CN113179039A - 具有零电压切换的电力逆变电路 - Google Patents

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Abstract

本发明揭露了一种具有零电压切换的电力逆变电路。采用新型TT控制机制，具有零电压工作的电力逆变电路。两对具有180°相移的驱动信号被产生，每对驱动器信号包括一个PWM信号(D)和一个接近50％的占空比驱动器信号，以分别控制所述电力逆变电路的四个开关。除仍保有现有习知电力逆变电路的简单架构及可操作于零电压切换，维持高效率的性能，提高电路可靠性以外，又可以因两PWM信号或两接近50％的驱动器信号，可直接运用于同步整流开关(SR)的驱动信号，而简化控制器的设计。

Description

具有零电压切换的电力逆变电路
技术领域
本发明是一种电力逆变电路，尤指一种具有零电压工作的电力逆变电路，除仍保有现有习知电力转换器的简单架构及可操作于零电压切换，达成高效率性能外，并能改善传统使用相移控制的全桥图腾式电路架构，所造成上下开关同时导通的潜在问题，以提升电路可靠度。
背景技术
按，现今许多电力装置(electrical device)上广泛使用的直流-直流的转换电路中，均有逆变电路(inversion circuit)，其中，该逆变电路是将直流电压逆变成交流电压，该交流电压再经该整流电路及滤波电路(filter circuit)，转换成直流电压，以提供该电力装置所需的不同直流位准。
依不同功率的应用需求，电力逆变电路得以选用不同的电路拓扑。其中，包括全桥拓扑和三电平拓扑等具有四开关型电力逆变电路，因为所使用的半导体组件具有最低的电压和电流应力，得以获得较佳的电气性能，因此被广泛用于高输入电压，中高功率的电力转换应用。
如图1(a)和图1(b)所示，分别为传统的全桥逆变电路及其对称控制方案的时序图。该对称控制为提供两同步但相位交错180度的驱动信号对(Vgs1-Vgs2和Vgs3-Vgs4)，每对中分别有两相同的脉宽调变pulse-width modulation(PWM)信号。虽然电路拓扑是图腾柱(Totem Pole)电路结构，但并无上下开关同时导通的潜在问题。惟因电路操作于硬开关方式，随着操作于高工作频率，造成较高的开关交换损耗，不易达成高功率密度的应用需求。为了实现高功率密度性能，如图1(c)所示的包括同步整流(SR)开关驱动器信号的相移控制方案被广泛地使用。其中变压器一次侧四个开关的驱动器信号(Vgs1-Vgs4)均为具有死区间的接近50％占空比的信号。利用死区间，变压器的漏感与MOSFET寄生电容之间，得以实现能量交换转移机制，MOSFET因此能操作于ZVS导通，大大降低开关的交换损失。唯开关导通或关闭的瞬间，可能造成其上下串接开关同时导通的潜在问题。目前采用的策略为设计较大的死区间及选用快速恢复的体二极管(Body diode)的MOSFET，以降低此同时导通问题的可能。然而，由于噪声或辐射等可能因素，上下串接的两开关同时导通的问题，无法完全避免，而成为逆变电路可靠度的问题。此外，因有死区间的需求下，也限制了开关的工作频率，导致无法大幅度提高功率密度的性能。同时，控制器必须提供包括两个同步整流开关(SR)共六组驱动器信号，才能达成高效率的功能需求。相较于采用对称控制方案相比，控制器的实现也就相对复杂。因此，需求简单的控制方案，能同时具有操作于ZVS工作，并能改善上下串接开关的同时导通的问题，也就成为本发明在此欲探讨的主要课题。
发明内容
有鉴于前述现有习知逆变电路的问题与缺点，发明人通过重新检视传统对称及相移两控制方案，获得折衷的解决方案。若互为错相的两对驱动信号对，各将其中的驱动信号的占空比延伸到接近50％，如第2(a)图至第2(d)图所示的四种控制驱动器时序，该电力逆变电路，既可以维持高效率的性能，提高电路可靠性以外，又可以因两PWM信号或两接近50％的驱动器信号，可直接运用于同步整流开关(SR)的驱动信号，而简化控制器的设计。
由于每一对驱动信号的时序显示，有如英文字母T的字形，本发明所揭露的控制方式，因此被称为TT控制机制。
本发明所揭露的新型TT控制机制，广泛地应用于现有习知的全桥拓扑和三电平拓扑等具有四开关型电力逆变电路，能在不增加电路组件下，维持高效率性能，改善电路的可靠度，并简化控制器的设计。据此，即成为本发明在此欲揭露的技术重点。
附图说明
以下附图仅旨在于对本发明做示意性说明和解释，并不限定本发明的范围。其中：
图1(a)，图1(b)，以及图1(c)分别显示，本发明先前技艺的传统全桥逆变电路图，及对称控制和相移的控制的驱动器信号时序图。
图2(a)至2(d)图，分为本发明参照图1(b)，衍生的四种TT控制驱动器时序图。
图3(a)，图3(b)分别为本发明第一个实施例的第一应用例的传统全桥逆变电路图及如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图。
