源装置には、ノイズとなるスイッチングサージを吸収するためのスナバー回路が搭載されている。
【０００４】
図５は、典型的な従来技術のスナバー回路１を搭載するスイッチング電源装置２の電気回路図である。このスイッチング電源装置２は、フライバック方式のスイッチング電源装置であり、直流電源３に対してトランス４の１次巻線４ａおよびスイッチング素子５の直列回路を接続し、スイッチング素子５のオン期間に１次巻線４ａに蓄積した励磁エネルギを、オフ時に２次巻線４ｂから出力し、ダイオード６および平滑コンデンサ７を介して、出力端子８，９間に導出するものである。
【０００５】
スナバー回路１は、スイッチングサージ吸収用のスナバーコンデンサ１１およびダイオード１２から成り、前記１次巻線４ａに並列に接続される直列回路と、前記スナバーコンデンサ１１に並列に接続される抵抗１３とを備えて構成されている。前記スイッチング素子５のオン期間にトランス４の漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子５のターンオフ時に発生するサージは、ダイオード１２を介してスナバーコンデンサ１１に吸収され、時間経過に伴って、抵抗１３で消費されてゆく。
【０００６】
しかしながら、このような抵抗消費型のスナバー回路１では、前記漏洩インダクタンスによるサージエネルギは、スナバーコンデンサ１１に蓄積された後、抵抗１３で消費され、電力変換効率が低く、近年の省エネルギ化の要求には対応することができないという問題がある。
【０００７】
このため、他の従来技術として、前記スナバーコンデンサ１１に蓄積されたサージエネルギを利用するようにした構成が特開平８−１８２３１６号公報で提案されている。図６は、その特開平８−１８２３１６号によるスナバー回路２１を備えるスイッチング電源装置２２の電気回路図である。
【０００８】
このスイッチング電源装置２２において、前述のスイッチング電源装置２に対応する構成には、同一の参照符号を付して示している。このスイッチング電源装置２２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、スイッチング素子５のオン時に２次側へエネルギが導出される。スナバー回路２１は、前記１次巻線４ａと並列に接続されるスナバーコンデンサ１１およびダイオード１２の直列回路と、インダクタ２３と、内部電源２４と、ダイオード２５とを備えて構成されている。
【０００９】
このスナバー回路２１は、いわゆるＬＣスナバー回路であり、スイッチング素子５のターンオフ時に、スナバーコンデンサ１１とダイオード１２との閉回路によって、スナバーコンデンサ１１に図６図示とは反対の極性で充電を行い、スイッチング素子５のターンオン時に、インダクタ２３とスナバーコンデンサ１１とが共振することによって、該スナバーコンデンサ１１が図６図示の極性となり、再び次のターンオフ時に、該スナバーコンデンサ１１の充電電圧によってスイッチング素子５を零電圧スイッチングさせ、スイッチング損失を低減するものである。
【００１０】
なお、補助電源２４は、軽負荷時においても、スイッチング素子５のオン期間に、スナバーコンデンサ１１に直流電源３にほぼ等しい電圧を充電するために設けられるものであり、余剰となった電力は、インダクタ２３およびダイオード１２，２５を介して直流電源３に回生される。
【００１１】
このようにスナバー回路２１は、スイッチング素子５のオン期間にトランス４に蓄積されていた励磁エネルギによって、前記スイッチング素子５のオフ時に発生するサージエネルギをスナバーコンデンサ１１で吸収し、スイッチング素子５の零電圧スイッチングのために用いている。
【００１２】
このように構成されるスナバー回路２１では、上述のように、スイッチング素子５を零電圧スイッチングさせて、スイッチングによる損失を低減させることができるけれども、スイッチング素子５のオフ時に発生するトランス４の漏洩インダクタンスとスナバーコンデンサ１１との共振振動によるノイズレベルを低くするためには、スナバーコンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。
【００１３】
また、スナバー回路２１内に大きな無効電流が流れ、前記零電圧スイッチングによる損失の低減分よりも大きな損失を招くことになるという問題がある。すなわち、スイッチング電源装置２２が重負荷で動作している場合には、スイッチング素子５のオフ後のリセット電流が大きいので、スナバーコンデンサ１１が直流電源３の電圧値以上に充電され、この過充電分に相当するエネルギが次回のスイッチング素子５のオン時に直流電源３に回生されるけれども、その回生は、まずスナバーコンデンサ１１とチョークコイル２３との共振によって、スナバーコンデンサ１１のエネルギがチョークコイル２３に移り、このチョークコイル２３からダイオード１２，２５および補助電源２４を介して直流電源３に供給されることで実現されるので、ダイオード１２，２５のオン抵抗による損失、補助電源２４の内部抵抗による損失およびチョークコイル２３のヒステリシス損の増加によって、大きな損失が発生するという問題がある。
【００１４】
また、スイッチング電源装置２２が軽負荷で動作している場合には、スイッチング素子５のオフ後のリセット電流が小さいので、スナバーコンデンサ１１が直流電源３の電圧値以下にしか充電されず、前述のように補助電源２４から不足分を充電することになり、該補助電源２４内の内部抵抗によって損失が発生するという問題がある。
【００１５】
一方、この図６のスイッチング電源装置２２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、主電源投入時等、直流電源３の電源電圧のトランス４の巻数比倍の２次側誘起電圧と、平滑コンデンサ７の充電電圧との間の差が大きいと、スイッチング素子５のオン時に大きな突入電流が流れ、素子の破損を招いてしまうので、図６で示すように、フライホイールダイオード２６とチョークコイル２７とが設けられている。
【００１６】
そこで、上述のような構成をフライバック方式のスイッチング電源装置に用いると、図７で示すようになる。このスイッチング電源装置２２ａでは、スナバー回路２１ａは、前述の補助電源２４として、トランス４の第２の２次巻線から成るスナバー巻線４ｃを用いている。
【００１７】
このスナバー回路２１ａでも、前記スナバー回路２１と同様に、スイッチング素子５のオフ時に発生するトランス４の漏洩インダクタンスとスナバーコンデンサ１１との共振振動によるノイズレベルを低くするためには、スナバーコンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。さらに、スイッチング素子５がオフすると、スナバーコンデンサ１１の充電極性が反転して、該スナバーコンデンサ１１とダイオード１２と１次巻線４ａとの閉回路内を大きな無効電流が流れ、またスイッチング素子５がオンすると、スナバーコンデンサ１１の充電極性が反転して、該スナバーコンデンサ１１とスイッチング素子５とダイオード２５と２次巻線４ｃとインダクタ２３との閉回路内を大きな無効電流が流れ、これらによる損失が発生するという問題がある。
【００１８】
このため、これらの問題を解決するために、さらに他の従来技術として、フォワード方式のスイッチング電源装置として特開昭６１−１５７２６４号公報が、フライバック方式のスイッチング電源装置として特開平７−２６４８５１号公報が提案されている。図８は、その特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１を備えるスイッチング電源装置３２の電気回路図である。この図８において、図５の構成に対応する部分には、同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００１９】
注目すべきは、このスナバー回路３１は、ダイオード４１とスナバーコンデンサ４２とから成り、１次巻線４ａと並列に、かつ直流電源３側にダイオード４１が、スイッチング素子５側にスナバーコンデンサ４２が接続される直列回路と、スイッチング素子５のオン時に、前記スナバーコンデンサ４２とスイッチング素子５と閉回路を形成するトランス３４のスナバー巻線３４ｃとダイオード４３とを備えて構成されていることである。
【００２０】
ダイオード４１は、該ダイオード４１とスナバーコンデンサ４２と１次巻線４ａとによって形成される閉回路内を、矢符ｉ１で示す方向に電流ループを形成するように、スナバーコンデンサ４２側がアノードとされ、直流電源３側がカソードとされる。また、ダイオード４３は、前記閉回路内を矢符ｉ２で示す方向に電流ループを形成するように、スナバーコンデンサ４２側がカソードとされ、スイッチング素子５側がアノードとされる。このダイオード４３とスナバー巻線３４ｃとは、相互に入換えられてもよい。
【００２１】
このように構成することによって、スイッチング素子５のターンオフ時のサージエネルギを、不要な電流振動を生じることなく、コンデンサ４２に確実に吸収するとともに、その吸収したエネルギをスナバー巻線３４ｃによってトランス３４の励磁エネルギに変換し、結果として２次側へ回生するので、スイッチングノイズを低減しつつ、電力変換効率の向上を図ることができる。
【００２２】
また、スイッチング素子５のオン時に１次巻線４ａの漏洩インダクタンスに蓄積されていた励磁エネルギが、スイッチング素子５のオフ時に、２次巻線４ｂから１次巻線４ａに誘起されるフライバック電圧に加算されてスナバーコンデンサ４２に流入し、トランス３４の励磁エネルギとして再利用され、無効電流が少ない回生スナバー回路が実現されている。
【００２３】
ここで、一般に、回生スナバー回路は、回路内を流れる循環電流の電流値を少なくする程、また回路内の各素子の抵抗成分（ダイオードの順方向電位降下による損失、主スイッチング素子の導通抵抗、巻線および各素子を結ぶ配線の抵抗等）を少なくする程、回路内の電力損失が少なくなる。
【００２４】
そこで、本件発明者は、特開２０００−９２８３４号公報で示すように、前記図８のスナバー回路３１に、前記循環電流を最小にするために、構成素子の定数を最適化する手法を提案した。これによって、前記スナバーコンデンサ４２は、内部電源として機能するスナバー巻線３４ｃの誘起電圧によって、ほぼ一定電圧に維持されており、スイッチングによるサージ分だけ、すなわち２次側への回生電流分だけ充放電を行うことになり、該スナバーコンデンサ４２の充電極性が反転するようなことはなく、また無効電流が発生するようなこともなく、該充放電に伴う損失を最小限とするより完成度の高い回生スナバー回路が提案されている。
【００２５】
【特許文献１】
特開平８−１８２３１６号公報
【００２６】
【特許文献２】
特開昭６１−１５７２６４号公報
【００２７】
【特許文献３】
特開平７−２６４８５１号公報
【００２８】
【特許文献４】
特開２０００−９２８３４号公報
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、本件発明者のさらなる検討によって、部品点数を削減し、前記電力損失も一層低減できる構成が開発された。
【００３０】
