JP3429203B2 - スイッチング電源装置のスナバ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置において、スイッチ
ング素子のＯＦＦ時に発生するノイズを除去するための
スナバ回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高周
波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧に
高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が広
く用いられている。 【０００３】一方で、電子機器から発生する電磁ノイズ
に対する規制が厳しくなってきており、上述のようなス
イッチング電源装置には、ノイズとなるスイッチングサ
ージを吸収するためのスナバ回路が搭載されている。 【０００４】図３は、典型的な従来技術のスナバ回路１
を搭載するスイッチング電源装置２の電気回路図であ
る。このスイッチング電源装置２は、フライバック方式
のスイッチング電源装置であり、直流電源３に対して変
圧器４の１次巻線４ａおよびスイッチング素子５の直列
回路を接続し、スイッチング素子５のＯＮ期間に１次巻
線４ａに蓄積した励磁エネルギを、ＯＦＦ時に２次巻線
４ｂから出力し、ダイオード６および平滑コンデンサ７
を介して、出力端子８，９間に導出するものである。 【０００５】スナバ回路１は、スイッチングサージ吸収
用のコンデンサ１１およびダイオード１２から成り、前
記１次巻線４ａに並列に接続される直列回路と、前記コ
ンデンサ１１に並列に接続される抵抗１３とを備えて構
成されている。前記スイッチング素子５のＯＮ期間に変
圧器４の漏洩インダクタンスに蓄積されたエネルギによ
って、スイッチング素子５のターンオフ時に発生するサ
ージは、ダイオード１２を介してコンデンサ１１に吸収
され、時間経過に伴って、抵抗１３で消費されてゆく。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術のスナ
バ回路１では、前記漏洩インダクタンスによるサージエ
ネルギは、コンデンサ１１に蓄積された後、抵抗１３で
消費されてゆく。したがって、電力変換効率が低く、近
年の省エネルギ化の要求には対応することができないと
いう問題がある。 【０００７】このため、他の従来技術として、前記コン
デンサ１１に蓄積されたサージエネルギを利用するよう
にした構成が特開平８−１８２３１６号公報で提案され
ている。図４は、その特開平８−１８２３１６号による
スナバ回路２１を備えるスイッチング電源装置２２の電
気回路図である。 【０００８】このスイッチング電源装置２２において、
前述のスイッチング電源装置２に対応する構成には、同
一の参照符号を付して示している。このスイッチング電
源装置２２は、フォワード方式のスイッチング電源装置
であり、スイッチング素子５のＯＮ時に２次側へエネル
ギが導出される。スナバ回路２１は、前記１次巻線４ａ
と並列に接続されるコンデンサ１１およびダイオード１
２の直列回路と、インダクタ２３と、内部電源２４と、
ダイオード２５とを備えて構成されている。 【０００９】このスナバ回路２１は、いわゆるＬＣスナ
バ回路であり、スイッチング素子５のターンオフ時に、
コンデンサ１１とダイオード１２との閉回路によって、
コンデンサ１１に図４図示とは反対の極性で充電を行
い、スイッチング素子５のターンオン時に、インダクタ
２３とコンデンサ１１とが共振することによって、該コ
ンデンサ１１が図４図示の極性となり、再び次のターン
オフ時に、該コンデンサ１１の充電電圧によってスイッ
チング素子５を零電圧スイッチングさせ、スイッチング
損失を低減するものである。 【００１０】なお、補助電源２４は、軽負荷時において
も、スイッチング素子５のＯＮ期間に、コンデンサ１１
