JP4304751B2 - ターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータ - Google Patents
ターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータ Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特にスナバコンデンサによるロスを改善する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スナバコンデンサによるターンオンロスを改善する回路として、スイッチ素子の制御電極に対してインダクタを直列に接続し、かつコンデンサを並列に接続する方法がある（特開平５−１８４１４５）。図４にその回路を示す。図において、発振制御回路１０６から出力されるパルスはインダクタ１１６とコンデンサ１１８によって遅延されるので、スイッチ素子１０４のターンオン時にスナバコンデンサ１１０ｂの電荷がスイッチ素子１０４を流れて放電するときのサージ電流が小さくなり発生するノイズが減少する。この方式をリンギングチョークコンバータに応用すれば、スイツチ素子１０４のターンオンが遅延している間にスナバコンデンサ１１０ｂの電荷がトランス１０２の１次巻線１０２ａを逆流して入力コンデンサに回生されるので、スナバコンデンサ１１０ｂのターンオン時の放電によるロスも小さくなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示した従来の回路をリンギングチョークコンバータに応用すると、ターンオンロスを改善することが可能であるが、ターンオフロスを増やす欠点を持つ。その理由は、スイッチ素子１０４のターンオンを遅延する働きをするインダクタ１１６とコンデンサ１１８はスイッチ素子１０４のターンオフをも遅延させることになるからである。
【０００４】
スイッチ素子１０４に並列に接続されているスナバコンデンサ１１０ｂはスイッチ素子１０４のターンオフのスピードが速い程効果を持つ。図５に、ターンオフ時にスイッチ素子１０４に流れる電流と１次巻線１０２ａに流れる電流とスイッチ素子１０４両端に加わる電圧を各々示すが、図の波形に示されているようにスイッチ素子１０４の電流がピークから下がり始めるときにスイッチ素子１０４両端の電圧が立ち上がるが、その立ち上がるスピードはスナバコンデンサの容量に依存する。従って、同じ容量のコンデンサを用いる場合は、スイッチ素子１０４のターンオフのスピードが速い程、スイッチ素子１０４両端の電流がゼロになったときのスイッチ素子１０４両端の電圧が低くなり、スイッチ素子１０４によって消費されるターンオフロスが小さくなる。
【０００５】
図４に示した従来の回路をリンギングチョークコンバータに応用してスナバコンデンサ１１０ｂのターンオンロスを十分小さくしようとすると、インダクタ１１６とコンデンサ１１８による遅延の時間もそれなりに長くしなければならないが、その結果ターンオフのスピードも遅くなってターンオフロスが増える。
【０００６】
本発明は、このような欠点を除去するもので、スイッチ素子の制御電極に接続されているインダクタとコンデンサによる遅延回路をターンオンのときに限って働くようにし、これによってターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータを提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、スイッチ素子に並列に第１のコンデンサが接続されたリンギングチョークコンバータにおいて、スイッチ素子の制御電極とトランスの正帰還巻線の間を結ぶ線路に抵抗と第２のコンデンサとインダクタからなる直列回路を直列に挿入し、スイッチ素子の制御電極に並列に第３のコンデンサを接続し、これによって、スイッチ素子が正帰還巻線に生じる正帰還信号によってターンオンするときに遅延させ、更にスイッチ素子の制御電極に並列にトランジスタを接続し、制御回路の信号によってこのトランジスタをターンオンさせることによってスイッチ素子の制御電極の電荷を放電させてスイッチ素子をターンオフさせる。
【０００８】
【作用】
スイッチ素子がオン状態のときに制御回路の信号によってトランジスタがターンオンすると、スイッチ素子の制御電極の電荷がトランジスタを流れて放電し、スイッチ素子は速いスピードでターンオフする。このとき、第１のコンデンサはスイッチ素子両端の電圧を相対的に遅く立ち上がらせて、スイッチ素子のターンオフロスを小さくする効果をもたらす。
【０００９】