图4(a)至图4(h)，为参照图3(a)及图3(b)，本发明第一个实施例的第一应用例，工作于稳态下的8个等效电路图。
图5是图3(a)所示的逆变电路，借助计算机软件Simplis仿真，各主要电压及电流关键波形图。
图6(a)，图6(b)及图6(c)分别为本发明第二个实施例的第一应用例，单变压器全桥逆变电路图，如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图，及第二应用例的双变压器全桥逆变电路图。
图7(a)至图7(h)，为参照图6(a)及图6(b)的本发明第二个实施例的第一应用例，工作于稳态下的8个等效电路图。
图8是图6(a)所示的逆变电路，借助计算机软件Simplis仿真，各主要电压及电流关键波形图。
图9(a)，图9(b)及图9(c)分别为本发明第三个实施例的第一应用例，单变压器全桥逆变电路图，如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图，及第二应用例的双变压器全桥逆变电路图。
图10(a)至图10(h)，为参照图9(a)及图9(b)的本发明第三个实施例的第一应用例，工作于稳态下的8个等效电路图。
图11是图9(a)所示的逆变电路，借助计算机软件Simplis仿真，各主要电压及电流关键波形图。
图12(a)，图12(b)及图12(c)分别为本发明第四个实施例的第一应用例，单变压器全桥逆变电路图，如图2(a)的TT控制驱动器信号时序图，及第二应用例的双变压器全桥逆变电路图。
图13(a)至图13(h)，为参照图12(a)及图12(b)，本发明第四个实施例的第一应用例，工作于稳态下的8个等效电路图。
图14是图12(a)所示的逆变电路，借助计算机软件Simplis仿真，各主要电压及电流关键波形图。
图15(a)，图15(b)及图15(c)分别为本发明第五个实施例的第一应用例，单变压器三电平逆变电路图，如图2(b)的TT控制驱动器信号时序图及第二应用例，双变压器三电平逆变电路图。
图16(a)至图16(h)，为参照图15(a)及图15(b)，本发明第五个实施例的第一应用例，工作于稳态下的8个等效电路图。
图17是图15(a)所示的逆变电路，借助计算机软件Simplis仿真，各主要电压及电流关键波形图。
附图标号说明：
Vin：输入电压
T1、T2：变压器
P1、P2：变压器初级绕组
S1、S2：变压器次级绕组
Ql、Q2、Q3、Q4：半导体开关
Dc1、Dc2：嵌位二极管
Lr1、Lr2：初变压器级绕组的漏感或外加电感
具体实施方式
包括全桥拓扑和三电平拓扑在内的四开关型电力逆变电路，因为其使用的半导体组件，具有低电压和电流应力，得以被广泛用于高输入电压，中到高输出功率的电力转换应用。
有鉴于现有习知的相移控制全桥逆变电路有(1)上下串接两开关同时导通，(2)死区间需求限制工作的操作频率，及(3)复杂驱动信号的控制器等问题，发明人通过重新检视传统对称及相移两控制方案，获得折衷的解决方案。若互为错相的两对驱动信号对，各将其中的驱动信号的占空比延伸到接近50％，如第图2(a)至第图2(d)所示的四种TT控制驱动器时序，该逆变电路，既可以维持高效率的性能，提高电路可靠性以外，又可以因两PWM信号或两接近50％的驱动器信号，可直接运用于同步整流开关(SR)的驱动信号，而简化控制器的设计。
图3(a)及图3(b)所示，分别为本发明第一个实施例的第一应用例的传统全桥逆变电路图及如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图。
请参照图3(a)所示，该逆变电路由输入电源(Vin)提供直流(DC)输入，包含与输入直流电源并联的两串行电路。该第一串行电路，包括第一开关Q1，第一变压器T1的第一初级绕组与第二开关Q2依序串接，该第一变压器的该第一初级绕组的打点端子与非打点端子，分别与该第一开关与该第二开关连接；该第二串行电路，包括第三开关Q3，该第一变压器的该第一初级绕组与第四开关Q4依序串接，该第一变压器的该第一初级绕组的非打点端子与打点端子，分别与该第三开关与该第四开关连接。该变压器T1的该第一初级绕组(P1-Lr1)和至少一个次级绕组S1，通过磁耦合，提供交流电压。Lr1为初级绕组P1的漏感(或外加电感)。该第一初级绕组(P1-Lr1)的打点端子与非打点端子分别与第一开关对(Q1-Q4)和第二开关对(Q3-Q2)的中点连接。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧外加整流和滤波电路(图中未示)。