に直流電源３にほぼ等しい電圧を充電するために設けら
れるものであり、余剰となった電力は、インダクタ２３
およびダイオード１２，２５を介して直流電源３に回生
される。 【００１１】このようにスナバ回路２１は、スイッチン
グ素子５のＯＮ期間に変圧器４に蓄積されていた励磁エ
ネルギによって、前記スイッチング素子５のＯＦＦ時に
発生するサージエネルギをコンデンサ１１で吸収し、ス
イッチング素子５の零電圧スイッチングのために用いて
いる。 【００１２】このように構成されるスナバ回路２１で
は、上述のように、スイッチング素子５を零電圧スイッ
チングさせて、スイッチングによる損失を低減させるこ
とができるけれども、スイッチング素子５のＯＦＦ時に
発生する変圧器４の漏洩インダクタンスとコンデンサ１
１との共振振動によるノイズレベルを低くするために
は、コンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。 【００１３】また、スナバ回路２１内に大きな無効電流
が流れ、前記零電圧スイッチングによる損失の低減分よ
りも大きな損失を招くことになるという問題がある。す
なわち、スイッチング電源装置２２が重負荷で動作して
いる場合には、スイッチング素子５のＯＦＦ後のリセッ
ト電流が大きいので、コンデンサ１１が直流電源３の電
圧値以上に充電され、この過充電分に相当するエネルギ
が次回のスイッチング素子５のＯＮ時に直流電源３に回
生されるけれども、その回生は、まずコンデンサ１１と
チョークコイル２３との共振によって、コンデンサのエ
ネルギがチョークコイル２３に移り、このチョークコイ
ル２３からダイオード１２，２５および補助電源２４を
介して直流電源３に供給されることで実現されるので、
ダイオード１２，２５のＯＮ抵抗による損失、補助電源
２４の内部抵抗による損失およびチョークコイル２３の
ヒステリシス損の増加によって、大きな損失が発生する
という問題がある。 【００１４】また、スイッチング電源装置２２が軽負荷
で動作している場合には、スイッチング素子５のＯＦＦ
後のリセット電流が小さいので、コンデンサ１１が直流
電源３の電圧値以下にしか充電されず、前述のように補
助電源２４から不足分を充電することになり、該補助電
源２４内の内部抵抗によって損失が発生する。 【００１５】一方、フォワード方式のスイッチング電源
装置では、主電源投入時等、直流電源３の電源電圧の変
圧器４の巻数倍の２次側誘起電圧と、平滑コンデンサ７
の充電電圧との間の差が大きいと、スイッチング素子５
のＯＮ時に大きな突入電流が流れ、素子の破損を招いて
しまうので、図４で示すように、フライホイールダイオ
ード２６とチョークコイル２７とを設ける必要があり、
部品点数が多くなる。 【００１６】そこで、上述のような構成を、本発明の理
想的な適用例であるフライバック方式のスイッチング電
源装置に用いると、図５で示すようになる。このスイッ
チング電源装置２２ａでは、スナバ回路２１ａは、前述
の補助電源２４として、変圧器４の第２の２次巻線４ｃ
を用いている。まず、スイッチング素子５がＯＮしてい
る期間中は、コンデンサ１１は、前述のように図示の極
性方向に、直流電源３の電圧ｅｂに充電されている。 【００１７】スイッチング素子５がＯＮからＯＦＦに切
換わった瞬間では、図６（ａ）において矢符ｉ１で示す
ように、コンデンサ１１は、ダイオード１２および１次
巻線４ａの閉回路で放電を開始する。またこのとき、２
次巻線４ｃには、図示の方向に電圧ｅｌが誘起される。
この誘起電圧ｅｌは、コンデンサ１１の端子間電圧ｅｃ
がスイッチング素子５のＯＦＦタイミング直前で前述の
ようにｅｂであり、変圧器４の１次巻線４ａの巻数をｎ
ａ、２次巻線４ｃの巻数をｎｃとするとき、 ｅｌ＝ｅｂ×（ｎｃ／ｎａ） …（１） で表される。 【００１８】ここでｎｃ＜ｎａであるので、前記誘起電
圧ｅｌは、電源電圧ｅｂよりも小さく、該誘起電圧ｅｌ
