JP3579789B2 - 高力率スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来方式の１例を示す回路図である。図４において、交流電源１１の交流電圧はブリッジ整流器１２によって全波整流され、リアクトル１０３とダイオード１０２を通り平滑コンデンサ１３に充電される。平滑コンデンサ１３の直流電圧は、主スイッチ素子１５のオン・オフの繰り返しによって、トランス１４の１次巻線１４ａに断続して加わる。主スイッチ素子１５のオン期間に１次巻線１４ａに流れる電流は２次側の負荷に電力を供給する負荷電流とトランス１４のコアを励磁する励磁電流からなっているが、励磁電流によってコアに蓄積された励磁エネルギは主スイッチ素子１５がターンオフするときに１次巻線１４ａとスナバコンデンサ１０１とダイオード１０２からなる閉路を流れ、スナバコンデンサ１０１を充電し、電荷の形でエネルギを蓄積する。主スイッチ素子１５がオフ状態からターンオンするときに、スナバコンデンサ１０１の電荷はリアクトル１０３と主スイッチ素子１５とブリッジ整流器１２と交流電源１１を流れる。このとき交流電源１１の交流電圧の絶対値が平滑コンデンサ１３の電圧より低いときにも交流入力電流が流れる。一般的なコンデンサインプット型整流回路では平滑コンデンサの電圧に対し交流電圧の絶対値が低い区間では交流入力電流が流れることがなく、そのために交流入力電流の導通角が狭くなって力率が低下するが、図４の回路では主スイッチ素子１５がターンオンする度に交流入力電流が流れるので導通角が広がり力率が改善される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図４の回路において、主スイッチ素子１５がターンオンしている間にスナバコンデンサ１０１とリアクトル１０３からなる直列共振回路に電流が流れるが、ブリッジ整流器１２が電流を一方向にだけ流すので、ゼロから立ち上がり、ゼロで終わる半波の電流共振が起きる。しかし、主スイッチ素子１５のオン期間が共振周期の２分の１より短いときは、共振は不完全な状態で終わり、交流入力電流の導通角が狭くなり、また、主スイッチ素子１５のターンオフ時に１次巻線１４ａに生じるサージ電圧を抑えるスナバコンデンサ１０１の効果も低くなる。
【０００４】
そのため、スイッチ素子のオン期間が入力電圧と負荷電流によって大きく変わるフライバックコンバータに応用することが困難であった。そこで本発明はスイッチ素子のオン期間ではなく、オフ期間に生じる共振電流を利用してスナバコンデンサに共振電流を流し、これによってスイッチ素子のオン期間が短いときにも、交流入力電流の導通角を広げ、かつ、スナバコンデンサの効果を下げることのない高力率スイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上に示した目的を達成するために請求項１記載の発明は、交流電源と、交流電圧を整流平滑する全波整流器と平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並列に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路と、主スイッチ素子に並列に接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と、補助スイッチ素子に並列に接続された第２のスナバコンデンサと、補助スイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと、主スイッチ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起こすトランスの正帰還巻線と、主スイッチ素子の制御電極と正帰還巻線の間に直列に挿入された第１の可飽和インダクタと、補助スイッチ素子の制御電極に正帰還巻線に生じる信号とは逆の位相の信号を供給するトランスの補助巻線と、補助スイッチ素子の制御電極と補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽和インダクタを備えた、第１のスナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と平滑コンデンサと主スイッチ素子の共通の節点から補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路につながる枝に第２のダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路を直列に挿入し、第２のダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路の補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路側の端子と、交流電源の２つの出力端子の間に第３のダイオードと第４のダイオードを各々接続した。
【０００６】
主スイッチ素子がターンオフすると、１次巻線に生じるフライバック電圧によって、第１のダイオードと第１のスナバコンデンサと第３のダイオードか第４のダイオードのいずれか一方と交流電源と全波整流器と１次巻線が作る閉路に電流が流れ、第１のスナバコンデンサを充電する。このときの充電電流が交流電源の位相に関係なく流れるので交流入力電流の導通角が広がる。