本発明の目的は、部品点数を削減し、かつ電力損失を低減することができるスナバー回路およびそれを搭載するスイッチング電源装置を提供することである。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明のスナバー回路は、スナバーコンデンサおよびダイオードから成り、トランスの１次巻線と並列に、かつスイッチング素子側がスナバーコンデンサとなるように接続される直列回路と、前記スイッチング素子のオン時に、前記スナバーコンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成し、前記１次巻線と略同一の巻き数に設定されるスナバー巻線とを含むことを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、本発明に係るスナバー回路は、先ず、スナバーコンデンサと、ダイオードと、スナバー巻線とを含む少ない部品で構成される。そして、スイッチングサージを吸収するためのスナバーコンデンサとダイオードとは、１次巻線の巻き始め端子、すなわち平滑コンデンサなどの電源の正極端子側にダイオードのカソードが接続され、巻き終わり端子、すなわちスイッチング素子の一端側にスナバーコンデンサの一端が接続され、該スナバーコンデンサの他端と前記ダイオードのアノードとが接続されることで、スイッチング素子のオフ時に発生したスイッチングサージは、上記閉回路内を流れ、スナバーコンデンサに吸収される。
【００３３】
一方、スナバー巻線は、前記スイッチング素子のオン時に、前記スナバーコンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成するように設けられる。すなわち、巻き始め端子が前記電源の負極端子およびスイッチング素子の他端に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサの他端とダイオードのアノードとの接続点に接続される。以上の点が、前記特開２０００−９２８３４号と同様である。
【００３４】
注目すべきは、本発明では、前記特開２０００−９２８３４号においてスナバー巻線と直列に設けられているダイオードが設けられていないことで、代わりに、このスナバー巻線の巻き数が、１次巻線の巻き数と略同一に設定されていることである。すなわち、前記特開２０００−９２８３４号では、前記直列のダイオードは、スイッチング素子のオンタイミングの初期に導通し、前回のオフタイミングでスナバーコンデンサに蓄積された漏洩インダクタンス分のエネルギを、スナバーコンデンサと、スイッチング素子と、スナバー巻線と、該直列のダイオードとによって形成される閉回路内を流してトランスの励磁エネルギに変換し、結果としてスナバー巻線から２次側へ出力させている。
【００３５】
これに対して、本発明では、スナバー巻線の巻き数が１次巻線の巻き数と略同一に設定されていることから、スイッチング素子のオン時に、これらスナバー巻線および１次巻線には略同一の電圧が誘起される。そして、前記スナバーコンデンサは、電源の電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ→１次巻線→電源→スナバー巻線→スナバーコンデンサの経路で流れ、電源に回生される。
【００３６】
したがって、前記特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサの充放電電流およびダイオードを流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバー回路内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができる。
【００３７】
また、本発明のスナバー回路は、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａを、電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランスの１次巻線および２次巻線の巻き数比を設定することを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａは、２次側出力電圧をＶｏ、１次巻線の巻き数をＮａ、２次巻線の巻き数をＮｂとするとき、Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ）で表されるので、前記電圧ＥＦａが電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けることで、該１次巻線の漏洩インダクタンスの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオードの両端間に寄生する容量と、１次巻線およびスナバー巻線に存在する漏洩インダクタンスとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００３９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、前記のスナバー回路を搭載することを特徴とする。
【００４０】
上記の構成によれば、循環電流を最小限にすることができるとともに、部品点数の少ないスイッチング電源装置を実現することができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００４２】
図１は、本発明の実施の一形態のスナバー回路５１を備えるスイッチング電源装置５２の電気回路図である。このスイッチング電源装置５２は、直流電源５３の両端子間にトランス５４の１次巻線５４ａとスイッチング素子５５との直列回路が接続され、スイッチング素子５５のオン期間に前記１次巻線５４ａに蓄積された励磁エネルギを、オフ期間に２次巻線５４ｂからダイオード５６を介して取出し、平滑コンデンサ５７で平滑化して、出力端子５８，５９間に所定の２次側電圧Ｖｏとして出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置である。
【００４３】
前記直流電源５３は、商用交流を整流して得られた電流を平滑化する平滑コンデンサや、バッテリなどで実現され、この図１の例では、平滑コンデンサで示している。また、スイッチング素子５５は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記スイッチング素子５５のゲートには、制御回路６０から、出力電圧Ｖｏが低くなる程、オン期間が長くなる制御信号が与えられており、これによって負荷変動に拘らず、前記出力電圧Ｖｏが所定値に安定化されている。
【００４４】
スナバー回路５１は、ダイオード６１と、スナバーコンデンサ６２と、前記トランス５４のスナバー巻線５４ｃとを備えて構成されている。前記ダイオード６１のカソードは、１次巻線５４ａの巻き始め端子、すなわち直流電源５３の正極端子側に接続され、前記１次巻線５４ａの巻き終わり端子、すなわちスイッチング素子５５の一端側にはスナバーコンデンサ６２の一端が接続され、該スナバーコンデンサ６２の他端と前記ダイオード６１のアノードとが接続される。こうして、スイッチング素子５５のオフ時に発生したスイッチングサージは、上記閉回路内を流れ、スナバーコンデンサ６２に吸収される。
【００４５】
一方、スナバー巻線５４ｃは、前記スイッチング素子５５のオン時に、前記スナバーコンデンサ６２および該スイッチング素子５５と閉回路を形成するように設けられる。すなわち、巻き始め端子が前記直流電源５３の負極端子およびスイッチング素子５５の他端に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサ６２の他端とダイオード６１のアノードとの接続点に接続される。以上の点が、前記特開２０００−９２８３４号と同様である。
【００４６】
注目すべきは、本発明では、前記特開２０００−９２８３４号においてスナバー巻線５４ｃと直列に設けられているダイオードが設けられていないことで、代わりに、このスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが、１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと略同一に設定されていることである。すなわち、前記特開２０００−９２８３４号では、前記直列のダイオードは、スイッチング素子５５のオンタイミングの初期に導通し、前回のオフタイミングでスナバーコンデンサ６２に蓄積された漏洩インダクタンス分のエネルギを、スナバーコンデンサ６２と、スイッチング素子５５と、スナバー巻線５４ｃと、該直列のダイオードとによって形成される閉回路内を流してトランス５４の励磁エネルギに変換し、結果としてスナバー巻線５４ｃから２次側へ出力させている。
【００４７】
これに対して、本発明では、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと略同一に設定されていることから、スイッチング素子５５のオン時に、これらスナバー巻線５４ｃおよび１次巻線５４ａには略同一の電圧ＥＦｃ，ＥＦａが誘起される。そして、前記スナバーコンデンサ６２は、電源電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａ→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃ→スナバーコンデンサ６２の経路で流れ、電源に回生される。以上の点を、図２を用いて、詳細に説明する。
【００４８】
図２は、上述のように構成されるスイッチング電源装置５２の動作を説明するための電流経路図である。図２は、図１の回路図から所要の動作説明に要する以外の回路部分を削除して記載したもので、１次巻線５４ａに直列に該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａを、スナバー巻線５４ｃに直列に該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃを追加して記載している。
【００４９】
スイッチング素子５５がオンしている間、図２（ａ）に矢印線にて示すとおり、電流Ｉ１が、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スイッチング素子５５→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れ、漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に励磁エネルギを蓄積する。
【００５０】
この間、１次巻線５４ａに、該１次巻線５４ａの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする逆起電圧が発生し、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが前述のとおり該１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと同一であることから、スナバー巻線５４ｃの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生する。これによって、スナバーコンデンサ６２は、スイッチング素子５５に接続されている前記一端側を正とし、電圧値ＶＤＣに充電されている。また、この間、スナバー巻線５４ｃに流れる電流は、概略、零であり、該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃに蓄積される励磁エネルギも、概略、零である。
【００５１】
次に、スイッチング素子５５がオフすると、前述のとおり１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に蓄積されていた励磁エネルギによって、図２に図示しない２次巻線５４ｂの巻き終わり端子→ダイオード５６→平滑コンデンサ５７→２次巻線５４ｂの巻き始め端子に至る経路をフライバック電流が流れ、該スイッチング電源装置５２の出力電圧Ｖｏを生成する。