による電流は発生しない。 【００１９】図６（ｂ）で示すように、コンデンサ１１
の放電が終了しても、前記１次巻線４ａの励磁エネルギ
によって、前記矢符ｉ１で示す電流が流れ続け、コンデ
ンサ１１は、図６（ｃ）で示すように逆方向に充電さ
れ、その端子間電圧ｅｃが下式に示す値、すなわち該端
子間電圧ｅｃの巻数比倍の電圧が出力中の電圧ｖｏより
高くなると、ダイオード６がＯＮし、矢符ｉ２で示す電
流によって２次側の平滑コンデンサ７の充電が開始され
る。 【００２０】 ｅｃ＝ｖｏ×（ｎａ／ｎｂ） …（２） ただし、ｎｂは２次巻線４ｂの巻数であり、ｖｏは２次
側出力電圧、すなわちコンデンサ７の端子間電圧であ
る。 【００２１】なお、このとき２次巻線４ｃに図示の方向
に電圧ｅｌが誘起されるけれども、ダイオード２５によ
って電流は流れない。 【００２２】前記電流ｉ２が流れ続けている期間中は、
図６（ｄ）で示すように、前記電流ｉ１が停止し、前記
式２の関係が維持される。ただし、これは変圧器４の結
合度が１００％の場合であり、実際には１００％未満で
あり、１次巻線４ａの漏洩インダクタンスの励磁エネル
ギによって、前記端子間電圧ｅｃは、前記式２の値以上
に上昇する。 【００２３】やがて、１次巻線４ａの励磁エネルギの２
次側への放出が終了すると、図６（ｅ）で示すように、
１次側および２次側の電流がともに停止し、スイッチン
グ素子５がＯＮするまでの期間、コンデンサ１１は前記
式２で示す電圧ｅｃを維持する。 【００２４】図７（ａ）で示すように、スイッチング素
子５がＯＮすると、矢符ｉ３で示す直流電源３からの電
流によって１次巻線４ａの励磁が開始されるとともに、
コンデンサ１１は放電を開始し、矢符ｉ４で示すよう
に、スイッチング素子５、ダイオード２５、２次巻線４
ｃを介して、インダクタ２３を励磁する。このとき、２
次巻線４ｃに誘起される電圧ｅｌによっても、インダク
タ２３が励磁される。 【００２５】図７（ｂ）で示すように、コンデンサ１１
の放電が終了しても、２次巻線４ｃに誘起される前記式
１で示す電圧ｅｌによってインダクタ２３は励磁され続
け、これによってコンデンサ１１は逆方向への充電を開
始される。 【００２６】その後、図７（ｃ）で示すように、コンデ
ンサ１１は、その端子間電圧ｅｃが直流電源３の電圧ｅ
ｂとなるまで、インダクタ２３の励磁エネルギの放出と
２次巻線４ｃに誘起される電圧ｅｌとによって充電され
る。 【００２７】コンデンサ１１の端子間電圧ｅｃが前記電
源電圧ｅｂとなると、図７（ｄ）において矢符ｉ５で示
すように、インダクタ２３の余剰の励磁エネルギは、ダ
イオード１２，２５および２次巻線４ｃを介して直流電
源３に回生される。このとき、２次巻線４ｃの誘起電圧
ｅｌによって、該回生が付勢される。 【００２８】前記インダクタ２３の励磁エネルギの放出
が完了すると、図７（ｅ）で示すように、前記電流ｉ５
が停止する。この状態でコンデンサ１１の端子間電圧ｅ
ｃは、前記電源電圧ｅｂのままで維持され、前記図６
（ａ）で示すスイッチング素子５のＯＦＦタイミングま
で保持される。 【００２９】このスナバ回路２１ａでは、前記スナバ回
路２１と同様に、スイッチング素子５のＯＦＦ時に発生
する変圧器４の漏洩インダクタンスとコンデンサ１１と
の共振振動によるノイズレベルを低くするためには、コ
ンデンサ１１の容量を大きくする必要が生じる。さら
に、図６（ａ）から図６（ｃ）で示すように、スイッチ
ング素子５がＯＦＦすると、コンデンサ１１の充電極性
が反転して、該コンデンサ１１とダイオード１２と１次
巻線４ａとの閉回路内を、矢符ｉ１で示す大きな無効電
流が流れ、また図７（ａ）から図７（ｃ）で示すよう
に、スイッチング素子５がＯＮすると、コンデンサ１１
の充電極性が反転して、該コンデンサ１１とスイッチン
グ素子５とダイオード２５と２次巻線４ｃとインダクタ
２３との閉回路内を、矢符ｉ４で示す大きな無効電流が