【０００７】
トランスの励磁エネルギがゼロになると、主スイッチ素子は再びターンオンするが、その前後の主スイッチ素子と補助スイッチ素子の状態は次のようになる。励磁エネルギがゼロになるまでは正帰還巻線には主スイッチ素子をオフ状態に維持する極性の電圧が発生しており、励磁エネルギがゼロになることによって主スイッチ素子をターンオンさせる極性に変わり始める。しかし、正帰還巻線と主スイッチ素子の制御電極の間に挿入されている第１の可飽和インダクタによってターンオンのタイミングが正帰還巻線に生じる電圧の立ち上がりから遅れる。
【０００８】
一方、励磁エネルギがゼロになるまでは補助巻線には補助スイッチ素子をオン状態に維持する極性の電圧が発生しており、励磁エネルギがゼロになることによって補助スイッチ素子をターンオフさせる極性に変わり始める。しかし、補助巻線と補助スイッチ素子の制御電極の間に挿入されている第２の可飽和インダクタによってターンオフのタイミングが補助巻線に生じる電圧の立ち上がりから遅れる。
【０００９】
励磁エネルギがゼロになってから主スイッチ素子がターンオンするまでの時間をＴ１とし、励磁エネルギがゼロになってから補助スイッチ素子がターンオフするまでの時間をＴ２とすると、Ｔ１がＴ２より長くなるように２つの可飽和インダクタが選ばれている。
【００１０】
励磁エネルギがゼロになると、第１のスナバコンデンサに充電されている電圧が平滑コンデンサの電圧より高いので、第１のスナバコンデンサは補助スイッチ素子と１次巻線と平滑コンデンサと第２のダイオードと第１のリアクトルを流れて放電する。このとき流れる電流は半波電流共振となり電流がピークに達するとき第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コンデンサの電圧に等しくなり、トランスの全ての巻線の電圧はゼロになる。補助スイッチ素子の制御電極のしきい値を考慮すると、第２の可飽和インダクタが挿入されていない場合は、補助巻線の電圧がゼロになる前に補助スイッチ素子はターンオフするが、第２の可飽和インダクタによる遅延効果により半波電流共振の電流がピークを越えるまでオン状態を続けることができる。
【００１１】
第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コンデンサの電圧より低い値に達したところで補助スイッチ素子をターンオフさせ、その後に主スイッチ素子をターンオンさせることによって、第１のスナバコンデンサの電圧を平滑コンデンサの電圧より低い値に保持することができ、主スイッチ素子が次にターンオフしたときに、第１のスナバコンデンサと第３のダイオードもしくは第４のダイオードのいずれか一方を通り交流電源を流れる電荷の量をより多くすることができ、交流入力電流の導通角を広げることができる。
【００１２】
請求項１記載の発明が、第１のスナバコンデンサの充電のときに交流電源に電流が流れるのに対して、請求項２記載の発明は放電のときに交流電源に電流が流れる。この点を発明の実施の形態の中で実施例を示す図を参照して説明するが、その点は請求項１記載の発明の作用とほとんど同じである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図１と、図１の主要部の波形を示す図２を参照して説明する。図１において、主スイッチ素子１５はトランス１４の正帰還巻線１４ｃに生じる正帰還信号によって自励発振を引き起こし、自らオン状態になって、１次巻線１４ａに励磁電流を流してトランス内に励磁エネルギをため、また、オフになることによって、励磁エネルギを２次巻線１４ｂを介して放出し負荷２７に電力を供給している。また、発振制御回路２４によってオン期間を適当に制御することによって負荷２７に供給される電圧を一定に保つことができる。
【００１４】
補助スイッチ素子１６には第１のダイオード１８が並列に接続されているので、主スイッチ素子１５がターンオフしたとき、補助スイッチ素子１６がまたオン状態になっていなくても１次巻線１４ａに生じるフライバック電圧によって第１のスナバコンデンサ１７に充電電流が流れる。しかし、補助スイッチ素子１６がオン状態になっていなければ第１のスナバコンデンサ１７に放電電流は流れない。
【００１５】
第１の可飽和インダクタ２０と第２の可飽和インダクタ２１は交流パルスを遅延させる効果をもっているので、主スイッチ素子１５と補助スイッチ素子１６のいずれのターンオンもトランス１４の巻線の電圧の立ち上がりから遅れ各々のオンとオンの間には図２の波形図の（５）に示したように隙間が生じる。
【００１６】
図２に示した波形において、（１）は主スイッチ素子１５の両端の電圧波形を示している。横軸は時間軸であり、ｔ１は主スイッチ素子１５がターンオフする時刻であり、ｔ１からｔ３までの間に第１のスナバコンデンサ１７が充電され交流電源１１に電流が流れる。ｔ１とｔ３の間にあるｔ２は電流経路が第２のスナバコンデンサ１９から第１のダイオード１８に変わる時刻である。第２のスナバコンデンサ１９の電荷がなくなってから第１のダイオード１８が導通するのでｔ２において電圧上昇の傾きが変わる。ｔ３からｔ４の間に２次巻線１４ｂを介してトランス１４の励磁エネルギが放出される。ｔ４からｔ７の間に第１のスナバコンデンサ１７が放電する。ｔ４とｔ７の間にあるｔ５は放電による共振電流がピークに達する時刻であり、ｔ６は補助スイッチ素子１６がターンオフする時刻である。
