JP2001231256A - 高力率スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 自励式スイッチング電源装置に数個の安価な
部品を追加することによって力率を改善する。 【解決手段】 第１のスナバコンデンサ１７の放電期間
を所定の値に設定することができる自励式スイッチング
電源装置において、第１のスナバコンデンサ１７に直列
に第２のダイオード１と第１のリアクトル４からなる直
列回路を直列に挿入し、かつ、第１のスナバコンデンサ
１７の、第２のダイオード１と第１のリアクトル４から
なる直列回路側の端子と交流電源１１の２つの出力端子
との間に第３のダイオード２と第４のダイオード３を各
々接続した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来方式の１例を示す回路図であ
る。図４において、交流電源１１の交流電圧はブリッジ
整流器１２によって全波整流され、リアクトル１０３と
ダイオード１０２を通り平滑コンデンサ１３に充電され
る。平滑コンデンサ１３の直流電圧は、主スイッチ素子
１５のオン・オフの繰り返しによって、トランス１４の
１次巻線１４ａに断続して加わる。主スイッチ素子１５
のオン期間に１次巻線１４ａに流れる電流は２次側の負
荷に電力を供給する負荷電流とトランス１４のコアを励
磁する励磁電流からなっているが、励磁電流によってコ
アに蓄積された励磁エネルギは主スイッチ素子１５がタ
ーンオフするときに１次巻線１４ａとスナバコンデンサ
１０１とダイオード１０２からなる閉路を流れ、スナバ
コンデンサ１０１を充電し、電荷の形でエネルギを蓄積
する。主スイッチ素子１５がオフ状態からターンオンす
るときに、スナバコンデンサ１０１の電荷はリアクトル
１０３と主スイッチ素子１５とブリッジ整流器１２と交
流電源１１を流れる。このとき交流電源１１の交流電圧
の絶対値が平滑コンデンサ１３の電圧より低いときにも
交流入力電流が流れる。一般的なコンデンサインプット
型整流回路では平滑コンデンサの電圧に対し交流電圧の
絶対値が低い区間では交流入力電流が流れることがな
く、そのために交流入力電流の導通角が狭くなって力率
が低下するが、図４の回路では主スイッチ素子１５がタ
ーンオンする度に交流入力電流が流れるので導通角が広
がり力率が改善される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図４の回路において、
主スイッチ素子１５がターンオンしている間にスナバコ
ンデンサ１０１とリアクトル１０３からなる直列共振回
路に電流が流れるが、ブリッジ整流器１２が電流を一方
向にだけ流すので、ゼロから立ち上がり、ゼロで終わる
半波の電流共振が起きる。しかし、主スイッチ素子１５
のオン期間が共振周期の２分の１より短いときは、共振
は不完全な状態で終わり、交流入力電流の導通角が狭く
なり、また、主スイッチ素子１５のターンオフ時に１次
巻線１４ａに生じるサージ電圧を抑えるスナバコンデン
サ１０１の効果も低くなる。

【０００４】そのため、スイッチ素子のオン期間が入力
電圧と負荷電流によって大きく変わるフライバックコン
バータに応用することが困難であった。そこで本発明は
スイッチ素子のオン期間ではなく、オフ期間に生じる共
振電流を利用してスナバコンデンサに共振電流を流し、
これによってスイッチ素子のオン期間が短いときにも、
交流入力電流の導通角を広げ、かつ、スナバコンデンサ
の効果を下げることのない高力率スイッチング電源装置
を提供することを目的としている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上に示した目的を達成す
るために請求項１記載の発明は、交流電源と、交流電圧
を整流平滑する全波整流器と平滑コンデンサと、平滑コ
ンデンサに並列に接続された、トランスの１次巻線と主
スイッチ素子からなる直列回路と、主スイッチ素子の制
御電極に接続された発振制御回路と、主スイッチ素子に
並列に接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコ
ンデンサからなる直列回路と、補助スイッチ素子に並列
に接続された第２のスナバコンデンサと、補助スイッチ
素子に並列に接続された第１のダイオードと、主スイッ
チ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起
こすトランスの正帰還巻線と、主スイッチ素子の制御電
極と正帰還巻線の間に直列に挿入された第１の可飽和イ
ンダクタと、補助スイッチ素子の制御電極に正帰還巻線
に生じる信号とは逆の位相の信号を供給するトランスの
補助巻線と、補助スイッチ素子の制御電極と補助巻線の
間に直列に挿入された第２の可飽和インダクタを備え
た、第１のスナバコンデンサの放電期間を所定の値に設
定することができる自励式スイッチング電源装置におい
て、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからな
る直列回路と平滑コンデンサと主スイッチ素子の共通の
節点から補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサか
らなる直列回路につながる枝に第２のダイオードと第１
のリアクトルからなる直列回路を直列に挿入し、第２の
ダイオードと第１のリアクトルからなる直列回路の補助
スイッチ素子と第１のスナバコンデンサからなる直列回
路側の端子と、交流電源の２つの出力端子の間に第３の
ダイオードと第４のダイオードを各々接続した。