流れ、これらによる損失が発生するという問題がある。 【００３０】本発明の目的は、電力変換効率を向上する
ことができるスイッチング電源装置のスナバ回路を提供
することである。 【００３１】 【課題を解決するための手段】本発明に係るスナバ回路
は、スイッチングサージ吸収用のコンデンサおよび第１
のダイオードから成り、変圧器の１次巻線と並列に、か
つスイッチング素子側がコンデンサとなるように接続さ
れる直列回路と、前記スイッチング素子のＯＮ時に、前
記コンデンサおよび該スイッチング素子と閉回路を形成
する補助巻線および第２のダイオードとを含み、前記直
流電源の出力電圧をＥ _B とし、前記２次側出力電圧をＶ
ｏとし、変圧器の前記１次巻線の巻数をｎａとし、変圧
器の前記２次巻線の巻数をｎｂとし、変圧器の前記補助
巻線の巻数をｎｃとすると、（ｎａ／ｎｂ）×Ｖｏ＝
（ｎｃ／ｎａ）×Ｅ _B を満足することを特徴とする。 【００３２】上記の構成によれば、スイッチング素子の
ＯＮ期間に変圧器の漏洩インダクタンスに蓄積されたエ
ネルギは、スイッチング素子のＯＦＦ時に、第１のダイ
オードのスイッチング動作によって、該第１のダイオー
ドと前記変圧器の１次巻線とコンデンサとによって形成
された閉回路を流れ、前記コンデンサに吸収される。こ
れによって、スイッチングサージによるノイズの発生が
抑制される。 【００３３】こうしてコンデンサに蓄積されたエネルギ
は、スイッチング素子のＯＮタイミングの初期に、第２
のダイオードの導通によって、該コンデンサと、スイッ
チング素子と、補助巻線と、前記第２のダイオードとに
よって形成される閉回路内を流れて変圧器の励磁エネル
ギに変換され、結果として補助巻線から２次側へ出力さ
れることになる。 【００３４】したがって、変圧器の漏洩インダクタンス
に蓄積された励磁エネルギに起因したスイッチングサー
ジは、ノイズの抑制のためにコンデンサに吸収されるだ
けでなく、２次側に回生されるので、電力変換効率を高
めることができる。 【００３５】また、スイッチング素子のＯＮタイミング
の初期に、コンデンサの端子間電圧を１次巻線と補助巻
線との巻数比倍した値が、直流電源の電圧を超えている
分だけ、すなわち前回のＯＦＦタイミングで蓄積された
漏洩インダクタンス分のエネルギが前記閉回路を介して
２次側へ出力されるだけであるので、該閉回路内を流れ
る電流は２次側への回生分だけとなり、コンデンサの充
電極性が反転するようなことはなく、また無効電流が発
生するようなこともなく、コンデンサの端子間電圧はほ
ぼ一定となって、回生に伴なう損失が極めて小さくな
り、これによってもまた、電力変換効率を向上すること
ができる。 【００３６】 【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。 【００３７】図１は、本発明の実施の一形態のスナバ回
路３１を備えるスイッチング電源装置３２の電気回路図
である。このスイッチング電源装置３２は、直流電源３
３の両端子間に変圧器３４の１次巻線３４ａとスイッチ
ング素子３５との直列回路が接続され、スイッチング素
子３５のＯＮ期間に前記１次巻線３４ａに蓄積された励
磁エネルギを、ＯＦＦ期間に２次巻線３４ｂからダイオ
ード３６を介して取出し、平滑コンデンサ３７で平滑化
して、出力端子３８，３９間に所定の２次側電圧Ｖｏと
して出力するようにしたフライバック方式のスイッチン
グ電源装置である。 【００３８】前記直流電源３３は、商用交流を整流して
得られた電流を平滑化する平滑コンデンサや、バッテリ
などで実現され、この図１の例では、バッテリで示して
いる。また、スイッチング素子３５は、たとえばバイポ
ーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実現
され、この図１の例では、電界効果型トランジスタで示
している。前記スイッチング素子３５のゲート３５ａに
は、図示しない制御回路から、出力電圧Ｖｏが低くなる