スイッチ素子がオフ状態に入ると、トランスの励磁エネルギーは２次巻線と２次巻線に接続されている整流平滑回路によって直流電気エネルギーに変換される。励磁エネルギーの一部は第１のコンデンサを充電するので、第１のコンデンサの電圧は入力電圧よりも高くなる。トランスの励磁エネルギーがゼロになると、第１のコンデンサに充電されている電圧が入力電圧より高いため、トランスの１次巻線には第１のコンデンサから入力側に向かって電流が流れ始め、第１のコンデンサの電圧が下がり始める。電流は第１のコンデンサと１次巻線のインダクタンスによる共振電流になる。第１のコンデンサの電圧が下がることによって１次巻線両端の電圧も下がることになるが、正帰還巻線に生じる電圧も１次巻線の電圧に比例して変化する。
【００１０】
スイッチ素子の制御電極に直列に接続されている第２のコンデンサに充電されている電圧と正帰還巻線の電圧の合成電圧が正になるとスイッチ素子の制御電極の電圧が上昇し、やがてスイッチ素子はターンオンする。スイッチ素子の制御電極と正帰還巻線の間に接続されている遅延回路の定数を適当に決めておけば、第１のコンデンサと１次巻線のインダクタンスによって生じる共振によって、第１のコンデンサの電圧が最も低くなるときにスイッチ素子の制御電極の電圧がしきい値に達するようにすることができる。
【００１１】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。図２は図１の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【００１２】
図１に示した回路において、抵抗１７の値とコンデンサ１６の値が所定の時定数を持つように設定されていれば、正帰還巻線１ｂのパルスが正になって、スイッチ素子２がターンオンしてから一定期間経ったときにトランジスタ１５がターンオンしてスイッチ素子２がターンオフする。トランジスタ１５のターンオンは正帰還巻線１ｂの電圧が正から負に変わる前に起きる。従って、スイッチ素子２のターンオフは抵抗１１と第２のコンデンサ１２とインダクタ１３からなる直列回路及び第３のコンデンサ１４による遅延回路の影響は受けない。
【００１３】
図２は時間軸を合わせて各部の波形を示したものである。時間ｔ１において、スイッチ素子２の制御電極の電圧がしきい値に達してスイッチ素子２がターンオンし、スイッチ素子２の電流が立ち上がり、正帰還巻線１ｂには１次巻線１ａと正帰還巻線１ｂの巻数比に応じた電圧が発生し、コンデンサ１６の電圧が上昇する。時間ｔ２において、コンデンサ１６の電圧がトランジスタ１５のベースしきい値に達するとトランジスタ１５のコレクタ電流が流れ始め、スイッチ素子２の制御電極の電圧が下がり始める。そして、時間ｔ３において制御電極のしきい値を下まわるとスイッチ素子２の電流はゼロになり、スイッチ素子２両端の電圧が立ち上がる。スイッチ素子２両端の電圧が立ち上がると同時に正帰還巻線１ｂの電圧が下がり始めるが、このときトランジスタ１５はまだオン状態を保っているので、スイッチ素子２の制御電極の電圧はしきい値を割って更に下がり続ける。正帰還巻線１ｂの電圧がやがてゼロになり、その後負になると、トランジスタ１５がオン状態を維持していなくてもスイッチ素子２の制御電極の電圧はしきい値以下の値を保つ。トランスの励磁エネルギーが２次巻線１ｃを通り負荷側に流れている間は正帰還巻線１ｂの電圧は負を保つが、やがて、時間ｔ５においてその電流がゼロになると、第１のコンデンサ３の電圧が１次巻線を通り入力側に向かって流れ、スイッチ素子２両端の電圧が下がり始める。そして、正帰還巻線１ｂの電圧も負から正に向かって立ち上がるが、抵抗１１と第２のコンデンサ１２とインダクタ１３からなる直列回路と第３のコンデンサ１４によってスイッチ素子２の制御電極の電圧の上昇が遅れ、時間ｔ６において、第１のコンデンサの電圧の最も低いところで、しきい値に達してスイッチ素子２がターンオンする。すなわち、スイッチ素子２がターンオンすることによって放電する第１のコンデンサの電荷がより少なくなり、ターンオンロスが改善される。時間ｔ６は時間ｔ１と位相が一致している。また、ｔ６−ｔ５の期間が第１のコンデンサと１次巻線１ａによる共振の半周期に相当する。
【００１４】
図３は請求項２記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【００１５】
図３の回路の動作は図１のそれと同じ。トランジスタ１５のコレクタ・ベース間に第３のコンデンサ１４を付けることによって、このコンデンサの容量を小さくすることができる。
【００１６】
図１及び図２において、トランジスタ１５の制御回路は出力電圧を一定に保つための帰還制御回路を有していないが、いずれの回路もそれらを付けることが可能である。また、図１及び図２のスイッチ素子にＭＯＳＦＥＴが用いられているが、他の種類のスイッチ素子を用いることも可能である。
【００１７】
【発明の効果】
図４に示した従来の方式に比べ、遅延回路がターンオン時にのみ働き、ターンオフ時には働かないため、ターンオフロスを増やすことなくターンオンロスのみ減ずることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図２】図１の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図３】請求項２記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図４】従来方式の一例を示す回路図である。