【００５２】
また、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間中に１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギによって、電流Ｉ１が、図２（ｂ）に図示するとおり、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れる。
【００５３】
ここで、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間において、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃの電流が概略零であったことから、スイッチング素子５５がオフすると、該漏洩インダクタンスＬＬｃが前記電流Ｉ１の急激な増加を抑制するので、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギの一部は、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→ダイオード６１→前記漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に戻る経路で、電流Ｉ４を流す。
【００５４】
前記スナバーコンデンサ６２は、これらの電流Ｉ１，Ｉ４によって充電され、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣ＋αのレベルに上昇するが、該スナバーコンデンサ６２に充分大きな容量値のものを設定することによって、このα分が無視できるレベルに抑制され、スイッチング素子５５に印加される電圧は、概略２×ＶＤＣ以上の電圧に上昇しないよう抑制されることになる。
【００５５】
以上の動作によって、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギがスナバーコンデンサ６２に吸収され、該励磁エネルギが消滅すると、図２（ｃ）に示すとおり、トランス５４の１次巻線５４ａおよびスナバー巻線５４ｃに、各々各巻線の左隣に表示した矢印にて示す極性方向の誘起電圧ＥＦａ，ＥＦｃが誘起される。
【００５６】
ＥＦａ＝Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ） …（１）
ＥＦｃ＝Ｖｏ×（Ｎｃ／Ｎｂ） …（２）
但し、前述のように、Ｖｏは本スイッチング電源装置５２の出力電圧を、Ｎａはトランス５４の１次巻線５４ａの巻き数を、Ｎｂはトランス５４の２次巻線５４ｂの巻き数を、Ｎｃはトランス５４のスナバー巻線５４ｃの巻き数を示す。
【００５７】
したがって、前述のようにトランス５４の１次巻線５４ａの巻き数Ｎａとスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃとを同一にしておくことで、ＥＦａ＝ＥＦｃとなり、前記１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギが消滅する時間において、スナバーコンデンサ６２の充電電荷は、前述のαＶ分、電流Ｉ５にて表示する経路、すなわち該スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬａ→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬｃ→スナバーコンデンサ６２に戻る経路を通して放電し、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は図２（ｃ）に示すとおりＶＤＣとなる。
【００５８】
また、この電流Ｉ５の流れによって、図２（ｂ）の動作期間においてスナバーコンデンサ６２に充電されたエネルギを、直流電源５３への充電エネルギに回生し、本スイッチング電源装置５２の電力変換効率を向上することができる。これに対して、スナバー巻線５４ｃと１次巻線５４ａとの巻き数Ｎｃ，Ｎａが大きく異なると、相互の誘起電圧ＥＦｃ，ＥＦａが相異するので、スナバーコンデンサ６２に余分な充放電電流が流れることになり、回路内に損失が発生する。
【００５９】
こうして、前記特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサ６２の充放電電流およびダイオード６１を流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバー回路５１内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができ、また前記ダイオードから発生するリカバリーノイズが発生することもない。
【００６０】
なお、前記の図２（ｂ）で示す動作期間において、スイッチング素子５５に印加される電圧は、ＶＤＣ＋ＥＦａとなり、トランス５４の１次巻線５４ａと２次巻線５４ｂとの巻き数比Ｎａ：Ｎｂを、ＥＦａ＜ＶＤＣの関係が成立するように設定することによって、この期間においても、該スイッチング素子５５の印加電圧を２×ＶＤＣ以下に管理することができる。また、フライバック電流が消滅し、２次巻線５４ｂのフライバック電流が零になる以後の状態においても、１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）とスナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）とに誘起される電圧ＥＦａ，ＥＦｃは同一値となって相互に打消し合うので、スナバーコンデンサ６２の充電電圧値は、前述のようにＶＤＣで一定となり、変化しない。
【００６１】
したがって、スイッチング素子５５に、たとえばＦＥＴを採用した場合、ＦＥＴは、一般的に高耐圧の品種を選択するに従い、オン抵抗が高くなる傾向があり、前記スナバー回路５１を採用することによって、低耐圧の品種の選択が可能となり、これによってもまた、電力損失の低減が可能になる。
【００６２】
さらにまた、前記式１から、前記電圧ＥＦａを、電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランス５４の１次巻線５４ａおよび２次巻線５４ｂの巻き数比Ｎａ：Ｎｂを設定しておくことで（所望とする出力電圧Ｖｏは、前記巻き数比Ｎａ：Ｎｂのみによって決定されず、デューティ等によっても変化する）、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオード６１の両端間に寄生する容量と、１次巻線５４ａおよびスナバー巻線５４ｃに存在する漏洩インダクタンスＬＬａ，ＬＬｃとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００６３】
また、図８で示す前記特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１では、ダイオード４３がオン状態からオフ状態に遷移するときに、該ダイオード４３によるリカバーノイズが発生するけれども、本発明によれば、このノイズ発生素子を除去しているので、この弊害も解消することができる。
【００６４】
本発明の実施の他の形態について、図３および図４に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００６５】
図３は、本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置７２の電気回路図である。このスイッチング電源装置７２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、前述のスナバー回路５１は同様で、またスナバー巻線５４ｃと１次巻線５４ａとの巻き数Ｎｃ，Ｎａが同一であるけれども、動作が異なるので、以下に詳述する。この図３の構成において、図１の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００６６】
上述のようにフォワード方式であるため、トランス７４は、２次巻線７４ｂの巻き方向が、前記スイッチング電源装置５２のトランス５４の２次巻線５４ｂの巻き方向に対して、逆方向に変更されている。また、２次側回路では、前記ダイオード５６と平滑コンデンサ５７との間にはフライホイルチョークコイル７７が設けられ、２次巻線７４ｂの巻き終わり端子から前記フライホイルチョークコイル７７の間には、この方向が順方向となるように、フライホイルダイオード７６が設けられている。
【００６７】
したがって、スイッチング素子５５のオン期間において、トランス７４の２次巻線７４ｂに誘起する電圧によって、該２次巻線７４ｂ→ダイオード５６→フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→２次巻線７４ｂの順に電流が流れ、前記スイッチング素子５５のオフ期間には、前記フライホイルダイオード７６によって、前記フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→該フライホイルダイオード７６→フライホイルチョークコイル７７の順に電流が流れることで、２次側出力電圧Ｖｏが生成される。
【００６８】
図４は、前述の図２と同様に、上述のように構成されるスイッチング電源装置７２の動作を説明するための電流経路図である。図４（ａ）に示すスイッチング素子５５がオンしている間は、前記図２（ａ）と同様に、矢印線にて示すとおり、電流Ｉ１が、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スイッチング素子５５→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れ、漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に励磁エネルギを蓄積する。
【００６９】
同時に、トランス７４の図４に図示しない２次巻線７４ｂに誘起電圧が発生し、上述のように、該２次巻線７４ｂ→ダイオード５６→フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→２次巻線７４ｂの経路を電流が流れ、２次側出力電圧Ｖｏが生成される。
【００７０】
この間、１次巻線５４ａに、該１次巻線５４ａの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生し、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが前述のとおり該１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと同一であることから、スナバー巻線５４ｃの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生する。これによって、スナバーコンデンサ６２は、スイッチング素子５５に接続されている前記一端側を正とし、電圧値ＶＤＣに充電されている。また、この間、スナバー巻線５４ｃに流れる電流は、概略、零であり、該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃに蓄積される励磁エネルギも、概略、零である。
【００７１】