【０００６】主スイッチ素子がターンオフすると、１次
巻線に生じるフライバック電圧によって、第１のダイオ
ードと第１のスナバコンデンサと第３のダイオードか第
４のダイオードのいずれか一方と交流電源と全波整流器
と１次巻線が作る閉路に電流が流れ、第１のスナバコン
デンサを充電する。このときの充電電流が交流電源の位
相に関係なく流れるので交流入力電流の導通角が広が
る。

【０００７】トランスの励磁エネルギがゼロになると、
主スイッチ素子は再びターンオンするが、その前後の主
スイッチ素子と補助スイッチ素子の状態は次のようにな
る。励磁エネルギがゼロになるまでは正帰還巻線には主
スイッチ素子をオフ状態に維持する極性の電圧が発生し
ており、励磁エネルギがゼロになることによって主スイ
ッチ素子をターンオンさせる極性に変わり始める。しか
し、正帰還巻線と主スイッチ素子の制御電極の間に挿入
されている第１の可飽和インダクタによってターンオン
のタイミングが正帰還巻線に生じる電圧の立ち上がりか
ら遅れる。

【０００８】一方、励磁エネルギがゼロになるまでは補
助巻線には補助スイッチ素子をオン状態に維持する極性
の電圧が発生しており、励磁エネルギがゼロになること
によって補助スイッチ素子をターンオフさせる極性に変
わり始める。しかし、補助巻線と補助スイッチ素子の制
御電極の間に挿入されている第２の可飽和インダクタに
よってターンオフのタイミングが補助巻線に生じる電圧
の立ち上がりから遅れる。

【０００９】励磁エネルギがゼロになってから主スイッ
チ素子がターンオンするまでの時間をＴ１とし、励磁エ
ネルギがゼロになってから補助スイッチ素子がターンオ
フするまでの時間をＴ２とすると、Ｔ１がＴ２より長く
なるように２つの可飽和インダクタが選ばれている。

【００１０】励磁エネルギがゼロになると、第１のスナ
バコンデンサに充電されている電圧が平滑コンデンサの
電圧より高いので、第１のスナバコンデンサは補助スイ
ッチ素子と１次巻線と平滑コンデンサと第２のダイオー
ドと第１のリアクトルを流れて放電する。このとき流れ
る電流は半波電流共振となり電流がピークに達するとき
第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コンデンサの電圧
に等しくなり、トランスの全ての巻線の電圧はゼロにな
る。補助スイッチ素子の制御電極のしきい値を考慮する
と、第２の可飽和インダクタが挿入されていない場合
は、補助巻線の電圧がゼロになる前に補助スイッチ素子
はターンオフするが、第２の可飽和インダクタによる遅
延効果により半波電流共振の電流がピークを越えるまで
オン状態を続けることができる。

【００１１】第１のスナバコンデンサの電圧が平滑コン
デンサの電圧より低い値に達したところで補助スイッチ
素子をターンオフさせ、その後に主スイッチ素子をター
ンオンさせることによって、第１のスナバコンデンサの
電圧を平滑コンデンサの電圧より低い値に保持すること
ができ、主スイッチ素子が次にターンオフしたときに、
第１のスナバコンデンサと第３のダイオードもしくは第
４のダイオードのいずれか一方を通り交流電源を流れる
電荷の量をより多くすることができ、交流入力電流の導
通角を広げることができる。