【図５】図４の主要部の電圧と電流の波形を示す回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
１ａ １次巻線
１ｂ 正帰還巻線
１ｃ ２次巻線
２ スイッチ素子
３ 第１のコンデンサ
４ ダイオード
５ コンデンサ
６ 負荷
７ 抵抗
８ 直流電源
１１ 抵抗
１２ 第２のコンデンサ
１３ インダクタ
１４ 第３のコンデンサ
１５ トランジスタ
１６ コンデンサ
１７ 抵抗
１０２ トランス
１０２ａ １次巻線
１０２ｂ ２次巻線
１０４ スイッチ素子
１０６ 発振制御回路
１０８ 抵抗
１１０ スナバ回路
１１０ａ 抵抗
１１０ｂ コンデンサ
１１４ ダイオード
１１６ インダクタ
１１８ コンデンサ
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特にスナバコンデンサによるロスを改善する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スナバコンデンサによるターンオンロスを改善する回路として、スイッチ素子の制御電極に対してインダクタを直列に接続し、かつコンデンサを並列に接続する方法がある（特開平５−１８４１４５）。図４にその回路を示す。図において、発振制御回路１０６から出力されるパルスはインダクタ１１６とコンデンサ１１８によって遅延されるので、スイッチ素子１０４のターンオン時にスナバコンデンサ１１０ｂの電荷がスイッチ素子１０４を流れて放電するときのサージ電流が小さくなり発生するノイズが減少する。この方式をリンギングチョークコンバータに応用すれば、スイツチ素子１０４のターンオンが遅延している間にスナバコンデンサ１１０ｂの電荷がトランス１０２の１次巻線１０２ａを逆流して入力コンデンサに回生されるので、スナバコンデンサ１１０ｂのターンオン時の放電によるロスも小さくなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示した従来の回路をリンギングチョークコンバータに応用すると、ターンオンロスを改善することが可能であるが、ターンオフロスを増やす欠点を持つ。その理由は、スイッチ素子１０４のターンオンを遅延する働きをするインダクタ１１６とコンデンサ１１８はスイッチ素子１０４のターンオフをも遅延させることになるからである。
【０００４】
スイッチ素子１０４に並列に接続されているスナバコンデンサ１１０ｂはスイッチ素子１０４のターンオフのスピードが速い程効果を持つ。図５に、ターンオフ時にスイッチ素子１０４に流れる電流と１次巻線１０２ａに流れる電流とスイッチ素子１０４両端に加わる電圧を各々示すが、図の波形に示されているようにスイッチ素子１０４の電流がピークから下がり始めるときにスイッチ素子１０４両端の電圧が立ち上がるが、その立ち上がるスピードはスナバコンデンサの容量に依存する。従って、同じ容量のコンデンサを用いる場合は、スイッチ素子１０４のターンオフのスピードが速い程、スイッチ素子１０４両端の電流がゼロになったときのスイッチ素子１０４両端の電圧が低くなり、スイッチ素子１０４によって消費されるターンオフロスが小さくなる。
【０００５】
図４に示した従来の回路をリンギングチョークコンバータに応用してスナバコンデンサ１１０ｂのターンオンロスを十分小さくしようとすると、インダクタ１１６とコンデンサ１１８による遅延の時間もそれなりに長くしなければならないが、その結果ターンオフのスピードも遅くなってターンオフロスが増える。
【０００６】
本発明は、このような欠点を除去するもので、スイッチ素子の制御電極に接続されているインダクタとコンデンサによる遅延回路をターンオンのときに限って働くようにし、これによってターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータを提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、スイッチ素子に並列に第１のコンデンサが接続されたリンギングチョークコンバータにおいて、スイッチ素子の制御電極とトランスの正帰還巻線の間を結ぶ線路に抵抗と第２のコンデンサとインダクタからなる直列回路を直列に挿入し、スイッチ素子の制御電極に並列に第３のコンデンサを接続し、これによって、スイッチ素子が正帰還巻線に生じる正帰還信号によってターンオンするときに遅延させ、更にスイッチ素子の制御電極に並列にトランジスタを接続し、制御回路の信号によってこのトランジスタをターンオンさせることによってスイッチ素子の制御電極の電荷を放電させてスイッチ素子をターンオフさせる。
【０００８】
【作用】