次に、スイッチング素子５５がオフすると、図４（ｂ）に図示するとおり、トランス７４に蓄積されていた励磁エネルギによって、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→ダイオード６１→直流電源５３→該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→の経路で、リセット電流Ｉｒが流れ、トランス７４に蓄積された励磁エネルギを、直流電源５３に回生する。
【００７２】
ここで、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間において、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃの電流が概略零であったことから、スイッチング素子５５がオフすると、該漏洩インダクタンスＬＬｃが前記リセット電流Ｉｒの急激な増加を抑制するので、前記トランス７４に蓄積されていた励磁エネルギの一部は、前記漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギも含めて、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→ダイオード６１→前記漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に戻る経路で、電流Ｉ４を流す。
【００７３】
前記スナバーコンデンサ６２は、この電流Ｉ４によって充電され、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣ＋αのレベルに上昇するが、該スナバーコンデンサ６２に充分大きな容量値のものを設定することによって、この電圧上昇α分が無視できるレベルに抑制され、スイッチング素子５５に印加される電圧は、概略２×ＶＤＣ以上の電圧に上昇しないよう抑制されることになる。
【００７４】
以上の動作によって、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギがスナバーコンデンサ６２に吸収され、該励磁エネルギが消滅すると、前述の通り、トランス７４の１次巻線５４ａの巻き数Ｎａとスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃとが同一のため、誘起電圧ＥＦａ＝ＥＦｃとなり、図４（ｃ）に示すとおり、スナバーコンデンサ６２の充電電荷は前述のαＶ分、該スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２の経路で、電流Ｉ５を流して放電し、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、図４（ｃ）に示すとおりＶＤＣとなる。
【００７５】
また、この電流Ｉ５の流れによって、図４（ｂ）で示す動作期間においてスナバーコンデンサ６２に充電されたエネルギを、直流電源５３の充電エネルギに回生し、本スイッチング電源装置７２の電力変換効率を向上することができる。すなわち、結果的に、スイッチング素子５５のオン期間中に１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギを、直流電源５３の充電エネルギに回生していることになる。
【００７６】
この後時間が経過し、前記スイッチング素子５５のオン期間中にトランス７４に蓄積された励磁エネルギがリセット電流Ｉｒによって総て直流電源５３に回生されると、該リセット電流Ｉｒが停止し、次にスイッチング素子５５がオンするまでの期間において、１次巻線５４ａ、ダイオード６１、スナバーコンデンサ６２およびスナバー巻線５４ｃに電流が流れないことになる。また、この期間におけるスナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣの状態で維持される。
【００７７】
このように構成することで、フライバック方式のスイッチング電源装置５２に限らず、フォワード方式のスイッチング電源装置７２にも、本発明を適用することができる。たとえば、大容量の電源装置などで、励磁エネルギの蓄積のためのインダクタンスを、トランスとチョークコイルとに分散できる等のフォワード方式の利点が重視される場合には、このフォワード方式が好適である。
【００７８】
なお、前記リセット電流Ｉｒを流すことで、トランス７４の励磁エネルギを直流電源５３に回生する技術は公知であるが、そのような従来技術では、前記スナバーコンデンサ６２に相当するようなコンデンサが備えられていないので、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギを回生できず、スイッチング素子５５のオフ時において、該励磁エネルギによってスイッチング素子５５の両端間に振動電圧を発生させ、ノイズ発生の要因となるのみならず、電力変換の低下をきたしている。
【００７９】
これに対して、本発明のスイッチング電源装置７２は、前記公知の技術にスナバーコンデンサ６２およびダイオード６１を追加し、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギを、直流電源５３に漏れなく回生することによって、電力変換効率を向上することができる。
また、前記スイッチング電源装置５２と同様に、スナバーコンデンサ６２の容量値を、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギに対して充分大きくすることによって、スイッチング素子５５のオフ時において、該スイッチング素子５５に印加される電圧が概略２×ＶＤＣに抑制され、尚且つ振動が発生しないので、ノイズを低減でき、スイッチング素子５５にＦＥＴを採用した場合において、低耐圧の品種を選択することができ、これによってもまた、電力変換効率を向上することができる。
【００８０】
さらにまた、前記１次巻線５４ａとスナバー巻線５４ｃとの巻き数Ｎａ，Ｎｃを概略同一にすることによって、スナバーコンデンサ６２の充放電電流およびダイオード６１を流れる電流を、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、ダイオード６１の順方向電位降下およびスナバー回路５１内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明のスナバー回路は、以上のように、スナバーコンデンサおよびダイオードから成る直列回路をトランスの１次巻線と並列に接続して前記スナバーコンデンサによってスイッチングサージを吸収し、さらに前記直列回路においてスイッチング素子側をスナバーコンデンサとし、そのスナバーコンデンサとスイッチング素子とスナバー巻線とによって閉回路を形成し、それらの１次巻線およびスナバー巻線を略同一の巻き数に設定することで、スイッチング素子のオン時に、これらスナバー巻線および１次巻線には略同一の電圧が誘起され、前記スナバーコンデンサは、電源の電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ→１次巻線→電源→スナバー巻線→スナバーコンデンサの経路で流れ、電源に回生される。
【００８２】
それゆえ、特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサの充放電電流およびダイオードを流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバ回路内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができる。
【００８３】
また、本発明のスナバー回路は、以上のように、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａが、２次側出力電圧をＶｏ、１次巻線の巻き数をＮａ、２次巻線の巻き数をＮｂとするとき、Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ）で表されるので、前記電圧ＥＦａを電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランスの１次巻線および２次巻線の巻き数比を設定する。
【００８４】
それゆえ、１次巻線の漏洩インダクタンスの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオードの両端間に寄生する容量と、１次巻線およびスナバー巻線に存在する漏洩インダクタンスとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００８５】
また、図８で示す前記特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１では、ダイオード４３がオン状態からオフ状態に遷移するときに、該ダイオード４３によるリカバーノイズが発生するけれども、本発明によれば、このノイズ発生素子を除去しているので、この弊害も解消することができる。
【００８６】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記のスナバー回路を搭載する。
【００８７】
それゆえ、循環電流を最小限にすることができるとともに、部品点数の少ないスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明するための電流経路図である。
【図３】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図４】図３で示すスイッチング電源装置の動作を説明するための電流経路図である。
【図５】典型的な従来技術のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図６】他の従来技術のスナバー回路を備えるフォワード方式のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図７】図６で示すスナバー回路をフライバック方式のスイッチング電源装置に適用した例を示す電気回路図である。
【図８】さらに他の従来技術のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【符号の説明】
５１ スナバー回路
５２，７２ スイッチング電源装置
５３ 直流電源
５４，７４ トランス
５４ａ １次巻線
５４ｂ，７４ｂ ２次巻線
５４ｃ スナバー巻線
５５ スイッチング素子
５６ ダイオード
５７ 平滑コンデンサ
６０ 制御回路
６１ ダイオード
６２ スナバーコンデンサ
７７ フライホイルチョークコイル
７６ フライホイルダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆるＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適に実施されるスイッチング電源装置において、スイッチング素子のオフ時に発生するノイズを除去するためのスナバー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯型小型電子機器などに用いられ、商用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッテリからの直流電流を、たとえば数十〜数百ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、小型のトランスで所望とする電圧に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
