CN107786094B - 一种正激开关电源 - Google Patents

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Abstract

一种正激开关电源，在LCL正激变换器基础上，变压器B中的NP1同名端接电源，NP2同名端接地，NP1和NP2为双线并绕，电容C1的一端与NP1异名端相连，另一端与NP2异名端相连，NP2同名端通过C3接电源，这样实现了：当Q1饱和导通时，NP1和NP2都激磁，副边NS输出能量，当Q1关断时，L1续流输出能量，D1同步关断，激磁产生的能量由NP2经C3实现谐振去磁，原边呈感性，C3与原边电感谐振，C3端电压为两倍电源电压时，实现Q1在端电压为零时开通；实现占空比可以大于0.5、去磁能量回收，效率得到提高。

Description

一种正激开关电源
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及使用谐振去磁的正激开关电源。
背景技术
目前，开关电源应用很广，业界又常称为变换器，其中正激开关电源中的基本正激变换器是Buck变换器的一个理想隔离版本，常见的拓扑有单端正激变换器、对称驱动半桥变换器、全桥变换器、推挽变换器、对称推挽正激变换器等。需要一提的是对称推挽正激变换器，如图1-1所示,该图引自张兴柱博士所著的，书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第91页图5-14，该书在本文中简称为：参考文献1。
对称推挽正激变换器在专利文献中称为直直变换器，较早见于1999年电气和电子工程师协会(IEEE)的论文集(0-7803-5160-6/99)中，第279页《A Novel High-input-voltage,High Efficiency and Fast Transient Voltage Regulator Module》,作者为：Xunwei Zhou,Bo Yang,Luca Amoroso,Fred C.Lee and Pit-leong Wong；
以及2002年IEEE的论文集(0-7803-7404-5/02)中，第843页《SingleMagneticPush-Pull Forward Converter Featuring Built-in Input Filter andCoupled-Inductor Current Doubler for 48V VRM》,作者为Peng Xu,Mao Ye(叶茂)和Fred C.Lee，该论文也提到了“PUSH-PULL FORWARD CONVERTER”；
以及2004年南京航空航天大学戴卫力发表的硕士论文中《推挽正激及其软开关电路的研究与实现》的第6页中，均称为PPFC变换器(Push-Pull Forward Circuit),其输出采用带续流电感L的全波整流。
各种正激变换器因其电路拓扑不同，都有其较佳的用途：
单端正激变换器：环路响应好，适合用于对动态负载供电，如电机。日本的COSEL的工业电源，仍在采用PFC+三绕组去磁的单端正激变换器来实现，就是因为这个原因，但功率一般在150W左右；
半桥变换器：适合应用于工作电压较高的场合，如台式电脑用电源；功率大；
全桥变换器：适合用于高压大功率的场合，常见于1Kw以上的功率段；
推挽变换器：多用于低压,功率小于300W的场合；
对称推挽正激变换器：低压大功率，但并没有见到实用化的产品推出市场；
如上述，单端正激变换器由于环路响应好，适合用于对动态负载供电，所以，该电路仍有大量的使用，特别是低电压工作的情况下，其三绕组去磁的电路拓扑如图1-2中Nc所示，图1-2来自参考文献1的第33页图4-8(a)图，其输出采用常见的单端正激拓扑的输出整流电路，二极管VD1为开关管(或作功率管)V饱和导通时同步导通的整流管，二极管VD2为开关管V截止时的续流管，电感L中的电流通过VD2继续向输出滤波电容C和负载R供能。第三绕组去磁正激变换器，又作“三绕组吸收正激变换器”。
参考文献1的3.3小节，重点介绍了谐振去磁正激变换器，并给出了三种电路结构的电路拓扑，参与原书的图3-15，本申请引用并作为本文的图1-3，为了避免误解，图1-3中，用黑线给原书的“图3-15”加了删除线。
在中国申请号为201710141802.8的名为《一种正激式开关电源》中，示出了图1-4技术方案，解决了图1-2存在的一些问题，第三绕组实现了激磁，同时实现了无损吸收，为了方便，发明人对该种正激式开关电源所使用的拓扑进行了定义，包括反激拓扑，不包括去磁方式的基本拓扑都定义为：LCL变换器，源于其两个原边激磁电感和一个与它们串联的电容。如LCL正激变换器，也指LCL正激开关电源。
图1-4的技术方案也引来了一些新问题，如占空比无法大于0.5，导致功率密度较低，无法实现图1-4中开关管Q1的零电压开关(Zero Voltage Switch，缩写为ZVS)。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决现有的LCL正激开关电源存在的不足，提供一种使用谐振去磁的正激开关电源新电路拓扑，占空比可以大于0.5，功率密度较高，实现开关管的零电压开通,进一步提升变换效率。