スイッチ素子がオン状態のときに制御回路の信号によってトランジスタがターンオンすると、スイッチ素子の制御電極の電荷がトランジスタを流れて放電し、スイッチ素子は速いスピードでターンオフする。このとき、第１のコンデンサはスイッチ素子両端の電圧を相対的に遅く立ち上がらせて、スイッチ素子のターンオフロスを小さくする効果をもたらす。
【０００９】
スイッチ素子がオフ状態に入ると、トランスの励磁エネルギーは２次巻線と２次巻線に接続されている整流平滑回路によって直流電気エネルギーに変換される。励磁エネルギーの一部は第１のコンデンサを充電するので、第１のコンデンサの電圧は入力電圧よりも高くなる。トランスの励磁エネルギーがゼロになると、第１のコンデンサに充電されている電圧が入力電圧より高いため、トランスの１次巻線には第１のコンデンサから入力側に向かって電流が流れ始め、第１のコンデンサの電圧が下がり始める。電流は第１のコンデンサと１次巻線のインダクタンスによる共振電流になる。第１のコンデンサの電圧が下がることによって１次巻線両端の電圧も下がることになるが、正帰還巻線に生じる電圧も１次巻線の電圧に比例して変化する。
【００１０】
スイッチ素子の制御電極に直列に接続されている第２のコンデンサに充電されている電圧と正帰還巻線の電圧の合成電圧が正になるとスイッチ素子の制御電極の電圧が上昇し、やがてスイッチ素子はターンオンする。スイッチ素子の制御電極と正帰還巻線の間に接続されている遅延回路の定数を適当に決めておけば、第１のコンデンサと１次巻線のインダクタンスによって生じる共振によって、第１のコンデンサの電圧が最も低くなるときにスイッチ素子の制御電極の電圧がしきい値に達するようにすることができる。
【００１１】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。図２は図１の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【００１２】
図１に示した回路において、抵抗１７の値とコンデンサ１６の値が所定の時定数を持つように設定されていれば、正帰還巻線１ｂのパルスが正になって、スイッチ素子２がターンオンしてから一定期間経ったときにトランジスタ１５がターンオンしてスイッチ素子２がターンオフする。トランジスタ１５のターンオンは正帰還巻線１ｂの電圧が正から負に変わる前に起きる。従って、スイッチ素子２のターンオフは抵抗１１と第２のコンデンサ１２とインダクタ１３からなる直列回路及び第３のコンデンサ１４による遅延回路の影響は受けない。
【００１３】
図２は時間軸を合わせて各部の波形を示したものである。時間ｔ１において、スイッチ素子２の制御電極の電圧がしきい値に達してスイッチ素子２がターンオンし、スイッチ素子２の電流が立ち上がり、正帰還巻線１ｂには１次巻線１ａと正帰還巻線１ｂの巻数比に応じた電圧が発生し、コンデンサ１６の電圧が上昇する。時間ｔ２において、コンデンサ１６の電圧がトランジスタ１５のベースしきい値に達するとトランジスタ１５のコレクタ電流が流れ始め、スイッチ素子２の制御電極の電圧が下がり始める。そして、時間ｔ３において制御電極のしきい値を下まわるとスイッチ素子２の電流はゼロになり、スイッチ素子２両端の電圧が立ち上がる。スイッチ素子２両端の電圧が立ち上がると同時に正帰還巻線１ｂの電圧が下がり始めるが、このときトランジスタ１５はまだオン状態を保っているので、スイッチ素子２の制御電極の電圧はしきい値を割って更に下がり続ける。正帰還巻線１ｂの電圧がやがてゼロになり、その後負になると、トランジスタ１５がオン状態を維持していなくてもスイッチ素子２の制御電極の電圧はしきい値以下の値を保つ。トランスの励磁エネルギーが２次巻線１ｃを通り負荷側に流れている間は正帰還巻線１ｂの電圧は負を保つが、やがて、時間ｔ５においてその電流がゼロになると、第１のコンデンサ３の電圧が１次巻線を通り入力側に向かって流れ、スイッチ素子２両端の電圧が下がり始める。そして、正帰還巻線１ｂの電圧も負から正に向かって立ち上がるが、抵抗１１と第２のコンデンサ１２とインダクタ１３からなる直列回路と第３のコンデンサ１４によってスイッチ素子２の制御電極の電圧の上昇が遅れ、時間ｔ６において、第１のコンデンサの電圧の最も低いところで、しきい値に達してスイッチ素子２がターンオンする。すなわち、スイッチ素子２がターンオンすることによって放電する第１のコンデンサの電荷がより少なくなり、ターンオンロスが改善される。時間ｔ６は時間ｔ１と位相が一致している。また、ｔ６−ｔ５の期間が第１のコンデンサと１次巻線１ａによる共振の半周期に相当する。
【００１４】
図３は請求項２記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【００１５】
図３の回路の動作は図１のそれと同じ。トランジスタ１５のコレクタ・ベース間に第３のコンデンサ１４を付けることによって、このコンデンサの容量を小さくすることができる。
【００１６】
図１及び図２において、トランジスタ１５の制御回路は出力電圧を一定に保つための帰還制御回路を有していないが、いずれの回路もそれらを付けることが可能である。また、図１及び図２のスイッチ素子にＭＯＳＦＥＴが用いられているが、他の種類のスイッチ素子を用いることも可能である。