【００１２】請求項１記載の発明が、第１のスナバコン
デンサの充電のときに交流電源に電流が流れるのに対し
て、請求項２記載の発明は放電のときに交流電源に電流
が流れる。この点を発明の実施の形態の中で実施例を示
す図を参照して説明するが、その点は請求項１記載の発
明の作用とほとんど同じである。

【００１３】

【発明の実施の形態】請求項１記載の発明の実施の形態
を、実施例を示す図１と、図１の主要部の波形を示す図
２を参照して説明する。図１において、主スイッチ素子
１５はトランス１４の正帰還巻線１４ｃに生じる正帰還
信号によって自励発振を引き起こし、自らオン状態にな
って、１次巻線１４ａに励磁電流を流してトランス内に
励磁エネルギをため、また、オフになることによって、
励磁エネルギを２次巻線１４ｂを介して放出し負荷２７
に電力を供給している。また、発振制御回路２４によっ
てオン期間を適当に制御することによって負荷２７に供
給される電圧を一定に保つことができる。

【００１４】補助スイッチ素子１６には第１のダイオー
ド１８が並列に接続されているので、主スイッチ素子１
５がターンオフしたとき、補助スイッチ素子１６がまた
オン状態になっていなくても１次巻線１４ａに生じるフ
ライバック電圧によって第１のスナバコンデンサ１７に
充電電流が流れる。しかし、補助スイッチ素子１６がオ
ン状態になっていなければ第１のスナバコンデンサ１７
に放電電流は流れない。

【００１５】第１の可飽和インダクタ２０と第２の可飽
和インダクタ２１は交流パルスを遅延させる効果をもっ
ているので、主スイッチ素子１５と補助スイッチ素子１
６のいずれのターンオンもトランス１４の巻線の電圧の
立ち上がりから遅れ各々のオンとオンの間には図２の波
形図の（５）に示したように隙間が生じる。

【００１６】図２に示した波形において、（１）は主ス
イッチ素子１５の両端の電圧波形を示している。横軸は
時間軸であり、ｔ１は主スイッチ素子１５がターンオフ
する時刻であり、ｔ１からｔ３までの間に第１のスナバ
コンデンサ１７が充電され交流電源１１に電流が流れ
る。ｔ１とｔ３の間にあるｔ２は電流経路が第２のスナ
バコンデンサ１９から第１のダイオード１８に変わる時
刻である。第２のスナバコンデンサ１９の電荷がなくな
ってから第１のダイオード１８が導通するのでｔ２にお
いて電圧上昇の傾きが変わる。ｔ３からｔ４の間に２次
巻線１４ｂを介してトランス１４の励磁エネルギが放出
される。ｔ４からｔ７の間に第１のスナバコンデンサ１
７が放電する。ｔ４とｔ７の間にあるｔ５は放電による
共振電流がピークに達する時刻であり、ｔ６は補助スイ
ッチ素子１６がターンオフする時刻である。

【００１７】第１のスナバコンデンサ１７の放電は、ｔ
４からｔ６までは第２のダイオード１と第１のリアクト
ル４と第１のスナバコンデンサ１７と補助スイッチ素子
１６と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３が作る閉路
を流れ、ｔ６からｔ７までは、補助スイッチ素子１６に
代わって第２のスナバコンデンサ１９が入った閉路を流
れる。第２のスナバコンデンサ１９が入ることによって
共振周波数が高くなり、かつ、共振インピーダンスが増
えて共振電流のピーク値が下がるので補助スイッチ素子
１６が共振電流のピークを過ぎてオフしても、残ってい
る電流によって、時刻ｔ７における主スイッチ素子１５
両端の電圧をゼロまで下げることができる。補助スイッ
チ素子１６がオフすると第１のリアクトル４にたまった
励磁エネルギは第３のダイオード２か第４のダイオード
３のいずれか一方と交流電源１１とブリッジ整流器１２
と平滑コンデンサ１３と第２のダイオード１を流れて放
出されるのでこれによっても交流入力電流の導通角が広
がる。