一方で、電子機器から発生する電磁ノイズに対する規制が厳しくなってきており、上述のようなスイッチング電源装置には、ノイズとなるスイッチングサージを吸収するためのスナバー回路が搭載されている。
【０００４】
図５は、典型的な従来技術のスナバー回路１を搭載するスイッチング電源装置２の電気回路図である。このスイッチング電源装置２は、フライバック方式のスイッチング電源装置であり、直流電源３に対してトランス４の１次巻線４ａおよびスイッチング素子５の直列回路を接続し、スイッチング素子５のオン期間に１次巻線４ａに蓄積した励磁エネルギを、オフ時に２次巻線４ｂから出力し、ダイオード６および平滑コンデンサ７を介して、出力端子８，９間に導出するものである。
【０００５】
スナバー回路１は、スイッチングサージ吸収用のスナバーコンデンサ１１およびダイオード１２から成り、前記１次巻線４ａに並列に接続される直列回路と、前記スナバーコンデンサ１１に並列に接続される抵抗１３とを備えて構成されている。前記スイッチング素子５のオン期間にトランス４の漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子５のターンオフ時に発生するサージは、ダイオード１２を介してスナバーコンデンサ１１に吸収され、時間経過に伴って、抵抗１３で消費されてゆく。
【０００６】
しかしながら、このような抵抗消費型のスナバー回路１では、前記漏洩インダクタンスによるサージエネルギは、スナバーコンデンサ１１に蓄積された後、抵抗１３で消費され、電力変換効率が低く、近年の省エネルギ化の要求には対応することができないという問題がある。
【０００７】
このため、他の従来技術として、前記スナバーコンデンサ１１に蓄積されたサージエネルギを利用するようにした構成が特開平８−１８２３１６号公報で提案されている。図６は、その特開平８−１８２３１６号によるスナバー回路２１を備えるスイッチング電源装置２２の電気回路図である。
【０００８】
このスイッチング電源装置２２において、前述のスイッチング電源装置２に対応する構成には、同一の参照符号を付して示している。このスイッチング電源装置２２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、スイッチング素子５のオン時に２次側へエネルギが導出される。スナバー回路２１は、前記１次巻線４ａと並列に接続されるスナバーコンデンサ１１およびダイオード１２の直列回路と、インダクタ２３と、内部電源２４と、ダイオード２５とを備えて構成されている。
【０００９】
このスナバー回路２１は、いわゆるＬＣスナバー回路であり、スイッチング素子５のターンオフ時に、スナバーコンデンサ１１とダイオード１２との閉回路によって、スナバーコンデンサ１１に図６図示とは反対の極性で充電を行い、スイッチング素子５のターンオン時に、インダクタ２３とスナバーコンデンサ１１とが共振することによって、該スナバーコンデンサ１１が図６図示の極性となり、再び次のターンオフ時に、該スナバーコンデンサ１１の充電電圧によってスイッチング素子５を零電圧スイッチングさせ、スイッチング損失を低減するものである。
【００１０】
なお、補助電源２４は、軽負荷時においても、スイッチング素子５のオン期間に、スナバーコンデンサ１１に直流電源３にほぼ等しい電圧を充電するために設けられるものであり、余剰となった電力は、インダクタ２３およびダイオード１２，２５を介して直流電源３に回生される。
【００１１】
このようにスナバー回路２１は、スイッチング素子５のオン期間にトランス４に蓄積されていた励磁エネルギによって、前記スイッチング素子５のオフ時に発生するサージエネルギをスナバーコンデンサ１１で吸収し、スイッチング素子５の零電圧スイッチングのために用いている。
【００１２】
このように構成されるスナバー回路２１では、上述のように、スイッチング素子５を零電圧スイッチングさせて、スイッチングによる損失を低減させることができるけれども、スイッチング素子５のオフ時に発生するトランス４の漏洩インダクタンスとスナバーコンデンサ１１との共振振動によるノイズレベルを低くするためには、スナバーコンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。
【００１３】
また、スナバー回路２１内に大きな無効電流が流れ、前記零電圧スイッチングによる損失の低減分よりも大きな損失を招くことになるという問題がある。すなわち、スイッチング電源装置２２が重負荷で動作している場合には、スイッチング素子５のオフ後のリセット電流が大きいので、スナバーコンデンサ１１が直流電源３の電圧値以上に充電され、この過充電分に相当するエネルギが次回のスイッチング素子５のオン時に直流電源３に回生されるけれども、その回生は、まずスナバーコンデンサ１１とチョークコイル２３との共振によって、スナバーコンデンサ１１のエネルギがチョークコイル２３に移り、このチョークコイル２３からダイオード１２，２５および補助電源２４を介して直流電源３に供給されることで実現されるので、ダイオード１２，２５のオン抵抗による損失、補助電源２４の内部抵抗による損失およびチョークコイル２３のヒステリシス損の増加によって、大きな損失が発生するという問題がある。
【００１４】
また、スイッチング電源装置２２が軽負荷で動作している場合には、スイッチング素子５のオフ後のリセット電流が小さいので、スナバーコンデンサ１１が直流電源３の電圧値以下にしか充電されず、前述のように補助電源２４から不足分を充電することになり、該補助電源２４内の内部抵抗によって損失が発生するという問題がある。
【００１５】
一方、この図６のスイッチング電源装置２２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、主電源投入時等、直流電源３の電源電圧のトランス４の巻数比倍の２次側誘起電圧と、平滑コンデンサ７の充電電圧との間の差が大きいと、スイッチング素子５のオン時に大きな突入電流が流れ、素子の破損を招いてしまうので、図６で示すように、フライホイールダイオード２６とチョークコイル２７とが設けられている。
【００１６】
そこで、上述のような構成をフライバック方式のスイッチング電源装置に用いると、図７で示すようになる。このスイッチング電源装置２２ａでは、スナバー回路２１ａは、前述の補助電源２４として、トランス４の第２の２次巻線から成るスナバー巻線４ｃを用いている。
【００１７】
このスナバー回路２１ａでも、前記スナバー回路２１と同様に、スイッチング素子５のオフ時に発生するトランス４の漏洩インダクタンスとスナバーコンデンサ１１との共振振動によるノイズレベルを低くするためには、スナバーコンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。さらに、スイッチング素子５がオフすると、スナバーコンデンサ１１の充電極性が反転して、該スナバーコンデンサ１１とダイオード１２と１次巻線４ａとの閉回路内を大きな無効電流が流れ、またスイッチング素子５がオンすると、スナバーコンデンサ１１の充電極性が反転して、該スナバーコンデンサ１１とスイッチング素子５とダイオード２５と２次巻線４ｃとインダクタ２３との閉回路内を大きな無効電流が流れ、これらによる損失が発生するという問題がある。
【００１８】
このため、これらの問題を解決するために、さらに他の従来技術として、フォワード方式のスイッチング電源装置として特開昭６１−１５７２６４号公報が、フライバック方式のスイッチング電源装置として特開平７−２６４８５１号公報が提案されている。図８は、その特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１を備えるスイッチング電源装置３２の電気回路図である。この図８において、図５の構成に対応する部分には、同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００１９】
注目すべきは、このスナバー回路３１は、ダイオード４１とスナバーコンデンサ４２とから成り、１次巻線４ａと並列に、かつ直流電源３側にダイオード４１が、スイッチング素子５側にスナバーコンデンサ４２が接続される直列回路と、スイッチング素子５のオン時に、前記スナバーコンデンサ４２とスイッチング素子５と閉回路を形成するトランス３４のスナバー巻線３４ｃとダイオード４３とを備えて構成されていることである。
【００２０】
ダイオード４１は、該ダイオード４１とスナバーコンデンサ４２と１次巻線４ａとによって形成される閉回路内を、矢符ｉ１で示す方向に電流ループを形成するように、スナバーコンデンサ４２側がアノードとされ、直流電源３側がカソードとされる。また、ダイオード４３は、前記閉回路内を矢符ｉ２で示す方向に電流ループを形成するように、スナバーコンデンサ４２側がカソードとされ、スイッチング素子５側がアノードとされる。このダイオード４３とスナバー巻線３４ｃとは、相互に入換えられてもよい。
【００２１】
このように構成することによって、スイッチング素子５のターンオフ時のサージエネルギを、不要な電流振動を生じることなく、コンデンサ４２に確実に吸収するとともに、その吸収したエネルギをスナバー巻線３４ｃによってトランス３４の励磁エネルギに変換し、結果として２次側へ回生するので、スイッチングノイズを低減しつつ、電力変換効率の向上を図ることができる。
【００２２】
また、スイッチング素子５のオン時に１次巻線４ａの漏洩インダクタンスに蓄積されていた励磁エネルギが、スイッチング素子５のオフ時に、２次巻線４ｂから１次巻線４ａに誘起されるフライバック電圧に加算されてスナバーコンデンサ４２に流入し、トランス３４の励磁エネルギとして再利用され、無効電流が少ない回生スナバー回路が実現されている。
【００２３】
ここで、一般に、回生スナバー回路は、回路内を流れる循環電流の電流値を少なくする程、また回路内の各素子の抵抗成分（ダイオードの順方向電位降下による損失、主スイッチング素子の導通抵抗、巻線および各素子を結ぶ配線の抵抗等）を少なくする程、回路内の電力損失が少なくなる。
【００２４】
そこで、本件発明者は、特開２０００−９２８３４号公報で示すように、前記図８のスナバー回路３１に、前記循環電流を最小にするために、構成素子の定数を最適化する手法を提案した。これによって、前記スナバーコンデンサ４２は、内部電源として機能するスナバー巻線３４ｃの誘起電圧によって、ほぼ一定電圧に維持されており、スイッチングによるサージ分だけ、すなわち２次側への回生電流分だけ充放電を行うことになり、該スナバーコンデンサ４２の充電極性が反転するようなことはなく、また無効電流が発生するようなこともなく、該充放電に伴う損失を最小限とするより完成度の高い回生スナバー回路が提案されている。
【００２５】
【特許文献１】
特開平８−１８２３１６号公報
【００２６】
【特許文献２】
特開昭６１−１５７２６４号公報
【００２７】
【特許文献３】
特開平７−２６４８５１号公報
【００２８】
【特許文献４】
特開２０００−９２８３４号公報
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、本件発明者のさらなる検討によって、部品点数を削減し、前記電力損失も一層低減できる構成が開発された。
【００３０】