脉宽调变控制器(未显示)，提供两同步，但相位错开180度的驱动信号对。各信号对分别包括两同步的驱动器信号，其中一个具有脉宽调变(D)的驱动信号，另一个则为接近50％占空比的信号(～50％)。如图3(b)所示，四驱动器信号(D，～50％，D，～50％)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制。经由Q1-Q2和Q3-Q4的导通时区间的顺序操作，将产生交流电压，该电压可从次级绕组获得。
虽然图3(a)的逆变电路，得以采用图2(a)至图2(d)中所示的四种TT控制方案之一的控制时序，分别提供逆变电路四开关不同组合的驱动器信号工作，但因具有相同的工作原理，将仅使用如图3(b)所示的控制方案，来描述本发明的第一实施例的工作原理。
图4(a)至图4(h)分别为图3(a)的逆变电路，采用图3(b)的控制时序分别导通和关断各个开关，在稳态操作条件下的八个等效电路图。此外，如图5所示为使用Simplis仿真程序，所获得电路操作中的各种关键的电压和电流波形。除了可以看出各个开关操作于ZVS，同时，前述相移控制方案四个开关Q1，Q2，Q3和Q4，都可能有与其上或下开关同时导通的问题，TT控制方案将减少为两个接近50％控制的开关Q2和Q4与其串接的上开关，可能有同时导通的机会。
如图4(a)及图5[t0-t1]时区间所示，在t0之前，Vds1＝Vin，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝0。在t0，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q4关断。ILr1将对Q4的输出电容Coss4充电。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间及足够的漏感能量，Vds4将上升到Vin，造成Vds1在t1之前降到零。
如图4(b)及图5[t1-t2]时区间所示，在t1之前，Vds1＝0，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝Vin。在t1，Q1和Q2接受控制器产生的驱动器信号，将会以零电压(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，初级绕组P1短路，电源(Vin)跨在Lr1。在t2，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图4(c)及图5[t2-t3]时区间所示，Q1和Q2维持导通状态。经由Vin(+)-Q1-Lr1-P1-Q2-Vin(-)回路，电源Vin在P1上提供电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图4(d)及图5[t3-t4]时区间所示，在t3，控制器发出的PWM信号(D)关断Q1，但维持Q2导通。iLr1对Q1的输出电容Coss1进行充电，因此Vds1将上升，当它高于输入电压时，Q4的体二极管(body diode)因获得顺向偏压而导通。即Vds1＝Vin，Vds4＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，变压器的初级绕组P1被短路，Lr1中的能量得以被储存。
如图4(e)及图5[t4-t5]时区间所示，在t4之前，Vds1＝Vin，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝0。在t4，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q2关断。iLr1对Q2的输出电容Coss2进行充电，因此Vds2和ILr1将分别以谐振方式变化其电压及电流波形。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间和足够的漏感能量，Vds2将上升到Vin，造成Vds3可以在t5之前降到零。
如图4(f)及图5[t5-t6]时区间所示，在t5之前，Vds1＝Vin，Vds2＝Vin，Vds3＝0，Vds4＝0。在t5，Q3和Q4接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，初级绕组P1短路，电源(Vin)跨在Lr1。在t6，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图4(g)及图5[t6-t7]时区间所示，Q3和Q4维持导通状态。经由Vin(+)-Q3-P1-Lr1-Q4-Vin(-)回路，电源Vin在P1上提供电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图4(h)及图5[t7-t0]时区间所示，在t7，控制器发出的PWM信号(D)关断Q3，但维持Q4导通。ILr1对Q3的输出电容Coss3充电，因此，Vds3将上升，当它高于输入电压时，Q2的体二极管因获得顺向偏压而导通，即Vds3＝Vin，Vds2＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，变压器的初级绕组P1被短路，Lr1中的能量得以被储存。