程、ＯＮ期間が長くなる制御信号が与えられており、こ
れによって負荷変動に拘らず、前記出力電圧Ｖｏが所定
値に安定化されている。 【００３９】スナバ回路３１は、ダイオード４１とコン
デンサ４２とから成り、１次巻線３４ａと並列に、かつ
直流電源３３側にダイオードが、スイッチング素子３５
側にコンデンサ４２が接続される直列回路と、スイッチ
ング素子３５のＯＮ時に、前記コンデンサ４２とスイッ
チング素子３５と閉回路を形成する変圧器３４の補助巻
線３４ｃとダイオード４３とを備えて構成されている。 【００４０】ダイオード４１は、該ダイオード４１とコ
ンデンサ４２と１次巻線３４ａとによって形成される閉
回路内を、矢符Ｉ１で示す方向に電流ループを形成する
ように、コンデンサ４２側がアノードとされ、直流電源
３３側がカソードとされる。また、ダイオード４３は、
前記閉回路内を矢符Ｉ２で示す方向に電流ループを形成
するように、コンデンサ４２側がカソードとされ、スイ
ッチング素子３５側がアノードとされる。このダイオー
ド４３と補助巻線３４ｃとは、相互に入換えられてもよ
い。 【００４１】図２は、上述のように構成されるスイッチ
ング電源装置３２の動作を説明するための波形図であ
る。この図２において、Ｅ_DSは、スイッチング素子３５
のドレイン−ソース間電圧であり、ドレイン側がハイで
ある場合を正方向としている。Ｉｎｃは、補助巻線３４
ｃを流れる電流であり、前記矢符Ｉ２方向を正方向とし
ている。Ｉ_DSは、前記スイッチング素子３５を流れる電
流であり、前記矢符Ｉ２方向を正方向としている。Ｅｃ
は、コンデンサ４２の端子間電圧であり、図１図示の極
性方向を正方向としている。Ｉｃは、前記コンデンサ４
２の充放電電流であり、前記矢符Ｉ１方向を正方向と
し、したがって矢符Ｉ２方向を逆方向としている。Ｉｎ
ａは、変圧器３４の１次巻線３４ａを流れる電流であ
り、前記矢符Ｉ１方向を正方向としている。Ｉｎｂは、
変圧器３４の２次巻線３４ｂを流れる電流であり、矢符
Ｉ３方向を正方向としている。 【００４２】スイッチング素子３５のＯＮタイミングで
ある時刻ｔ０では、後述するように、コンデンサ４２の
端子間電圧Ｅｃｔ₀ は、式３で示す値となっている。 【００４３】 【数１】 【００４４】ただし、ｎａは変圧器３４の１次巻線３４
ａの巻数であり、ｎｂは２次巻線３４ｂの巻数であり、
Ｖｏは前記２次側出力電圧である。 【００４５】ここで、補助巻線３４ｃの巻数ｎｃは、直
流電源３３の出力電圧をＥ_B とするとき、式４を満たす
ように設定されている。 【００４６】 【数２】 【００４７】したがって、前記時刻ｔ０でスイッチング
素子３５がＯＮすると、コンデンサ４２が、該コンデン
サ４２とスイッチング素子３５と補助巻線３４ｃとダイ
オード４３とによって形成される閉回路内を、矢符Ｉ２
方向に放電を開始し、その放電電流によって変圧器３４
が励磁される。 【００４８】コンデンサ４２の放電によって端子間電圧
Ｅｃが低下してゆき、時刻ｔ１における端子間電圧Ｅｃ
ｔ₁ が、 【００４９】 【数３】 【００５０】となると、前記放電電流は停止し、１次巻
線３４ａに直流電源３３から励磁電流が流れ、変圧器３
４は継続して励磁される。 【００５１】なお、前記時刻ｔ０〜ｔ１間で、前記式４
の関係が成立するので、コンデンサ４２の放電電流の一
部が、１次巻線３４ａ−直流電源３３−補助巻線３４ｃ
−ダイオード４３を介して流れるけれども、極僅かであ
り、動作上の影響は少なく、説明の簡略化のために省略
する。 【００５２】前記時刻ｔ１からは、前記１次巻線３４ａ
を流れる電流Ｉｎａ、したがってスイッチング素子３５
を流れる電流Ｉ_DSが直線的に増加してゆき、１次巻線３
４ａに励磁エネルギが蓄積されてゆく。この期間は、上
述のようにコンデンサ４２の充放電電流が停止してお
り、この期間のコンデンサ４２の端子間電圧Ｅｃｔ_1-ｔ