【００１８】主スイッチ素子１５両端の電圧が時刻ｔ４
において下がるのは、次のように説明できる。ｔ３から
ｔ４の間は、第１のスナバコンデンサ１７両端には１次
巻線１４ａのフライバック電圧と交流電源の瞬時電圧の
絶対値の和が加わっている。一方、主スイッチ素子１５
両端には１次巻線１４ａのフライバック電圧と平滑コン
デンサ１３の電圧の和が加わっている。平滑コンデンサ
１３の負側の電位がゼロであるとすると、第１のスナバ
コンデンサ１７と第１のリアクトル４の接続点である図
中のＡの電位は平滑コンデンサ１３の電圧から交流電源
１１の瞬時電圧の絶対値を差し引いた値になる。時刻ｔ
４において、第１のスナバコンデンサ１７の電流が第２
のダイオード１と第１のリアクトル４を流れ始める瞬間
のＡ点の電圧はほぼゼロになることから、主スイッチ素
子１５両端の電圧も下がる。図２の波形（１）の時刻ｔ
４において生じる段差Ｖ２は平滑コンデンサ１３の電圧
と交流電源１１の瞬時電圧の絶対値の差であるから交流
電源１１の周期に合わせて変化する。図１の中の点線は
主スイッチ素子１５がターンオフしたときに第１のスナ
バコンデンサ１７を充電する電流の流れを示している。

【００１９】図３は請求項２記載の発明の実施例に係る
高力率スイッチング電源装置を示す回路図である。主ス
イッチ素子１５と補助スイッチ素子１６のオンとオフの
関係は図１に示した回路のそれと同じ。図３において、
第１のスナバコンデンサ１７は、主スイッチ素子１５が
ターンオフしたときに、第２のダイオード１と１次巻線
１４ａと第１のダイオード１８とで作る閉路を流れる電
流によって充電され、また、トランス１４の励磁エネル
ギがゼロになったときは図中に点線で示したように、補
助スイッチ素子１６と１次主巻線１４ａと平滑コンデン
サ１３とブリッジ整流器１２と交流電源１１と第３のダ
イオード２か第４のダイオード３のいずれか一方と第１
のリアクトル４とで作る閉路を流れて放電する。この放
電によって交流電源１１に電流が流れて導通角が広が
る。

【００２０】

【発明の効果】上に述べてきたように、スナバコンデン
サの放電期間を所定の値に設定することができる自励式
スイッチング電源装置において、３つのダイオードと１
つのリアクトルを追加することにより、交流入力電流の
導通角を広げ、力率を改善することができる。更に、こ
れら３つのダイオードと１つのリアクトルには、導通角
を広げる働きをする電流に相当する成分だけが流れ、主
電流が流れることがないので、電流容量が小さくて済み
部品単価が安い。このことからこの発明の経済的効果は
大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る高力率スイ
ッチング電源装置を示す回路図である。

【図２】図１の回路図の主要部の電圧電流波形を示す波
形図である。

【図３】請求項２記載の発明の実施例に係る高力率スイ
ッチング電源装置を示す回路図である。

【図４】従来方式の例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 第２のダイオード ２ 第３のダイオード ３ 第４のダイオード ４ 第１のリアクトル １１ 交流電源 １２ ブリッジ整流器 １３ 平滑コンデンサ １４ トランス １５ 主スイッチ素子 １６ 補助スイッチ素子 １７ 第１のスナバコンデンサ １８ 第１のダイオード １９ 第２のスナバコンデンサ ２０ 第１の可飽和インダクタ ２１ 第２の可飽和インダクタ ２２ 抵抗 ２３ コンデンサ ２４ 発振制御回路 ２５ ダイオード ２６ コンデンサ ２７ 負荷 １４ａ １次巻線 １４ｂ ２次巻線 １４ｃ 正帰還巻線 １４ｄ 補助巻線 １０１ スナバコンデンサ １０２ ダイオード １０３ リアクトル １０４ ダイオード １０５ ダイオード １０６ リアクトル