本发明的目的是这样实现的，一种正激开关电源，包括一变压器，第一N沟道场效应管，第一电容、第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组形成副边输出整流电路，并以以下述两种方式之一连接：
(1)包括第二电容和第一二极管，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；
(2)还包括第二二极管、第一电感，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极同时与第二二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第二二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；
输入直流电源的正端与第一原边绕组同名端相连，第一原边绕组异名端与N沟道场效应管的漏极相连；N沟道场效应管的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接驱动控制信号；第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连，其特征在于：还包括第三电容，第三电容的一端连接输入直流电源的正端，第三电容的另一端连接第二原边绕组异名端。
本发明还提供上述方案一的等同方案，方案二：本发明目的还可以这样实现，一种正激开关电源，包括一变压器，第一N沟道场效应管，第一电容、第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组形成副边输出整流电路，并以以下述两种方式之一连接：
(1)包括第二电容和第一二极管，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；
(2)还包括第二二极管、第一电感，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极同时与第二二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第二二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负；
输入直流电源的正端同时与N沟道场效应管的漏极、第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极与第一原边绕组同名端相连；第一原边绕组异名端连接输入直流电源UDC的负端-；N沟道场效应管的栅极连接驱动控制信号；第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连，其特征在于：还包括第三电容，第三电容的一端连接输入直流电源的负端，第三电容的另一端连接第二原边绕组同名端。
作为上述二种方案的改进，其特征在于：通过第二原边绕组和第三电容的谐振，实现N沟道场效应管的零电压开通。
作为上述二种方案的改进，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。
优选地，PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。
工作原理将结合实施例，进行详细地阐述。本发明的有益效果为：占空比可以大于0.5，同时实现去磁电路的能量回收，进一步地，实现主功率开关管的零电压开通，进一步地降低损耗，提高变换效率,特别是在轻载时，变换效率得到提高。
附图说明
图1-1为现有的正激开关电源中有PPFC变换器拓扑原理图；
图1-2为现有的三绕组去磁的单端正激变换器拓扑原理图；
图1-3为现有的谐振去磁正激变换器三种结构的原理图；
图1-4为现有的申请号为201710141802.8示出的技术方案原理图；
图2-1为本发明第一实施例原理图之一，副边输出整流电路采用(1)方式；
图2-2为本发明第一实施例原理图之二，副边输出整流电路采用(2)方式；
图2-3为本发明第一实施例在上电时对电容C1充电的示意图；
图2-4为本发明第一实施例中Q1饱和导通时，产生两路激磁电流41、42的示意图；
图2-5为本发明第一实施例中Q1截止，产生续流电流43b、去磁电流44的示意图；
图3-1为本发明第二实施例原理图之一，副边输出整流电路采用(1)方式；
图3-2为本发明第二实施例原理图之二，副边输出整流电路采用(2)方式。
具体实施方式
第一实施例
图2-1、图2-2示出了本发明第一实施例的谐振去磁的正激开关电源的原理图，包括一变压器B，第一N沟道场效应管Q1，第一电容C1、第二电容C2，第一二极管D1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS形成副边输出整流电路，并以以下两种方式之一连接：