【００１７】
第１のスナバコンデンサ１７の放電は、ｔ４からｔ６までは第２のダイオード１と第１のリアクトル４と第１のスナバコンデンサ１７と補助スイッチ素子１６と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３が作る閉路を流れ、ｔ６からｔ７までは、補助スイッチ素子１６に代わって第２のスナバコンデンサ１９が入った閉路を流れる。第２のスナバコンデンサ１９が入ることによって共振周波数が高くなり、かつ、共振インピーダンスが増えて共振電流のピーク値が下がるので補助スイッチ素子１６が共振電流のピークを過ぎてオフしても、残っている電流によって、時刻ｔ７における主スイッチ素子１５両端の電圧をゼロまで下げることができる。補助スイッチ素子１６がオフすると第１のリアクトル４にたまった励磁エネルギは第３のダイオード２か第４のダイオード３のいずれか一方と交流電源１１とブリッジ整流器１２と平滑コンデンサ１３と第２のダイオード１を流れて放出されるのでこれによっても交流入力電流の導通角が広がる。
【００１８】
主スイッチ素子１５両端の電圧が時刻ｔ４において下がるのは、次のように説明できる。ｔ３からｔ４の間は、第１のスナバコンデンサ１７両端には１次巻線１４ａのフライバック電圧と交流電源の瞬時電圧の絶対値の和が加わっている。一方、主スイッチ素子１５両端には１次巻線１４ａのフライバック電圧と平滑コンデンサ１３の電圧の和が加わっている。平滑コンデンサ１３の負側の電位がゼロであるとすると、第１のスナバコンデンサ１７と第１のリアクトル４の接続点である図中のＡの電位は平滑コンデンサ１３の電圧から交流電源１１の瞬時電圧の絶対値を差し引いた値になる。時刻ｔ４において、第１のスナバコンデンサ１７の電流が第２のダイオード１と第１のリアクトル４を流れ始める瞬間のＡ点の電圧はほぼゼロになることから、主スイッチ素子１５両端の電圧も下がる。図２の波形（１）の時刻ｔ４において生じる段差Ｖ２は平滑コンデンサ１３の電圧と交流電源１１の瞬時電圧の絶対値の差であるから交流電源１１の周期に合わせて変化する。図１の中の点線は主スイッチ素子１５がターンオフしたときに第１のスナバコンデンサ１７を充電する電流の流れを示している。
【００１９】
図３は請求項２記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。主スイッチ素子１５と補助スイッチ素子１６のオンとオフの関係は図１に示した回路のそれと同じ。図３において、第１のスナバコンデンサ１７は、主スイッチ素子１５がターンオフしたときに、第２のダイオード１と１次巻線１４ａと第１のダイオード１８とで作る閉路を流れる電流によって充電され、また、トランス１４の励磁エネルギがゼロになったときは図中に点線で示したように、補助スイッチ素子１６と１次主巻線１４ａと平滑コンデンサ１３とブリッジ整流器１２と交流電源１１と第３のダイオード２か第４のダイオード３のいずれか一方と第１のリアクトル４とで作る閉路を流れて放電する。この放電によって交流電源１１に電流が流れて導通角が広がる。
【００２０】
【発明の効果】
上に述べてきたように、スナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、３つのダイオードと１つのリアクトルを追加することにより、交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善することができる。更に、これら３つのダイオードと１つのリアクトルには、導通角を広げる働きをする電流に相当する成分だけが流れ、主電流が流れることがないので、電流容量が小さくて済み部品単価が安い。このことからこの発明の経済的効果は大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１の回路図の主要部の電圧電流波形を示す波形図である。
【図３】請求項２記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】従来方式の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 第２のダイオード
２ 第３のダイオード
３ 第４のダイオード
４ 第１のリアクトル
１１ 交流電源
１２ ブリッジ整流器
１３ 平滑コンデンサ
１４ トランス
１５ 主スイッチ素子
１６ 補助スイッチ素子
１７ 第１のスナバコンデンサ
１８ 第１のダイオード
１９ 第２のスナバコンデンサ
２０ 第１の可飽和インダクタ
２１ 第２の可飽和インダクタ
２２ 抵抗
２３ コンデンサ
２４ 発振制御回路
２５ ダイオード
２６ コンデンサ
２７ 負荷
１４ａ １次巻線
１４ｂ ２次巻線
１４ｃ 正帰還巻線
１４ｄ 補助巻線
１０１ スナバコンデンサ
１０２ ダイオード
１０３ リアクトル
１０４ ダイオード
１０５ ダイオード
１０６ リアクトル