如图6(a)，图6(b)及图6(c)所示，分别为本发明第二实施例的第一应用例，另一单变压器全桥逆变电路图，如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图，及其第二应用例的另一双变压器全桥逆变电路图。
请参照图6(a)所示，该逆变电路由输入电源(Vin)提供直流(DC)输入，包含与该输入直流电源并联的两串行电路及一个耦合电容。该第一串行电路，包括第一开关Q1，第二开关Q2，与变压器第一初级绕组(P1-Lr1)依序串接，Lr1为该第一初级绕组P1的漏感(或外加电感)。该第一开关的上端点与该第一初级绕组P1的非打点端子分别与输入直流电源Vin的正端子与负端子连接；该第二串行电路，包括变压器第二初级绕组(Lr2-P2)，第三开关Q3，与第四开关Q4依序串接，Lr2为该第二初级绕组P2的漏感(或外加电感)。该第二初级绕组P2的非打点端子与第四开关的下端点分别与输入直流电源Vin的正端子与负端子连接。该第一开关Q1与该第二开关Q2的接点与该第三开关Q3与该第四开关Q4的接点，连接在一起。
耦合电容C1，将该两串行电路耦合在一起，分别跨接该第一初级绕组P1的打点端子与该第二初级绕组P2的打点端子。因为该第一初级绕组及第二初级绕组具有相同的绕圈数，且极性相反，该耦合电容C1的平均电压等于直流电源Vin。
至少包括一次级绕组S1，与该第一初级绕组P1与该第二初级绕组P2，通过磁耦合，提供交流电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
脉宽调变控制器(未显示)，提供两同步但相位错开180度的驱动信号对。各信号对分别包括两同步的驱动器信号，其中一个具有脉宽调变(D)的驱动信号，另一个则为接近50％占空比的信号(～50％)。如图6(b)所示，四驱动器信号(D，～50％，D，～50％)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制。经由Q1-Q2和Q3-Q4的导通时区间的顺序操作，将产生交流电压，该电压可从次级绕组获得。
请参阅第6(c)图所示，是本发明第二个实施例的第二应用例，将图6(a)逆变电路的单一变压器，使用两个变压器T1和T2取代，以提高输出功率，其中，该变压器T1包括该第一初级绕组P1与至少一个第一次级绕组S1，变压器T2包括该第二初级绕组P2与至少另一个第二次级绕组S2，该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧外加整流和滤波电路(图中未示)。
虽然图6(a)及图6(c)的逆变电路，应用于不同的功率，又得以采用图2(a)至图2(d)中所示的四种TT控制方案之一的控制时序，分别提供逆变电路四开关不同组合的驱动器信号工作，但因都具有相同的工作原理，将仅使用图6(a)及图6(b)所示的控制方案，来描述本发明的第二实施例的工作原理。
图7(a)至图7(h)分别为图6(a)的逆变电路，采用图6(b)的控制时序分别导通和关断各个开关，在稳态操作条件下的八个等效电路图。此外，如图8所示为使用Simplis仿真程序，所获得电路操作中的各种关键的电压和电流波形。除了可以看出各个开关操作于ZVS，同时，前述相移控制方案四个开关Q1，Q2，Q3和Q4，都可能有与其上或下开关同时导通的问题，TT控制方案将减少为两个接近50％控制的开关Q2和Q4关断瞬间，与其串接的开关Q3和Q1，可能有同时导通的机会。
如图7(a)及图8[t0-t1]时区间所示，在t0之前，Vds1＝Vin，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝0。在t0，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q4关断，Vds4电压上升，Vds4和ILr1-ILr2将分别以谐振方式变化其电压及电流波形。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间及足够的漏感能量，Vds4将上升到Vin，造成Vds1可以在t1之前降到零。