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、前記交流電源が供給する交
   流電圧を直流電圧に変換する全波整流器と平滑コンデン
   サからなる整流平滑回路と、前記平滑コンデンサに並列
   に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子か
   らなる直列回路と、前記主スイッチ素子の制御電極に接
   続された発振制御回路と、前記主スイッチ素子に並列に
   接続された、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデン
   サからなる直列回路と、前記補助スイッチ素子に並列に
   接続された第２のスナバコンデンサと、前記補助スイッ
   チ素子に並列に接続された第１のダイオードと、前記主
   スイッチ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発
   振を起こす前記１次巻線と電磁的に結合した正帰還巻線
   と、前記主スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線の
   間に直列に挿入された第１の可飽和インダクタと、前記
   補助スイッチ素子の制御電極に前記正帰還巻線に生じる
   信号とは逆の位相の信号を供給する前記１次巻線と電磁
   的に結合した補助巻線と、前記補助スイッチ素子の制御
   電極と前記補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽
   和インダクタを備えた、前記第１のスナバコンデンサの
   放電期間を所定の値に設定することができる自励式スイ
   ッチング電源装置において、前記補助スイッチ素子と前
   記第１のスナバコンデンサからなる直列回路と前記平滑
   コンデンサと前記主スイッチ素子の共通の節点から前記
   補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサからな
   る直列回路につながる枝に第２のダイオードと第１のリ
   アクトルからなる直列回路を直列に挿入し、前記第２の
   ダイオードと前記第１のリアクトルからなる直列回路の
   前記補助スイッチ素子と前記第１のスナバコンデンサか
   らなる直列回路側の端子と、前記交流電源の一方の出力
   端子との間に第３のダイオードを、また別の一方の出力
   端子との間に第４のダイオードを各々接続し、これによ
   って交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善したこと
   を特徴とする高力率スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源と、前記交流電源が供給する交
   流電圧を直流電圧に変換する全波整流器と平滑コンデン
   サからなる整流平滑回路と、前記平滑コンデンサに並列
   に接続された、トランスの１次巻線と主スイッチ素子か
   らなる直列回路と、前記主スイッチ素子の制御電極に接
   続された発振制御回路と、前記１次巻線に並列に接続さ
   れた、補助スイッチ素子と第１のスナバコンデンサから
   なる直列回路と、前記補助スイッチ素子に並列に接続さ
   れた第２のスナバコンデンサと、前記補助スイッチ素子
   に並列に接続された第１のダイオードと、前記主スイッ
   チ素子の制御電極に正帰還信号を供給して自励発振を起
   こす前記１次巻線と電磁的に結合した正帰還巻線と、前
   記主スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線の間に直
   列に挿入された第１の可飽和インダクタと、前記補助ス
   イッチ素子の制御電極に前記正帰還巻線に生じる信号と
   は逆の位相の信号を供給する前記１次巻線と電磁的に結
   合した補助巻線と、前記補助スイッチ素子の制御電極と
   前記補助巻線の間に直列に挿入された第２の可飽和イン
   ダクタを備えた、前記第１のスナバコンデンサの放電期
   間を所定の値に設定することができる自励式スイッチン
   グ電源装置において、前記補助スイッチ素子と前記第１
   のスナバコンデンサからなる直列回路と前記平滑コンデ
   ンサと前記１次巻線の共通の節点から前記補助スイッチ
   素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路に
   つながる枝に第２のダイオードを直列に挿入し、前記交
   流電源に、同じ極どうしが向かい合わせに接続された第
   ３のダイオードと第４のダイオードからなる直列回路を
   並列に接続し、前記第２のダイオードの前記補助スイッ
   チ素子と前記第１のスナバコンデンサからなる直列回路
   側の端子と、前記第３のダイオードと前記第４のダイオ
   ードの接続点の間に第１のリアクトルを接続し、これに
   よって交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善したこ
   とを特徴とする高力率スイッチング電源装置。