本発明の目的は、部品点数を削減し、かつ電力損失を低減することができるスナバー回路およびそれを搭載するスイッチング電源装置を提供することである。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明のスナバー回路は、スナバーコンデンサおよびダイオードから成り、トランスの１次巻線と並列に、かつスイッチング素子側がスナバーコンデンサとなるように接続される直列回路と、前記スイッチング素子のオン時に、前記スナバーコンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成し、前記１次巻線と略同一の巻き数に設定されるスナバー巻線とを含むことを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、本発明に係るスナバー回路は、先ず、スナバーコンデンサと、ダイオードと、スナバー巻線とを含む少ない部品で構成される。そして、スイッチングサージを吸収するためのスナバーコンデンサとダイオードとは、１次巻線の巻き始め端子、すなわち平滑コンデンサなどの電源の正極端子側にダイオードのカソードが接続され、巻き終わり端子、すなわちスイッチング素子の一端側にスナバーコンデンサの一端が接続され、該スナバーコンデンサの他端と前記ダイオードのアノードとが接続されることで、スイッチング素子のオフ時に発生したスイッチングサージは、上記閉回路内を流れ、スナバーコンデンサに吸収される。
【００３３】
一方、スナバー巻線は、前記スイッチング素子のオン時に、前記スナバーコンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成するように設けられる。すなわち、巻き始め端子が前記電源の負極端子およびスイッチング素子の他端に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサの他端とダイオードのアノードとの接続点に接続される。以上の点が、前記特開２０００−９２８３４号と同様である。
【００３４】
注目すべきは、本発明では、前記特開２０００−９２８３４号においてスナバー巻線と直列に設けられているダイオードが設けられていないことで、代わりに、このスナバー巻線の巻き数が、１次巻線の巻き数と略同一に設定されていることである。すなわち、前記特開２０００−９２８３４号では、前記直列のダイオードは、スイッチング素子のオンタイミングの初期に導通し、前回のオフタイミングでスナバーコンデンサに蓄積された漏洩インダクタンス分のエネルギを、スナバーコンデンサと、スイッチング素子と、スナバー巻線と、該直列のダイオードとによって形成される閉回路内を流してトランスの励磁エネルギに変換し、結果としてスナバー巻線から２次側へ出力させている。
【００３５】
これに対して、本発明では、スナバー巻線の巻き数が１次巻線の巻き数と略同一に設定されていることから、スイッチング素子のオン時に、これらスナバー巻線および１次巻線には略同一の電圧が誘起される。そして、前記スナバーコンデンサは、電源の電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ→１次巻線→電源→スナバー巻線→スナバーコンデンサの経路で流れ、電源に回生される。
【００３６】
したがって、前記特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサの充放電電流およびダイオードを流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバー回路内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができる。
【００３７】
また、本発明のスナバー回路は、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａを、電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランスの１次巻線および２次巻線の巻き数比を設定することを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａは、２次側出力電圧をＶｏ、１次巻線の巻き数をＮａ、２次巻線の巻き数をＮｂとするとき、Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ）で表されるので、前記電圧ＥＦａが電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けることで、該１次巻線の漏洩インダクタンスの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオードの両端間に寄生する容量と、１次巻線およびスナバー巻線に存在する漏洩インダクタンスとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００３９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、前記のスナバー回路を搭載することを特徴とする。
【００４０】
上記の構成によれば、循環電流を最小限にすることができるとともに、部品点数の少ないスイッチング電源装置を実現することができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００４２】
図１は、本発明の実施の一形態のスナバー回路５１を備えるスイッチング電源装置５２の電気回路図である。このスイッチング電源装置５２は、直流電源５３の両端子間にトランス５４の１次巻線５４ａとスイッチング素子５５との直列回路が接続され、スイッチング素子５５のオン期間に前記１次巻線５４ａに蓄積された励磁エネルギを、オフ期間に２次巻線５４ｂからダイオード５６を介して取出し、平滑コンデンサ５７で平滑化して、出力端子５８，５９間に所定の２次側電圧Ｖｏとして出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置である。
【００４３】
前記直流電源５３は、商用交流を整流して得られた電流を平滑化する平滑コンデンサや、バッテリなどで実現され、この図１の例では、平滑コンデンサで示している。また、スイッチング素子５５は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果型トランジスタで示している。前記スイッチング素子５５のゲートには、制御回路６０から、出力電圧Ｖｏが低くなる程、オン期間が長くなる制御信号が与えられており、これによって負荷変動に拘らず、前記出力電圧Ｖｏが所定値に安定化されている。
【００４４】
スナバー回路５１は、ダイオード６１と、スナバーコンデンサ６２と、前記トランス５４のスナバー巻線５４ｃとを備えて構成されている。前記ダイオード６１のカソードは、１次巻線５４ａの巻き始め端子、すなわち直流電源５３の正極端子側に接続され、前記１次巻線５４ａの巻き終わり端子、すなわちスイッチング素子５５の一端側にはスナバーコンデンサ６２の一端が接続され、該スナバーコンデンサ６２の他端と前記ダイオード６１のアノードとが接続される。こうして、スイッチング素子５５のオフ時に発生したスイッチングサージは、上記閉回路内を流れ、スナバーコンデンサ６２に吸収される。
【００４５】
一方、スナバー巻線５４ｃは、前記スイッチング素子５５のオン時に、前記スナバーコンデンサ６２および該スイッチング素子５５と閉回路を形成するように設けられる。すなわち、巻き始め端子が前記直流電源５３の負極端子およびスイッチング素子５５の他端に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサ６２の他端とダイオード６１のアノードとの接続点に接続される。以上の点が、前記特開２０００−９２８３４号と同様である。
【００４６】
注目すべきは、本発明では、前記特開２０００−９２８３４号においてスナバー巻線５４ｃと直列に設けられているダイオードが設けられていないことで、代わりに、このスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが、１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと略同一に設定されていることである。すなわち、前記特開２０００−９２８３４号では、前記直列のダイオードは、スイッチング素子５５のオンタイミングの初期に導通し、前回のオフタイミングでスナバーコンデンサ６２に蓄積された漏洩インダクタンス分のエネルギを、スナバーコンデンサ６２と、スイッチング素子５５と、スナバー巻線５４ｃと、該直列のダイオードとによって形成される閉回路内を流してトランス５４の励磁エネルギに変換し、結果としてスナバー巻線５４ｃから２次側へ出力させている。
【００４７】
これに対して、本発明では、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと略同一に設定されていることから、スイッチング素子５５のオン時に、これらスナバー巻線５４ｃおよび１次巻線５４ａには略同一の電圧ＥＦｃ，ＥＦａが誘起される。そして、前記スナバーコンデンサ６２は、電源電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａ→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃ→スナバーコンデンサ６２の経路で流れ、電源に回生される。以上の点を、図２を用いて、詳細に説明する。
【００４８】
図２は、上述のように構成されるスイッチング電源装置５２の動作を説明するための電流経路図である。図２は、図１の回路図から所要の動作説明に要する以外の回路部分を削除して記載したもので、１次巻線５４ａに直列に該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａを、スナバー巻線５４ｃに直列に該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃを追加して記載している。
【００４９】
スイッチング素子５５がオンしている間、図２（ａ）に矢印線にて示すとおり、電流Ｉ１が、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スイッチング素子５５→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れ、漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に励磁エネルギを蓄積する。
【００５０】
この間、１次巻線５４ａに、該１次巻線５４ａの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする逆起電圧が発生し、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが前述のとおり該１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと同一であることから、スナバー巻線５４ｃの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生する。これによって、スナバーコンデンサ６２は、スイッチング素子５５に接続されている前記一端側を正とし、電圧値ＶＤＣに充電されている。また、この間、スナバー巻線５４ｃに流れる電流は、概略、零であり、該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃに蓄積される励磁エネルギも、概略、零である。
【００５１】
次に、スイッチング素子５５がオフすると、前述のとおり１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に蓄積されていた励磁エネルギによって、図２に図示しない２次巻線５４ｂの巻き終わり端子→ダイオード５６→平滑コンデンサ５７→２次巻線５４ｂの巻き始め端子に至る経路をフライバック電流が流れ、該スイッチング電源装置５２の出力電圧Ｖｏを生成する。