如图7(b)及图8[t1-t2]时区间所示，在t1之前，Vds1＝0，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝Vin。在t1，Q1和Q2接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，所述初级绕组P1和P2被短路，电源Vin和VC1分别跨在Lr1和Lr2。在t2，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图7(c)及图8[t2-t3]时区间所示，Q1和Q2维持导通状态。经由Vin(+)-Q1-Q2-Lr1-P1-Vin(-)及VC1(+)-P2-Lr2-Q2-Q2-VC1(-)回路，电源Vin和VC1分别在P1和P2提供电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图7(d)及图8[t3-t4]时区间所示，在t3，控制器发出的PWM信号(D)关断Q1，但维持Q2导通。Vds1将上升，当它高于输入电压时，Q4的体二极管(body diode)因获得顺向偏压而导通。即Vds1＝Vin，Vds4＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，所述变压器的初级绕组P1和P2被短路，Lr1和Lr2中的能量得以被储存。
如图7(e)及图8[t4-t5]时区间所示，在t4之前，Vds4＝0，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds1＝Vin。在t4，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q2关断。Vds2电压上升，Vds2和ILr1-ILr2将分别以谐振方式变化其电压及电流波形。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间和足够的漏感能量，Vds2将上升到Vin，造成Vds3可以在t5之前降到零。
如图7(f)及图8[t5-t6]时区间所示，在t5之前，Vds1＝Vin，Vds2＝Vin，Vds3＝0，Vds4＝0。在t5，Q3和Q4接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，初级绕组P2被短路，电源Vin和VC1分别跨在Lr2和Lr1。电源(Vin)跨在Lr2。在t6，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图7(g)及图8[t6-t7]时区间所示，Q3和Q4维持导通状态。经由Vin(+)-Lr2-P2-Q3-Q4-Vin(-)及VC1(+)-Q3-Q4-P1-Lr1-VC1(-)回路，电源Vin和VC1分别在P2和P1提供电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图7(h)及图8[t7-t0]时区间所示，在t7，控制器发出的PWM信号(D)关断Q3，但维持Q4导通。Vds3将上升，当它高于输入电压时，Q2的体二极管因获得顺向偏压而导通。即Vds3＝Vin，Vds2＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，所述变压器的初级绕组P1和P2被短路，Lr1和Lr2中的能量得以被储存。
如图9(a)，图9(b)及图9(c)所示，分别为本发明第三实施例的第一应用例，又一单变压器全桥逆变电路图，如图2(d)的TT控制驱动器信号时序图，及其第二应用例的又一双变压器全桥逆变电路图。
请参照图9(a)所示，该逆变电路由输入电源(Vin)提供直流(DC)输入，包含与输入电源并联的两串行电路及两个耦合电容。该第一串行电路，包括变压器的第一初级绕组P1-Lr1，第一开关Q1，第二开关Q2，与变压器的第三初级绕组P3-Lr3依序串接，Lr1与Lr3分别为该第一初级绕组P1与该第三初级绕组P3的漏感(或外加电感)。第一初级绕组P1的打点端子与该第三初级绕组P3的非打点端子分别与该输入直流电源Vin的正端子与负端子连接；该第二串行电路，包括变压器的第二初级绕组P2-Lr2，第三开关Q3，第四开关Q4与变压器的第四初级绕组P4-Lr4依序串接，Lr2与Lr4分别为该第二初级绕组P2与该第四初级绕组P4的漏感(或外加电感)。该第二初级绕组P2的非打点端子与第四初级绕组P4的打点端子分别与该输入直流电源Vin的正端子与负端子连接。该第一开关Q1与该第二开关Q2的接点与该第三开关Q3与该第四开关Q4的接点，连接在一起。
第一耦合电容C1，将该两串行电路耦合在一起，分别跨接该第一初级绕组P1的非打点端子与该第四初级绕组P4的非打点端子；该第二耦合电容C2，将两串行电路耦合在一起，分别跨接该第三初级绕组P3的打点端子与该第二初级绕组P2的打点端子。该第一初级绕组，该第二初级绕组，该第三初级绕组及该第四初级绕组具有相同的绕圈数，P1与P4(及P2与P3)的极性相反，所述电容C1与C2的平均跨压等于直流电源Vin。
至少包括一次级绕组S1，该第一初级绕组P1，该第二初级绕组P2，该第三初级绕组P3，与该第四初级绕组P4，绕在同一变压器T1，通过磁性耦合方式，产生一个交流电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