₂ は、下式に示す一定値となる。 【００５３】 【数４】 【００５４】時刻ｔ２において、スイッチング素子３５
がＯＦＦすると、スイッチング素子３５を流れる電流Ｉ
_DSは零となるけれども、１次巻線３４ａからは、その漏
洩インダクタンスに蓄積されていた励磁エネルギによっ
て、コンデンサ４２へ矢符Ｉ１方向に充電電流が流れ、
その充電電流が零となる時刻ｔ３において、該コンデン
サ４２の端子間電圧Ｅｃｔ₃ が最大となり、以降スイッ
チング素子３５がＯＮする時刻ｔ０まで、この電圧Ｅｃ
ｔ₃ が維持される。 【００５５】このときのコンデンサ４２の端子間電圧Ｅ
ｃｔ₃ は、 【００５６】 【数５】【００５７】から求めることができる。 【００５８】上記式７において、Ｖａｂは、スイッチン
グ素子３５のＯＦＦによって、２次巻線３４ｂから１次
巻線３４ａに誘起されるフライバック電圧を示し、前記
式３でも示すαは、スイッチング素子３５のＯＮ期間に
１次巻線３４ａの漏洩インダクタンスに蓄積されていた
励磁エネルギに起因する電流がコンデンサ４２に流入し
た結果発生した電圧上昇分である。この上昇分が、前述
のとおり、時刻ｔ０〜ｔ１の期間に放電され、変圧器３
４の励磁エネルギとして再利用される。 【００５９】ここで、補助巻線３４ｃの巻数ｎｃが式８
を満足するように最適設計されていると、その式８か
ら、前記式６を式９で表すことができる。 【００６０】 【数６】 【００６１】 【数７】 【００６２】上記式８において、Ｖａｂは、スイッチン
グ素子３５のＯＦＦ期間である時刻ｔ２〜ｔ０間に、２
次巻線３４ｂによって１次巻線３４ａに誘起される前記
フライバック電圧であり、Ｖｃａは、前記時刻ｔ１〜ｔ
２間の１次巻線３４ａが励磁されている状態で、補助巻
線３４ｃに誘起される電圧を示している。この式８で示
すように、フライバック電圧Ｖａｂと誘起電圧Ｖｃａと
が釣合うことによって、スイッチング素子３５のＯＮ期
間に１次巻線３４ａに蓄積された励磁エネルギのうち、
２次巻線３４ｂと有効結合しているインダクタンス成分
に蓄積されていた成分は全て有効に２次側に出力電流と
して放出され、漏洩インダクタンスに蓄積されていた成
分のみがコンデンサ４２の充電エネルギに変換されるこ
とになる。 【００６３】一方、前記１次巻線３４ａのインダクタン
スのうち、２次巻線３４ｂと有効結合しているインダク
タンスに蓄積されていた励磁エネルギは、前記時刻ｔ２
〜ｔ０間に、２次側に出力電流Ｉｎｂとして出力され
る。 【００６４】以上のように本発明に従うスナバ回路３１
では、スイッチング素子３５のターンオフ時のサージエ
ネルギを、不要な電流振動を生じることなく、コンデン
サ４２に確実に吸収するとともに、その吸収したエネル
ギを補助巻線３４ｃによって変圧器３４の励磁エネルギ
に変換し、結果として２次側へ回生するので、スイッチ
ングノイズを低減しつつ、電力変換効率の向上を図るこ
とができる。 【００６５】また、前記コンデンサ４２は、内部電源と
して機能する補助巻線３４ｃの誘起電圧Ｖｃａによっ
て、ほぼ一定電圧に維持されており、前記スイッチング
によるサージ分だけ、すなわち２次側への回生電流分だ
け充放電を行うことになり、従来技術で述べたようなコ
ンデンサ４２の充電極性が反転するようなことはなく、
また無効電流が発生するようなこともなく、該充放電に
伴う損失を最小限とすることができ、これによっても一
層の電力変換効率の向上を図ることができるとともに、
該コンデンサ４２の充放電電流が必要最小限であるの
で、該コンデンサ４２の容量を大きくすることによっ
て、損失の増大を抑えつつ、ノイズを確実に除去するこ
とができる。 【００６６】なお、本発明は、上述のようなフライバッ
ク方式のスイッチング電源装置に限らず、前述のフォワ
ード方式のスイッチング電源装置にも適用可能なことは
言うまでもなく、大容量の電源装置などで、励磁エネル
ギの蓄積のためのインダクタンスを、変圧器とチョーク