(1)包括第二电容C2和第一二极管D1，副边绕组NS同名端与第一二极管D1阳极连接，第一二极管D1阴极与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；参见图2-1；
(2)还包括第二二极管D2、第一电感L1，副边绕组NS同名端与第一二极管D1阳极连接，第一二极管D1阴极同时与第二二极管D2的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第二二极管D2的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；参见图2-2；
副边输出整流电路为包括副边绕组NS的电路，显然，上述的(1)方式没有输出续流电感，适合工作在开环方式，即输出电压正比于输入电压；而上述的(2)方式由于有输出续流电感，适合工作在闭环方式，即输出电压受控于占空比，输出容易实现高精度稳压；
输入直流电源UDC的正端+与第一原边绕组NP1同名端相连，第一原边绕组NP1异名端与N沟道场效应管Q1的漏极相连；N沟道场效应管Q1的源极s连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-；N沟道场效应管Q1的栅极g连接驱动控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1异名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2异名端相连,还包括第三电容C3，第三电容C3的一端连接输入直流电源的正端+，第三电容C3的另一端连接第二原边绕组NP2异名端。
同名端：图中绕组中以黑点标记的一端；
异名端：图中绕组中没有黑点标记的一端；
驱动控制信号：包括PWM脉冲宽度调制信号、PFM脉冲频率调制等各种方波；
变压器B：第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2在图中，其磁心用虚线相连，表示其为绕在一只变压器上，共用同一只磁心，并非独立的变压器，只是为了图形清晰、连接关系简单，才使用了图中的画法。
在图2-1、图2-2中，N沟道场效应管Q1的源极连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-，即场效应管Q1的源极连接输入直流电源UDC的负端-，这在实际应用中并不直接存在，这是因为在开关电源领域中，基本拓扑的工作原理分析都会略去不必要的因素。在实际应用中，场效应管的源极都会接入电流检测电阻或电流互感器来检测平均电流或峰值电流来实现各种控制策略，这种通过电流检测电阻或电流互感器与源极相连，等同直接与源极相连，这是本技术领域的公知技术，本申请遵循业界默认的规则。若使用电流互感器，电流互感器可以出现在激磁回路的任何一个地方，如场效应管的漏极，如第一原边绕组的同名端或异名端，而且电流互感器除了传统的原边为一匝的“导线”、副边为多匝线圈的磁心式互感器，还可以是霍尔传感器。
工作原理：参见图2-1、图2-2，当C3(为了分析方便，按教科书的标准，电容C3以下简称为C3，其它器件同)用一只二极管替代时，就是图1-4的现有技术电路，但是本发明加了C3后，电路的工作原理与现有技术比，完全不同；
由于图2-1、图2-2仅为副边输出整流电路不同，这里以图2-2为例，电路在上电时工作示意图如图2-3，Q1因没有收到驱动控制信号也不工作，相当于开路，那么电源UDC通过第一原边绕组NP1向C1充电，该电流同时通过第二原边绕组NP2回到电源UDC的负端，第一原边绕组NP1的充电电流为：从同名端流向异名端；第二原边绕组NP2的充电电流为：从异名端流向同名端；NP1和NP2为双线并绕，这两个电流大小相等，产生的磁通相反，完全抵消，即在上电时，电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP1和NP2的直流内阻与电源UDC并联，C1仍起到电源滤波、退耦的作用；随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，左正而右负。同时，电容C3的端电压为上正下负，等于UDC的电压。
当Q1正常收到控制信号时，以一个周期为例，Q1的栅极为高电平时，Q1饱和导通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，为了分析方便，把这种情况看作是直通，是一条导线，这时Np1产生的激磁电流如图2-4中的41所示；若电路为较为理想的模型电路，激磁电流42应该并不存在，这是由于NP2的感应电压和C1的端电压相等，但由于实际电路并非理想模型，激磁电流42真实存在。如图2-4所示，这时产生两路激磁电流，图2-4中的41和42所示；