【００５２】
また、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間中に１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギによって、電流Ｉ１が、図２（ｂ）に図示するとおり、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れる。
【００５３】
ここで、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間において、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃの電流が概略零であったことから、スイッチング素子５５がオフすると、該漏洩インダクタンスＬＬｃが前記電流Ｉ１の急激な増加を抑制するので、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギの一部は、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→ダイオード６１→前記漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に戻る経路で、電流Ｉ４を流す。
【００５４】
前記スナバーコンデンサ６２は、これらの電流Ｉ１，Ｉ４によって充電され、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣ＋αのレベルに上昇するが、該スナバーコンデンサ６２に充分大きな容量値のものを設定することによって、このα分が無視できるレベルに抑制され、スイッチング素子５５に印加される電圧は、概略２×ＶＤＣ以上の電圧に上昇しないよう抑制されることになる。
【００５５】
以上の動作によって、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギがスナバーコンデンサ６２に吸収され、該励磁エネルギが消滅すると、図２（ｃ）に示すとおり、トランス５４の１次巻線５４ａおよびスナバー巻線５４ｃに、各々各巻線の左隣に表示した矢印にて示す極性方向の誘起電圧ＥＦａ，ＥＦｃが誘起される。
【００５６】
ＥＦａ＝Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ） …（１）
ＥＦｃ＝Ｖｏ×（Ｎｃ／Ｎｂ） …（２）
但し、前述のように、Ｖｏは本スイッチング電源装置５２の出力電圧を、Ｎａはトランス５４の１次巻線５４ａの巻き数を、Ｎｂはトランス５４の２次巻線５４ｂの巻き数を、Ｎｃはトランス５４のスナバー巻線５４ｃの巻き数を示す。
【００５７】
したがって、前述のようにトランス５４の１次巻線５４ａの巻き数Ｎａとスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃとを同一にしておくことで、ＥＦａ＝ＥＦｃとなり、前記１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギが消滅する時間において、スナバーコンデンサ６２の充電電荷は、前述のαＶ分、電流Ｉ５にて表示する経路、すなわち該スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬａ→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬｃ→スナバーコンデンサ６２に戻る経路を通して放電し、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は図２（ｃ）に示すとおりＶＤＣとなる。
【００５８】
また、この電流Ｉ５の流れによって、図２（ｂ）の動作期間においてスナバーコンデンサ６２に充電されたエネルギを、直流電源５３への充電エネルギに回生し、本スイッチング電源装置５２の電力変換効率を向上することができる。これに対して、スナバー巻線５４ｃと１次巻線５４ａとの巻き数Ｎｃ，Ｎａが大きく異なると、相互の誘起電圧ＥＦｃ，ＥＦａが相異するので、スナバーコンデンサ６２に余分な充放電電流が流れることになり、回路内に損失が発生する。
【００５９】
こうして、前記特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサ６２の充放電電流およびダイオード６１を流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバー回路５１内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができ、また前記ダイオードから発生するリカバリーノイズが発生することもない。
【００６０】
なお、前記の図２（ｂ）で示す動作期間において、スイッチング素子５５に印加される電圧は、ＶＤＣ＋ＥＦａとなり、トランス５４の１次巻線５４ａと２次巻線５４ｂとの巻き数比Ｎａ：Ｎｂを、ＥＦａ＜ＶＤＣの関係が成立するように設定することによって、この期間においても、該スイッチング素子５５の印加電圧を２×ＶＤＣ以下に管理することができる。また、フライバック電流が消滅し、２次巻線５４ｂのフライバック電流が零になる以後の状態においても、１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）とスナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）とに誘起される電圧ＥＦａ，ＥＦｃは同一値となって相互に打消し合うので、スナバーコンデンサ６２の充電電圧値は、前述のようにＶＤＣで一定となり、変化しない。
【００６１】
したがって、スイッチング素子５５に、たとえばＦＥＴを採用した場合、ＦＥＴは、一般的に高耐圧の品種を選択するに従い、オン抵抗が高くなる傾向があり、前記スナバー回路５１を採用することによって、低耐圧の品種の選択が可能となり、これによってもまた、電力損失の低減が可能になる。
【００６２】
さらにまた、前記式１から、前記電圧ＥＦａを、電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランス５４の１次巻線５４ａおよび２次巻線５４ｂの巻き数比Ｎａ：Ｎｂを設定しておくことで（所望とする出力電圧Ｖｏは、前記巻き数比Ｎａ：Ｎｂのみによって決定されず、デューティ等によっても変化する）、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオード６１の両端間に寄生する容量と、１次巻線５４ａおよびスナバー巻線５４ｃに存在する漏洩インダクタンスＬＬａ，ＬＬｃとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００６３】
また、図８で示す前記特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１では、ダイオード４３がオン状態からオフ状態に遷移するときに、該ダイオード４３によるリカバーノイズが発生するけれども、本発明によれば、このノイズ発生素子を除去しているので、この弊害も解消することができる。
【００６４】
本発明の実施の他の形態について、図３および図４に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【００６５】
図３は、本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置７２の電気回路図である。このスイッチング電源装置７２は、フォワード方式のスイッチング電源装置であり、前述のスナバー回路５１は同様で、またスナバー巻線５４ｃと１次巻線５４ａとの巻き数Ｎｃ，Ｎａが同一であるけれども、動作が異なるので、以下に詳述する。この図３の構成において、図１の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００６６】
上述のようにフォワード方式であるため、トランス７４は、２次巻線７４ｂの巻き方向が、前記スイッチング電源装置５２のトランス５４の２次巻線５４ｂの巻き方向に対して、逆方向に変更されている。また、２次側回路では、前記ダイオード５６と平滑コンデンサ５７との間にはフライホイルチョークコイル７７が設けられ、２次巻線７４ｂの巻き終わり端子から前記フライホイルチョークコイル７７の間には、この方向が順方向となるように、フライホイルダイオード７６が設けられている。
【００６７】
したがって、スイッチング素子５５のオン期間において、トランス７４の２次巻線７４ｂに誘起する電圧によって、該２次巻線７４ｂ→ダイオード５６→フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→２次巻線７４ｂの順に電流が流れ、前記スイッチング素子５５のオフ期間には、前記フライホイルダイオード７６によって、前記フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→該フライホイルダイオード７６→フライホイルチョークコイル７７の順に電流が流れることで、２次側出力電圧Ｖｏが生成される。
【００６８】
図４は、前述の図２と同様に、上述のように構成されるスイッチング電源装置７２の動作を説明するための電流経路図である。図４（ａ）に示すスイッチング素子５５がオンしている間は、前記図２（ａ）と同様に、矢印線にて示すとおり、電流Ｉ１が、直流電源５３の正極端子→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スイッチング素子５５→直流電源５３の負極端子に至る経路を流れ、漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に励磁エネルギを蓄積する。
【００６９】
同時に、トランス７４の図４に図示しない２次巻線７４ｂに誘起電圧が発生し、上述のように、該２次巻線７４ｂ→ダイオード５６→フライホイルチョークコイル７７→平滑コンデンサ５７→２次巻線７４ｂの経路を電流が流れ、２次側出力電圧Ｖｏが生成される。
【００７０】
この間、１次巻線５４ａに、該１次巻線５４ａの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生し、スナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃが前述のとおり該１次巻線５４ａの巻き数Ｎａと同一であることから、スナバー巻線５４ｃの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が直流電源５３の電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生する。これによって、スナバーコンデンサ６２は、スイッチング素子５５に接続されている前記一端側を正とし、電圧値ＶＤＣに充電されている。また、この間、スナバー巻線５４ｃに流れる電流は、概略、零であり、該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃに蓄積される励磁エネルギも、概略、零である。
【００７１】