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来方式の１例を示す回路図である。図４において、交流電源１１の交流電圧はブリッジ整流器１２によって全波整流され、リアクトル１０３とダイオード１０２を通り平滑コンデンサ１３に充電される。平滑コンデンサ１３の直流電圧は、主スイッチ素子１５のオン・オフの繰り返しによって、トランス１４の１次巻線１４ａに断続して加わる。主スイッチ素子１５のオン期間に１次巻線１４ａに流れる電流は２次側の負荷に電力を供給する負荷電流とトランス１４のコアを励磁する励磁電流からなっているが、励磁電流によってコアに蓄積された励磁エネルギは主スイッチ素子１５がターンオフするときに１次巻線１４ａとスナバコンデンサ１０１とダイオード１０２からなる閉路を流れ、スナバコンデンサ１０１を充電し、電荷の形でエネルギを蓄積する。主スイッチ素子１５がオフ状態からターンオンするときに、スナバコンデンサ１０１の電荷はリアクトル１０３と主スイッチ素子１５とブリッジ整流器１２と交流電源１１を流れる。このとき交流電源１１の交流電圧の絶対値が平滑コンデンサ１３の電圧より低いときにも交流入力電流が流れる。一般的なコンデンサインプット型整流回路では平滑コンデンサの電圧に対し交流電圧の絶対値が低い区間では交流入力電流が流れることがなく、そのために交流入力電流の導通角が狭くなって力率が低下するが、図４の回路では主スイッチ素子１５がターンオンする度に交流入力電流が流れるので導通角が広がり力率が改善される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図４の回路において、主スイッチ素子１５がターンオンしている間にスナバコンデンサ１０１とリアクトル１０３からなる直列共振回路に電流が流れるが、ブリッジ整流器１２が電流を一方向にだけ流すので、ゼロから立ち上がり、ゼロで終わる半波の電流共振が起きる。しかし、主スイッチ素子１５のオン期間が共振周期の２分の１より短いときは、共振は不完全な状態で終わり、交流入力電流の導通角が狭くなり、また、主スイッチ素子１５のターンオフ時に１次巻線１４ａに生じるサージ電圧を抑えるスナバコンデンサ１０１の効果も低くなる。
【０００４】
そのため、スイッチ素子のオン期間が入力電圧と負荷電流によって大きく変わるフライバックコンバータに応用することが困難であった。そこで本発明はスイッチ素子のオン期間ではなく、オフ期間に生じる共振電流を利用してスナバコンデンサに共振電流を流し、これによってスイッチ素子のオン期間が短いときにも、交流入力電流の導通角を広げ、かつ、スナバコンデンサの効果を下げることのない高力率スイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上に示した目的を達成するために請求項１記載の発明は、交流電源と、交流電圧を整流平滑する全波整流器と平滑コンデンサと、平滑コンデンサに並列に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路と、主スイッチ素子に並列に接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と、補助スイッチ素子に並列に接続された第２のスナバコンデンサと、補助スイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと、主スイッチ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起こすトランスの正帰還巻線と、主スイッチ素子の制御電極と正帰還巻線の間に直列に挿入された第１の可飽和インダクタと、補助スイッチ素子の制御電極に正帰還巻線に生じる信号とは逆の位相の信号を供給するトランスの補助巻線と、補助スイッチ素子の制御電極と補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽和インダクタを備えた、第１のスナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と平滑コンデンサと主スイッチ素子の共通の節点から補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路につながる枝に第２のダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路を直列に挿入し、第２のダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路の補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路側の端子と、交流電源の２つの出力端子の間に第３のダイオードと第４のダイオードを各々接続した。
【０００６】
主スイッチ素子がターンオフすると、１次巻線に生じるフライバック電圧によって、第１のダイオードと第１のスナバコンデンサと第３のダイオードか第４のダイオードのいずれか一方と交流電源と全波整流器と１次巻線が作る閉路に電流が流れ、第１のスナバコンデンサを充電する。このときの充電電流が交流電源の位相に関係なく流れるので交流入力電流の導通角が広がる。
【０００７】