可见，41和42两路激磁电流是并联关系，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，这个感应电压是：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出上正下负的电压，这个电压促使D2正向导通，并通过正向导通的D2，通过电感L1向电容C2充电，充电电流如43a所示，Vout建立电压或持续输出能量。在Q1导通激磁过程中，副边有能量输出，这是正激变换器的特点。若采用图2-1的电路，输出电压大小等于UDC乘以匝比n，与占空比无关，可以用作总线电源。
在激磁过程中，不包括副边映射电流的41和42的激磁电流呈线性向上增加；电流方向在原边电感中是从同名端流向异名端；
为了保证电磁兼容性达到使用要求，布线时是有技巧的，观察图2-4中的41和42，41为顺时针电流方向，42为逆时针方向，若在布电路板时，也保证这两个电流一个是顺时针，另一个是逆时针，那么激磁时产生的磁通，在远一点的地方观察，是可以抵消的，这样，本发明的正激式开关电源的EMI性能将非常好。
当Q1的栅极由高电平变为低电平，Q1也由饱和导通变为截止，由于电感中的电流不能突变，尽管这时Q1已截止，副边映射电流也同步消失，但是41和42激磁电流仍要从同名端流向异名端，尽管这个电流很小，由于原边的电流回路已被切断，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，参见图2-5，副边绕组NS企图出现从同名端流向异名端的电流，这个电流可以开通D2，但是由于D1反偏而无法产生，而在图2-4中的43a电流，流过L1，而电感L1中的电流也不能突变，43a电流寻找途径继续流动，形成43b所示的续流电流，从电感L1的右端出发，到C2的正端、再到C2的负端，再到D3的阳极，再到D3的阴极，回到电感L1的左端。
正激开关电源中的基本正激变换器是Buck变换器的一个理想隔离版本，变压器B通常又称为正激变压器；
本发明对电路进行去磁的电路由C3和第二原边绕组NP2组成，工作原理为：
第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，这两个绕组之间的漏感为零，在Q1关断瞬间及以后，激磁电流的能量没有传递到副边，第二原边绕组NP2中激磁电流的电能量，其电流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，即在图2-5中，由下向上流动，这个电能量向C3放电，形成44所示的激磁电流的去磁电流；C3的端电压下降；
第一原边绕组NP1中激磁电流的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组NP2中，同样形成44所示的激磁电流的去磁电流；
在Q1关断瞬间及以后，C3与变压器励磁电感谐振，去磁过程结束后，进入反向激磁的过程。此过程D1关断。绕组NP2承受了同名端为负，异名端为正的电压，开始反向激磁，激磁电流为C3充电。在此过程中NP2电压逐渐下降，并且反向，变为同名端为正，异名端为负，Q1的端电压逐步下降。当C3的电压变为两倍UDC的电压时，Q1的端电压为0。由于Q1体二极管的钳位作用，C3的电压变为两倍UDC的电压时就不再变化，Q1的端电压为0。在励磁电流反向前，若Q1的驱动电压为高电平，Q1饱和导通，则实现ZVS。
为了实现较长的谐振时间，C3的容量是比较大的。正因为C3较大，且端电压可以升高，端电压和直流电源UDC的电压为串联关系，利用伏秒平衡定律,占空比可以大于0.5，都可以正常工作。
为了进一步提高效率，在场效应管Q1的漏极、源极之间并联一只和Q1体二极管方向相同的低压降、快恢复的二极管，这种改进为公知技术，应视为和体二极管等效，本发明不再以实施例保护；
由于41和42的激磁电流较为接近，第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同，这样绕制方便，这里所述的线径相同，还包括它们本身都是相同规格利兹线，颜色可以不同，即多股线绞合，为了方便识别，包括利兹线的同规格线材其颜色可以不同。随着工作频率的提升，高频电流更趋于在漆包线的表面流动，这种情况下，利兹线可以解决这一问题。当然，使用两种不同颜色的漆包线先做成利兹线，直接绕制，再按颜色分出第一原边绕组和第二原边绕组，或这两个绕组的线径和股数都不相同，都同样实现发明目的。
本发明一种正激开关电源，在LCL正激变换器基础上，变压器B中的NP1同名端接电源，NP2同名端接地，NP1和NP2为双线并绕，电容C1的一端与NP1异名端相连，另一端与NP2异名端相连，NP2同名端通过C3接电源，这样实现了：当Q1饱和导通时，NP1和NP2都激磁，副边NS输出能量，当Q1关断时，L1续流输出能量，D1同步关断，激磁产生的能量由NP2经C3实现谐振去磁，原边呈感性，C3与原边电感谐振，C3端电压为两倍电源电压时，实现Q1在端电压为零时开通；实现占空比可以大于0.5、去磁能量回收，效率得到提高。