【００１７】
【発明の効果】
図４に示した従来の方式に比べ、遅延回路がターンオン時にのみ働き、ターンオフ時には働かないため、ターンオフロスを増やすことなくターンオンロスのみ減ずることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図２】図１の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図３】請求項２記載の発明に係るリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図４】従来方式の一例を示す回路図である。
【図５】図４の主要部の電圧と電流の波形を示す回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
１ａ １次巻線
１ｂ 正帰還巻線
１ｃ ２次巻線
２ スイッチ素子
３ 第１のコンデンサ
４ ダイオード
５ コンデンサ
６ 負荷
７ 抵抗
８ 直流電源
１１ 抵抗
１２ 第２のコンデンサ
１３ インダクタ
１４ 第３のコンデンサ
１５ トランジスタ
１６ コンデンサ
１７ 抵抗
１０２ トランス
１０２ａ １次巻線
１０２ｂ ２次巻線
１０４ スイッチ素子
１０６ 発振制御回路
１０８ 抵抗
１１０ スナバ回路
１１０ａ 抵抗
１１０ｂ コンデンサ
１１４ ダイオード
１１６ インダクタ
１１８ コンデンサ
Claims (2)
- １次巻線と正帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列に接続された第１のコンデンサと、前記２次巻線に接続された整流平滑回路を備え、前記正帰還巻線に生じる電圧を前記スイッチ素子の制御電極に加えることによって自励発振を起こし、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るリンギングチョークコンバータにおいて、前記スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線を結ぶ線路に抵抗と第２のコンデンサとインダクタからなる直列回路を直列に挿入し、そのコレクタが前記スイッチ素子のゲートにそのエミッタが前記スイッチ素子のソースに各々接続されたトランジスタを付加し、前記トランジスタのコレクタとエミッタ間に第３のコンデンサを接続し、前記正帰還巻線に生じる電圧を所定の時間遅らせて前記トランジスタのベース・エミッタ間に加える制御回路を付加し、これによって第１のコンデンサのターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータ。
- １次巻線と正帰還巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列に接続された第１のコンデンサと、前記２次巻線に接続された整流平滑回路を備え、前記正帰還巻線に生じる電圧を前記スイッチ素子の制御電極に加えることによって自励発振を起こし、前記２次巻線に生じるパルスを整流平滑して直流電圧を得るリンギングチョークコンバータにおいて、前記スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線を結ぶ線路に抵抗と第２のコンデンサとインダクタからなる直列回路を直列に挿入し、そのコレクタが前記スイッチ素子のゲートにそのエミッタが前記スイッチ素子のソースに各々接続されたトランジスタを付加し、前記トランジスタのコレクタとベース間に第３のコンデンサを接続し、前記正帰還巻線に生じる電圧を所定の時間遅らせて前記トランジスタのベース・エミッタ間に加える制御回路を付加し、これによって第１のコンデンサのターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータ。
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| JP04363999A JP4304751B2 (ja) | 1999-01-13 | 1999-01-13 | ターンオンロスを改善したリンギングチョークコンバータ |
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| Publication Number | Publication Date |
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- 1999-01-13 JP JP04363999A patent/JP4304751B2/ja not_active Expired - Fee Related
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