トランスの励磁エネルギがゼロになると、主スイッチ素子は再びターンオンするが、その前後の主スイッチ素子と補助スイッチ素子の状態は次のようになる。励磁エネルギがゼロになるまでは正帰還巻線には主スイッチ素子をオフ状態に維持する極性の電圧が発生しており、励磁エネルギがゼロになることによって主スイッチ素子をターンオンさせる極性に変わり始める。しかし、正帰還巻線と主スイッチ素子の制御電極の間に挿入されている第１の可飽和インダクタによってターンオンのタイミングが正帰還巻線に生じる電圧の立ち上がりから遅れる。
【０００８】
一方、励磁エネルギがゼロになるまでは補助巻線には補助スイッチ素子をオン状態に維持する極性の電圧が発生しており、励磁エネルギがゼロになることによって補助スイッチ素子をターンオフさせる極性に変わり始める。しかし、補助巻線と補助スイッチ素子の制御電極の間に挿入されている第２の可飽和インダクタによってターンオフのタイミングが補助巻線に生じる電圧の立ち上がりから遅れる。
【０００９】
励磁エネルギがゼロになってから主スイッチ素子がターンオンするまでの時間をＴ１とし、励磁エネルギがゼロになってから補助スイッチ素子がターンオフするまでの時間をＴ２とすると、Ｔ１がＴ２より長くなるように２つの可飽和インダクタが選ばれている。
【００１０】
励磁エネルギがゼロになると、第１のスナバコンデンサに充電されている電圧が平滑コンデンサの電圧より高いので、第１のスナバコンデンサは補助スイッチ素子と１次巻線と平滑コンデンサと第２のダイオードと第１のリアクトルを流れて放電する。このとき流れる電流は半波電流共振となり電流がピークに達するとき第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コンデンサの電圧に等しくなり、トランスの全ての巻線の電圧はゼロになる。補助スイッチ素子の制御電極のしきい値を考慮すると、第２の可飽和インダクタが挿入されていない場合は、補助巻線の電圧がゼロになる前に補助スイッチ素子はターンオフするが、第２の可飽和インダクタによる遅延効果により半波電流共振の電流がピークを越えるまでオン状態を続けることができる。
【００１１】
第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コンデンサの電圧より低い値に達したところで補助スイッチ素子をターンオフさせ、その後に主スイッチ素子をターンオンさせることによって、第１のスナバコンデンサの電圧を平滑コンデンサの電圧より低い値に保持することができ、主スイッチ素子が次にターンオフしたときに、第１のスナバコンデンサと第３のダイオードもしくは第４のダイオードのいずれか一方を通り交流電源を流れる電荷の量をより多くすることができ、交流入力電流の導通角を広げることができる。
【００１２】
請求項１記載の発明が、第１のスナバコンデンサの充電のときに交流電源に電流が流れるのに対して、請求項２記載の発明は放電のときに交流電源に電流が流れる。この点を発明の実施の形態の中で実施例を示す図を参照して説明するが、その点は請求項１記載の発明の作用とほとんど同じである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図１と、図１の主要部の波形を示す図２を参照して説明する。図１において、主スイッチ素子１５はトランス１４の正帰還巻線１４ｃに生じる正帰還信号によって自励発振を引き起こし、自らオン状態になって、１次巻線１４ａに励磁電流を流してトランス内に励磁エネルギをため、また、オフになることによって、励磁エネルギを２次巻線１４ｂを介して放出し負荷２７に電力を供給している。また、発振制御回路２４によってオン期間を適当に制御することによって負荷２７に供給される電圧を一定に保つことができる。
【００１４】
補助スイッチ素子１６には第１のダイオード１８が並列に接続されているので、主スイッチ素子１５がターンオフしたとき、補助スイッチ素子１６がまたオン状態になっていなくても１次巻線１４ａに生じるフライバック電圧によって第１のスナバコンデンサ１７に充電電流が流れる。しかし、補助スイッチ素子１６がオン状態になっていなければ第１のスナバコンデンサ１７に放電電流は流れない。
【００１５】
第１の可飽和インダクタ２０と第２の可飽和インダクタ２１は交流パルスを遅延させる効果をもっているので、主スイッチ素子１５と補助スイッチ素子１６のいずれのターンオンもトランス１４の巻線の電圧の立ち上がりから遅れ各々のオンとオンの間には図２の波形図の（５）に示したように隙間が生じる。
【００１６】
図２に示した波形において、（１）は主スイッチ素子１５の両端の電圧波形を示している。横軸は時間軸であり、ｔ１は主スイッチ素子１５がターンオフする時刻であり、ｔ１からｔ３までの間に第１のスナバコンデンサ１７が充電され交流電源１１に電流が流れる。ｔ１とｔ３の間にあるｔ２は電流経路が第２のスナバコンデンサ１９から第１のダイオード１８に変わる時刻である。第２のスナバコンデンサ１９の電荷がなくなってから第１のダイオード１８が導通するのでｔ２において電圧上昇の傾きが変わる。ｔ３からｔ４の間に２次巻線１４ｂを介してトランス１４の励磁エネルギが放出される。ｔ４からｔ７の間に第１のスナバコンデンサ１７が放電する。ｔ４とｔ７の間にあるｔ５は放電による共振電流がピークに達する時刻であり、ｔ６は補助スイッチ素子１６がターンオフする時刻である。