可见，与现有的正激LCL变换器相比，本发明有很多不同，主要为：占空比可以大于0.5，实现主功率开关管的零电压开通，同时实现去磁电路的能量回收，进一步地降低损耗，提高变换效率。
第二实施例
本发明还提供上述第一实施例的等同方案，对应方案二，参见图3-1、图3-2，一种谐振去磁的正激开关电源，包括一变压器B，第一N沟道场效应管Q1，第一电容C1、第二电容C2，第一二极管D1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS形成副边输出整流电路，并以以下两种方式之一连接：
(1)包括第二电容C2和第一二极管D1，副边绕组NS同名端与第一二极管D1阳极连接，第一二极管D1阴极与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；参见图3-1；
(2)还包括第二二极管D2、第一电感L1，副边绕组NS同名端与第一二极管D1阳极连接，第一二极管D1阴极同时与第二二极管D2的阴极、第一电感L1的一端连接，第一电感L1的另一端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS异名端同时与第二二极管D2的阳极、第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；参见图3-2；
副边输出整流电路为包括副边绕组NS的电路，显然，上述的(1)方式没有输出续流电感，适合工作在开环方式，即输出电压正比于输入电压；而上述的(2)方式由于有输出续流电感L1，适合工作在闭环方式，即输出电压受控于占空比，输出容易实现高精度稳压；
输入直流电源UDC的正端+同时与N沟道场效应管Q1的漏极d、第二原边绕组NP2异名端相连，N沟道场效应管Q1的源极s与第一原边绕组NP1同名端相连；第一原边绕组NP1异名端连接输入直流电源UDC的负端-；N沟道场效应管Q1的栅极g连接驱动控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1同名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2同名端相连，还包括第三电容C3，第三电容C3的一端连接输入直流电源的负端-，第三电容C3的另一端连接第二原边绕组NP2同名端。
事实上，第二实施例是第一实施例的等同变形：在第一实施例的图2-1或图2-2基础上，把激磁回路中的串联器件互换一下，即NP1和Q1互换位置，同时把C3和NP2互换位置，C1仍接在两个串联器件的连接点中间，就得到了对应的第二实施例图3-1或图3-2的电路，由于Q1的源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，驱动的成本较高。
其工作原理简述：
参见图3-1、图3-2，电路在上电时，Q1因没有收到控制信号不工作，相当于开路，那么电源UDC通过NP2向C1充电，该电流同时通过NP1回到电源UDC的负端，同样在上电时，电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组的磁通因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP2和NP1的直流内阻与电源UDC并联，C1仍起到电源滤波、退耦的作用；随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，右正而左负；同时，电容C3的端电压为上正下负，等于UDC的电压。
当Q1饱和导通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，同前文看作是一条导线，这时产生两路激磁电流，
第一路为：电源UDC正端通过Q1的漏极进，Q1的源极出，再通过第一原边绕组NP1的同名端进，NP1的异名端出，回到电源UDC负端；
第二路为：电容C1右正端通过第二原边绕组NP2的同名端进，NP2的异名端出，Q1的漏极进，Q1的源极出，回到电容C1左负端；若电路为较为理想的模型电路，第二路激磁电流应该并不存在，这是由于NP2的感应电压和C1的端电压相等，但由于实际电路并非理想模型，第二路激磁电流真实存在。
第一路和第二路激磁电流是并联关系，由于NP1和NP2感量相同，激磁电压相同，都等于UDC，这两路是完全相等，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出上正下负的电压，这个电压促使D1正向导通，并通过正向导通的D1，通过电感L1向电容C2充电，Vout建立电压或持续输出能量。
在激磁过程中，第一路和第二路激磁电流呈线性向上增加；电流方向在变压器的激磁电感中是从同名端流向异名端；
第二实施例中，本发明对电路进行去磁的电路由C3和第二原边绕组NP2组成，工作原理同第一实施例。