脉宽调变控制器(未显示)，提供两同步，但相位错开180度的驱动信号对。各信号对分别包括两同步的驱动器信号，其中一个具有脉宽调变(D)的驱动信号，另一个则为接近50％占空比的信号(～50％)。如图9(b)所示，四驱动器信号(D，～50％，D，～50％)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制。经由Q1-Q2和Q3-Q4的导通时区间的顺序操作，将产生交流电压，该电压可从次级绕组获得。
请参阅图9(c)所示，是本发明第三个实施例的第二应用例，将图9(a)逆变电路的单一变压器，使用两个变压器T1和T2取代，以提高输出功率，其中，变压器T1包括该第一初级绕组P1，该第四初级绕组P4与至少一个第一次级绕组S1，变压器T2包括该第二初级绕组P2，该第三初级绕组P3与至少另一个第二次级绕组S2，该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧外加整流和滤波电路(图中未示)。
虽然图9(a)及图9(c)的逆变电路，应用于不同的功率，又得以采用图2(a)至图2(d)中所示的四种TT控制方案之一的控制时序，分别提供逆变电路四开关不同组合的驱动器信号工作，但因都具有相同的工作原理，将仅使用图9(a)及图9(b)所示的控制方案，来描述本发明的第三实施例的工作原理。
图10(a)至图10(h)分别为图9(a)的逆变电路，采用图9(b)的控制时序分别导通和关断各个开关，在稳态操作条件下的八个等效电路图。此外，如图11所示为使用Simplis仿真程序，所获得电路操作中的各种关键的电压和电流波形。除了可以看出各个开关操作于ZVS，同时，前述相移控制方案有潜在同时导通问题的Q1，Q2，Q3和Q4四个开关，得以减少为两个接近50％控制的开关Q2和Q4。
如图10(a)及图11[t0-t1]时区间所示，在t0之前，Vds1＝Vin，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝0。在t0，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q4关断，ILr2-ILr4对Coss4充电，使Vds4电压上升。该第一耦和电容及该第二耦和电容分别经由Vin(+)-Lr1-P1-C1-Lr4-P4-Vin(-)及Vin(+)-Lr3-P3-C2-Lr2-P2-Vin(-)被进行充电。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间及足够的漏感能量，Vds4将上升到Vin，造成Vds1可以在t1之前降到零。
如图10(b)及图11[t1-t2]时区间所示，在t1之前，Vds1＝0，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝Vin。在t1，Q1和Q2接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1，P2，P3，及P4，都短路，电源Vin，VC1,及VC2分别跨在Lr1+Lr2，Lr2+Lr4，及Lr3+Lr1。在t2，两整流二极管完成换流的机制。
如图10(c)及图11[t2-t3]时区间所示，Q1和Q2维持导通状态。经由Vin(+)-Lr1-P1-Q1-Q2-Lr3-P3-Vin(-)，VC1(+)-Q1-Q2-Lr3-P3-P4-Lr4-VC1(-)及VC2(+)-P2-Lr2-Lr1-P1-Q1-Q2-VC2(-)回路，电源Vin，VC1,及VC2分别电压跨在P1-P2，P2-P4，及P3-P1，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图10(d)及图11[t3-t4]时区间所示，在t3，控制器发出的PWM信号(D)关断Q1，但维持Q2导通。Vds1将上升，当它高于输入电压时，Q4的体二极管(body diode)因获得顺向偏压而导通。即Vds1＝Vin，Vds4＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1，P2，P3，及P4，都短路，所述所有漏感能量得以被储存。
如图10(e)及图11[t4-t5]时区间所示，在t4之前，Vds1＝Vin，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝0。在t4，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q2关断。ILr3-ILr4将对Coss2充电。该第一耦和电容及该第二耦和电容分别经由Vin(+)-Lr1-P1-C1-Lr4-P4-Vin(-)及Vin(+)-Lr2-P2-C2-Lr3-P3-Vin(-)被进行充电。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间和足够的漏感能量，Vds2将上升到Vin，造成Vds3可以在t5之前降到零。