コイルとに分散できる等のフォワード方式の利点が重視
される場合には、電源回路はフォワード方式で構成され
てもよい。 【００６７】 【発明の効果】本発明に係るスナバ回路は、以上のよう
に、スイッチングサージは、変圧器の１次巻線と並列に
設けたコンデンサおよび第１のダイオードの直列回路に
よって前記コンデンサに吸収し、これによってコンデン
サに蓄積されたエネルギを、スイッチング素子のＯＮ時
に、該コンデンサと、スイッチング素子と、補助巻線
と、第２のダイオードとによって形成される閉回路によ
って変圧器の励磁エネルギに変換し、結果として前記補
助巻線から２次側へ回生する。 【００６８】それゆえ、電力変換効率を高めることがで
きる。また、スイッチング素子のＯＮタイミングの初期
に、コンデンサの端子間電圧を１次巻線と補助巻線との
巻数比倍した値が、直流電源の電圧を超えている分だ
け、すなわち前回のＯＦＦタイミングで蓄積された漏洩
インダクタンス分のエネルギが前記閉回路を介して２次
側へ出力されるだけであるので、該閉回路内を流れる電
流は２次側への回生分だけとなり、コンデンサの端子間
電圧はほぼ一定となって、回生に伴なう損失が極めて小
さくなり、これによってもまた、電力変換効率を向上す
ることができる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の実施の一形態のスナバ回路を備えるス
イッチング電源装置の電気回路図である。 【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。 【図３】典型的な従来技術のスナバ回路を備えるスイッ
チング電源装置の電気回路図である。 【図４】他の従来技術のスナバ回路を備えるフォワード
方式のスイッチング電源装置の電気回路図である。 【図５】図４で示すスナバ回路をフライバック方式のス
イッチング電源装置に適用した例を示す電気回路図であ
る。 【図６】図５で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。 【図７】図５で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための電流経路図である。 【符号の説明】 ３１ スナバ回路 ３２ スイッチング電源装置 ３３ 直流電源 ３４ 変圧器 ３４ａ １次巻線 ３４ｂ ２次巻線 ３４ｃ 補助巻線 ３５ スイッチング素子 ３６ ダイオード ３７ 平滑コンデンサ ４１ ダイオード（第１のダイオード） ４２ コンデンサ ４３ ダイオード（第２のダイオード）

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】直流電源の両端子間に変圧器の１次巻線と
   スイッチング素子との直列回路が接続され、スイッチン
   グ素子のＯＮ期間に前記１次巻線に蓄積された励磁エネ
   ルギをスイッチング素子のＯＦＦ期間に２次巻線から整
   流ダイオードを介して取り出し、平滑コンデンサで平滑
   して、２次側出力電圧として出力するフライバック方式
   のスイッチング電源装置のスナバ回路において、 スイッチングサージ吸収用のコンデンサおよび第１のダ
   イオードから成り、変圧器の１次巻線と並列に、かつス
   イッチング素子側がコンデンサとなるように接続される
   直列回路と、 前記スイッチング素子のＯＮ時に、前記コンデンサおよ
   び該スイッチング素子と閉回路を形成する補助巻線およ
   び第２のダイオードとを含み、 前記直流電源の出力電圧をＥ _B とし、前記２次側出力電
   圧をＶｏとし、変圧器の前記１次巻線の巻数をｎａと
   し、変圧器の前記２次巻線の巻数をｎｂとし、変圧器の
   前記補助巻線の巻数をｎｃとすると、（ｎａ／ｎｂ）×
   Ｖｏ＝（ｎｃ／ｎａ）×Ｅ _B を満足する ことを特徴とす
   るスイッチング電源装置のスナバ回路。