【００１７】
第１のスナバコンデンサ１７の放電は、ｔ４からｔ６までは第２のダイオード１と第１のリアクトル４と第１のスナバコンデンサ１７と補助スイッチ素子１６と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３が作る閉路を流れ、ｔ６からｔ７までは、補助スイッチ素子１６に代わって第２のスナバコンデンサ１９が入った閉路を流れる。第２のスナバコンデンサ１９が入ることによって共振周波数が高くなり、かつ、共振インピーダンスが増えて共振電流のピーク値が下がるので補助スイッチ素子１６が共振電流のピークを過ぎてオフしても、残っている電流によって、時刻ｔ７における主スイッチ素子１５両端の電圧をゼロまで下げることができる。補助スイッチ素子１６がオフすると第１のリアクトル４にたまった励磁エネルギは第３のダイオード２か第４のダイオード３のいずれか一方と交流電源１１とブリッジ整流器１２と平滑コンデンサ１３と第２のダイオード１を流れて放出されるのでこれによっても交流入力電流の導通角が広がる。
【００１８】
主スイッチ素子１５両端の電圧が時刻ｔ４において下がるのは、次のように説明できる。ｔ３からｔ４の間は、第１のスナバコンデンサ１７両端には１次巻線１４ａのフライバック電圧と交流電源の瞬時電圧の絶対値の和が加わっている。一方、主スイッチ素子１５両端には１次巻線１４ａのフライバック電圧と平滑コンデンサ１３の電圧の和が加わっている。平滑コンデンサ１３の負側の電位がゼロであるとすると、第１のスナバコンデンサ１７と第１のリアクトル４の接続点である図中のＡの電位は平滑コンデンサ１３の電圧から交流電源１１の瞬時電圧の絶対値を差し引いた値になる。時刻ｔ４において、第１のスナバコンデンサ１７の電流が第２のダイオード１と第１のリアクトル４を流れ始める瞬間のＡ点の電圧はほぼゼロになることから、主スイッチ素子１５両端の電圧も下がる。図２の波形（１）の時刻ｔ４において生じる段差Ｖ２は平滑コンデンサ１３の電圧と交流電源１１の瞬時電圧の絶対値の差であるから交流電源１１の周期に合わせて変化する。図１の中の点線は主スイッチ素子１５がターンオフしたときに第１のスナバコンデンサ１７を充電する電流の流れを示している。
【００１９】
図３は請求項２記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。主スイッチ素子１５と補助スイッチ素子１６のオンとオフの関係は図１に示した回路のそれと同じ。図３において、第１のスナバコンデンサ１７は、主スイッチ素子１５がターンオフしたときに、第２のダイオード１と１次巻線１４ａと第１のダイオード１８とで作る閉路を流れる電流によって充電され、また、トランス１４の励磁エネルギがゼロになったときは図中に点線で示したように、補助スイッチ素子１６と１次主巻線１４ａと平滑コンデンサ１３とブリッジ整流器１２と交流電源１１と第３のダイオード２か第４のダイオード３のいずれか一方と第１のリアクトル４とで作る閉路を流れて放電する。この放電によって交流電源１１に電流が流れて導通角が広がる。
【００２０】
【発明の効果】
上に述べてきたように、スナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、３つのダイオードと１つのリアクトルを追加することにより、交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善することができる。更に、これら３つのダイオードと１つのリアクトルには、導通角を広げる働きをする電流に相当する成分だけが流れ、主電流が流れることがないので、電流容量が小さくて済み部品単価が安い。このことからこの発明の経済的効果は大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１の回路図の主要部の電圧電流波形を示す波形図である。
【図３】請求項２記載の発明の実施例に係る高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】従来方式の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 第２のダイオード
２ 第３のダイオード
３ 第４のダイオード
４ 第１のリアクトル
１１ 交流電源
１２ ブリッジ整流器
１３ 平滑コンデンサ
１４ トランス
１５ 主スイッチ素子
１６ 補助スイッチ素子
１７ 第１のスナバコンデンサ
１８ 第１のダイオード
１９ 第２のスナバコンデンサ
２０ 第１の可飽和インダクタ
２１ 第２の可飽和インダクタ
２２ 抵抗
２３ コンデンサ
２４ 発振制御回路
２５ ダイオード
２６ コンデンサ
２７ 負荷
１４ａ １次巻線
１４ｂ ２次巻線
１４ｃ 正帰還巻線
１４ｄ 補助巻線
１０１ スナバコンデンサ
１０２ ダイオード
１０３ リアクトル
１０４ ダイオード
１０５ ダイオード
１０６ リアクトル
Claims (2)