第二实施例为第一实施例的变形，工作原理等效，同样实现发明目的。作为用N沟道场效应管的技术方案，还可以用P沟道场效应管来实现，P沟道场效应管在低工作电压下，成本也是比较低的，这时，在上述第一实施例的基础上，电源、二极管、变压器同名端的极性要反过来，输出整流部分不用反过来，那么得到第三实施例，这里不再陈述，视为本技术领域的人利用公知技术的一种非创造性劳动，等同本发明的方案一和方案二。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如加入控制环路实现输出的稳压，这是通过现有技术显而易县见得到的，如采用其它符号的开关管Q1等，副边输出加入多路输出，滤波使用π型滤波；这些改进为公知技术，应视为和体二极管等效；这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种正激开关电源，包括一变压器，第一N沟道场效应管，第一电容、第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组形成副边输出整流电路，即副边输出整流电路包括副边绕组、第二电容和第一二极管，其连接关系是，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与第一原边绕组同名端相连，第一原边绕组异名端与N沟道场效应管的漏极相连；N沟道场效应管的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接驱动控制信号；第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连，其特征在于：
还包括第三电容，第三电容的一端连接输入直流电源的正端，第三电容的另一端连接第二原边绕组异名端；当N沟道场效应管饱和导通时，第一原边绕组和第二原边绕组都激磁，副边绕组输出能量，当N沟道场效应管关断时，第一二极管同步关断，激磁产生的能量由第二原边绕组经第三电容实现谐振去磁，原边呈感性，第三电容与原边电感谐振，第三电容为两倍电源电压时，实现N沟道场效应管在端电压为零时开通。
2.根据权利要求1所述的正激开关电源，其特征在于：副边输出整流电路还包括第二二极管和第一电感，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极同时与第二二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第二二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负。
3.根据权利要求1至2中任一所述的正激开关电源，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。
4.根据权利要求1至2中任一所述的正激开关电源，其特征在于：PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。
5.一种正激开关电源，包括一变压器，第一N沟道场效应管，第一电容、第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组形成副边输出整流电路，即副边输出整流电路包括副边绕组、第二电容和第一二极管，其连接关系是，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与N沟道场效应管的漏极、第二原边绕组异名端相连，N沟道场效应管的源极与第一原边绕组同名端相连；第一原边绕组异名端连接输入直流电源的负端；N沟道场效应管的栅极连接驱动控制信号；第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连，其特征在于：
还包括第三电容，第三电容的一端连接输入直流电源的负端，第三电容的另一端连接第二原边绕组同名端；当N沟道场效应管饱和导通时，第一原边绕组和第二原边绕组都激磁，副边绕组输出能量，当N沟道场效应管关断时，第一二极管同步关断，激磁产生的能量由第二原边绕组经第三电容实现谐振去磁，原边呈感性，第三电容与原边电感谐振，第三电容为两倍电源电压时，实现N沟道场效应管在端电压为零时开通。
6.根据权利要求5所述的正激开关电源，其特征在于：副边输出整流电路还包括第二二极管和第一电感，副边绕组同名端与第一二极管阳极连接，第一二极管阴极同时与第二二极管的阴极、第一电感的一端连接，第一电感的另一端与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组异名端同时与第二二极管的阳极、第二电容另一端连接，并形成输出负。
7.根据权利要求5至6中任一所述的正激开关电源，其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同。
8.根据权利要求5至7中任一所述的正激开关电源，其特征在于：PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向相反。
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