次に、スイッチング素子５５がオフすると、図４（ｂ）に図示するとおり、トランス７４に蓄積されていた励磁エネルギによって、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→ダイオード６１→直流電源５３→該スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→の経路で、リセット電流Ｉｒが流れ、トランス７４に蓄積された励磁エネルギを、直流電源５３に回生する。
【００７２】
ここで、前述のとおり、スイッチング素子５５のオン期間において、スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃの電流が概略零であったことから、スイッチング素子５５がオフすると、該漏洩インダクタンスＬＬｃが前記リセット電流Ｉｒの急激な増加を抑制するので、前記トランス７４に蓄積されていた励磁エネルギの一部は、前記漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギも含めて、該１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２→ダイオード６１→前記漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）に戻る経路で、電流Ｉ４を流す。
【００７３】
前記スナバーコンデンサ６２は、この電流Ｉ４によって充電され、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣ＋αのレベルに上昇するが、該スナバーコンデンサ６２に充分大きな容量値のものを設定することによって、この電圧上昇α分が無視できるレベルに抑制され、スイッチング素子５５に印加される電圧は、概略２×ＶＤＣ以上の電圧に上昇しないよう抑制されることになる。
【００７４】
以上の動作によって、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギがスナバーコンデンサ６２に吸収され、該励磁エネルギが消滅すると、前述の通り、トランス７４の１次巻線５４ａの巻き数Ｎａとスナバー巻線５４ｃの巻き数Ｎｃとが同一のため、誘起電圧ＥＦａ＝ＥＦｃとなり、図４（ｃ）に示すとおり、スナバーコンデンサ６２の充電電荷は前述のαＶ分、該スナバーコンデンサ６２→１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線５４ａ（完全密結合インダクタンス）→直流電源５３→スナバー巻線５４ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線５４ｃ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ６２の経路で、電流Ｉ５を流して放電し、該スナバーコンデンサ６２の充電電圧は、図４（ｃ）に示すとおりＶＤＣとなる。
【００７５】
また、この電流Ｉ５の流れによって、図４（ｂ）で示す動作期間においてスナバーコンデンサ６２に充電されたエネルギを、直流電源５３の充電エネルギに回生し、本スイッチング電源装置７２の電力変換効率を向上することができる。すなわち、結果的に、スイッチング素子５５のオン期間中に１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギを、直流電源５３の充電エネルギに回生していることになる。
【００７６】
この後時間が経過し、前記スイッチング素子５５のオン期間中にトランス７４に蓄積された励磁エネルギがリセット電流Ｉｒによって総て直流電源５３に回生されると、該リセット電流Ｉｒが停止し、次にスイッチング素子５５がオンするまでの期間において、１次巻線５４ａ、ダイオード６１、スナバーコンデンサ６２およびスナバー巻線５４ｃに電流が流れないことになる。また、この期間におけるスナバーコンデンサ６２の充電電圧は、ＶＤＣの状態で維持される。
【００７７】
このように構成することで、フライバック方式のスイッチング電源装置５２に限らず、フォワード方式のスイッチング電源装置７２にも、本発明を適用することができる。たとえば、大容量の電源装置などで、励磁エネルギの蓄積のためのインダクタンスを、トランスとチョークコイルとに分散できる等のフォワード方式の利点が重視される場合には、このフォワード方式が好適である。
【００７８】
なお、前記リセット電流Ｉｒを流すことで、トランス７４の励磁エネルギを直流電源５３に回生する技術は公知であるが、そのような従来技術では、前記スナバーコンデンサ６２に相当するようなコンデンサが備えられていないので、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギを回生できず、スイッチング素子５５のオフ時において、該励磁エネルギによってスイッチング素子５５の両端間に振動電圧を発生させ、ノイズ発生の要因となるのみならず、電力変換の低下をきたしている。
【００７９】
これに対して、本発明のスイッチング電源装置７２は、前記公知の技術にスナバーコンデンサ６２およびダイオード６１を追加し、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギを、直流電源５３に漏れなく回生することによって、電力変換効率を向上することができる。
また、前記スイッチング電源装置５２と同様に、スナバーコンデンサ６２の容量値を、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギに対して充分大きくすることによって、スイッチング素子５５のオフ時において、該スイッチング素子５５に印加される電圧が概略２×ＶＤＣに抑制され、尚且つ振動が発生しないので、ノイズを低減でき、スイッチング素子５５にＦＥＴを採用した場合において、低耐圧の品種を選択することができ、これによってもまた、電力変換効率を向上することができる。
【００８０】
さらにまた、前記１次巻線５４ａとスナバー巻線５４ｃとの巻き数Ｎａ，Ｎｃを概略同一にすることによって、スナバーコンデンサ６２の充放電電流およびダイオード６１を流れる電流を、１次巻線５４ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、ダイオード６１の順方向電位降下およびスナバー回路５１内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明のスナバー回路は、以上のように、スナバーコンデンサおよびダイオードから成る直列回路をトランスの１次巻線と並列に接続して前記スナバーコンデンサによってスイッチングサージを吸収し、さらに前記直列回路においてスイッチング素子側をスナバーコンデンサとし、そのスナバーコンデンサとスイッチング素子とスナバー巻線とによって閉回路を形成し、それらの１次巻線およびスナバー巻線を略同一の巻き数に設定することで、スイッチング素子のオン時に、これらスナバー巻線および１次巻線には略同一の電圧が誘起され、前記スナバーコンデンサは、電源の電圧をＶＤＣとするとき、前記スイッチングサージおよび漏洩インダクタンス分のエネルギによって、ＶＤＣ＋αに上昇するけれども、電源電圧ＶＤＣとの差α分が、スナバーコンデンサ→１次巻線→電源→スナバー巻線→スナバーコンデンサの経路で流れ、電源に回生される。
【００８２】
それゆえ、特開２０００−９２８３４号と同様に、スナバーコンデンサの充放電電流およびダイオードを流れる電流を前記差のα分、すなわち、スイッチングサージおよび漏洩インダクタンスに蓄積された励磁エネルギ相当分のみに抑制することができるので、スナバ回路内部の抵抗成分等による損失を少なくすることができる。そして、前記特開２０００−９２８３４号よりもダイオードを１つ削減しているので、部品点数を削減し、コストを低減することができるとともに、該ダイオードによる抵抗成分が無くなることで、損失を一層削減することができる。
【００８３】
また、本発明のスナバー回路は、以上のように、スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａが、２次側出力電圧をＶｏ、１次巻線の巻き数をＮａ、２次巻線の巻き数をＮｂとするとき、Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ）で表されるので、前記電圧ＥＦａを電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランスの１次巻線および２次巻線の巻き数比を設定する。
【００８４】
それゆえ、１次巻線の漏洩インダクタンスの励磁エネルギが消滅する時間以後において、ダイオードの両端間に寄生する容量と、１次巻線およびスナバー巻線に存在する漏洩インダクタンスとの間で発生する細かなリンギング振動の振幅を縮小し、不要輻射（ノイズ）を低減することができる。
【００８５】
また、図８で示す前記特開平７−２６４８５１号によるスナバー回路３１では、ダイオード４３がオン状態からオフ状態に遷移するときに、該ダイオード４３によるリカバーノイズが発生するけれども、本発明によれば、このノイズ発生素子を除去しているので、この弊害も解消することができる。
【００８６】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記のスナバー回路を搭載する。
【００８７】
それゆえ、循環電流を最小限にすることができるとともに、部品点数の少ないスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明するための電流経路図である。
【図３】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図４】図３で示すスイッチング電源装置の動作を説明するための電流経路図である。
【図５】典型的な従来技術のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図６】他の従来技術のスナバー回路を備えるフォワード方式のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図７】図６で示すスナバー回路をフライバック方式のスイッチング電源装置に適用した例を示す電気回路図である。
【図８】さらに他の従来技術のスナバー回路を備えるスイッチング電源装置の電気回路図である。
【符号の説明】
５１ スナバー回路
５２，７２ スイッチング電源装置
５３ 直流電源
５４，７４ トランス
５４ａ １次巻線
５４ｂ，７４ｂ ２次巻線
５４ｃ スナバー巻線
５５ スイッチング素子
５６ ダイオード
５７ 平滑コンデンサ
６０ 制御回路
６１ ダイオード
６２ スナバーコンデンサ
７７ フライホイルチョークコイル
７６ フライホイルダイオード
Claims (3)
- スナバーコンデンサおよびダイオードから成り、トランスの１次巻線と並列に、かつスイッチング素子側がスナバーコンデンサとなるように接続される直列回路と、
前記スイッチング素子のオン時に、前記スナバーコンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成し、前記１次巻線と略同一の巻き数に設定されるスナバー巻線とを含むことを特徴とするスナバー回路。 - スイッチング素子のオフ時に１次巻線に誘起される電圧ＥＦａを、電源電圧ＶＤＣを超えない範囲内で該電源電圧ＶＤＣに近付けるように、２次側出力電圧Ｖｏに対応して、トランスの１次巻線および２次巻線の巻き数比を設定することを特徴とする請求項１記載のスナバー回路。
- 前記請求項１または２記載のスナバー回路を搭載することを特徴とするスイッチング電源装置。
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