- 交流電源と、前記交流電源が供給する交流電圧を直流電圧に変換する全波整流器と平滑コンデンサからなる整流平滑回路と、前記平滑コンデンサに並列に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、前記主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路と、前記主スイッチ素子に並列に接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と、前記補助スイッチ素子に並列に接続された第２のスナバコンデンサと、前記補助スイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと、前記主スイッチ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起こす前記１次巻線と電磁的に結合した正帰還巻線と、前記主スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線の間に直列に挿入された第１の可飽和インダクタと、前記補助スイッチ素子の制御電極に前記正帰還巻線に生じる信号とは逆の位相の信号を供給する前記１次巻線と電磁的に結合した補助巻線と、前記補助スイッチ素子の制御電極と前記補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽和インダクタを備えた、前記第１のスナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路と前記平滑コンデンサと前記主スイッチ素子の共通の節点から前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路につながる枝に第２のダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路を直列に挿入し、前記第２のダイオードと前記第１のリアクトルからなる直列回路の前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路側の端子と、前記交流電源の一方の出力端子との間に第３のダイオードを、また別の一方の出力端子との間に第４のダイオードを各々接続し、これによって交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善したことを特徴とする高力率スイッチング電源装置。
- 交流電源と、前記交流電源が供給する交流電圧を直流電圧に変換する全波整流器と平滑コンデンサからなる整流平滑回路と、前記平滑コンデンサに並列に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、前記主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路と、前記１次巻線に並列に接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回路と、前記補助スイッチ素子に並列に接続された第２のスナバコンデンサと、前記補助スイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと、前記主スイッチ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起こす前記１次巻線と電磁的に結合した正帰還巻線と、前記主スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線の間に直列に挿入された第１の可飽和インダクタと、前記補助スイッチ素子の制御電極に前記正帰還巻線に生じる信号とは逆の位相の信号を供給する前記１次巻線と電磁的に結合した補助巻線と、前記補助スイッチ素子の制御電極と前記補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽和インダクタを備えた、前記第１のスナバコンデンサの放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイッチング電源装置において、前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路と前記平滑コンデンサと前記１次巻線の共通の節点から前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路につながる枝に第２のダイオードを直列に挿入し、前記交流電源に、同じ極どうしが向かい合わせに接続された第３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路を並列に接続し、前記第２のダイオードの前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路側の端子と、前記第３のダイオードと前記第４のダイオードの接続点の間に第１のリアクトルを接続し、これによって交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善したことを特徴とする高力率スイッチング電源装置。
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