如图10(f)及图11[t5-t6]时区间所示，在t5之前，Vds1＝Vin，Vds2＝Vin，Vds3＝0，Vds4＝0。在t5，Q3和Q4接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1，P2，P3，及P4，都短路，电源Vin，VC1,及VC2分别跨在Lr3+Lr4，Lr1+Lr3，及Lr4+Lr2。在t6，两整流二极管完成换流的机制。
如图10(g)及图11[t6-t7]时区间所示，Q3和Q4维持导通状态。经由Vin(+)-Lr2-P2-Q3-Q4-Lr4-P4-Vin(-)，VC1(+)-P1-Lr1-Lr2-P2-Q3-Q4-VC1(-)及VC2(+)-Q3-Q4-Lr4-P4-P3-Lr3-VC2(-)回路，电源Vin，VC1,及VC2分别电压跨在P3-P4，P1-P3，及P4-P2，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图10(h)及图11[t7-t0]时区间所示，在t7，控制器发出的PWM信号(D)关断Q3，但维持Q4导通。Vds3将上升，当它高于输入电压时，Q2的体二极管因获得顺向偏压而导通。即Vds3＝Vin，Vds2＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1，P2，P3，及P4，都短路，该所有漏感能量得以被储存。
如图12(a)，图12(b)及图12(c)所示，分别为本发明第四实施例的第一应用例，又一单变压器全桥逆变电路图，图2(a)的TT控制驱动器信号时序图，及第二应用例又一双变压器全桥逆变电路图。
请参照图12(a)所示，该逆变电路由输入电源(Vin)提供直流(DC)输入，包含与输入电源并联的两串行电路及两嵌位二极管。该第一串行电路，包括第一开关Q1，变压器的第一初级绕组P1-Lr1，与第二开关Q2依序串接，Lr1为该第一初级绕组P1的漏感(或外加电感)。该第一开关Q1的上端子与该第二开关Q2的下端子分别与输入直流电源Vin的正端子与负端子连接；该第二串行电路，包括第三开关Q3，变压器的第二初级绕组P2-Lr2，与第四开关Q4依序串接，Lr2为该第二初级绕组P2的漏感(或外加电感)。该第三开关Q3的上端子与该第四开关Q4的下端子分别与输入直流电源Vin的正端子与负端子连接。该第一嵌位二极管Dc1的阳极与阴极分别与端点2与端点3连接，该端点2为该第一初级绕组非打点端子与该第二开关Q2的接点，该端点3为该第三开关Q3与该第二初级绕组非打点端子的接点，该第二嵌位二极管Dc2的阳极与阴极分别与端点4与端点1连接，该端点4为该第二初级绕组打点端子与该第四开关Q4的接点，该端点1为该第一开关Q1与该第一初级绕组打点端子的接点。至少包括一次级绕组S1，与该第一初级绕组P1，该第二初级绕组P2，绕在同一变压器T1，通过磁性耦合方式，产生一个交流电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
脉宽调变控制器(未显示)，提供两同步，但相位错开180度的驱动信号对，对逆变电路之一次侧四个开关进行导通(on)及关断(off)的控制，如图12(b)所示，各信号对分别包括两同步的驱动器信号，其中一个具有脉宽调变(D)的驱动信号，另一个则为接近50％占空比的信号(～50％)。如图12(b)所示，四驱动器信号(～50％，D，～50％，D)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制。经由Q1-Q2和Q3-Q4的导通时区间的顺序操作，将产生交流电压，该电压可从次级绕组获得。
请参阅图12(c)所示，是本发明第四个实施例的第二应用例，将图12(a)逆变电路的单一变压器，使用两个变压器T1和T2取代，以提高输出功率，其中，该变压器T1包括该第一初级绕组P1与至少一个第一次级绕组S1，变压器T2包括该第二初级绕组P2与至少另一个第二次级绕组S2，该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧外加整流和滤波电路(图中未示)。
虽然图12(a)及图12(c)的逆变电路，应用于不同的功率，又得以采用图2(a)至图2(d)中所示的四种TT控制方案之一的控制时序，分别提供逆变电路四开关不同组合的驱动器信号工作，但都具有相同的工作原理，将仅使用图12(a)及图12(b)所示的控制方案，来描述本发明的第二实施例的工作原理。
图13(a)至图13(h)分别为图12(a)的逆变电路，采用图12(b)的控制时序分别导通和关断各个开关，在稳态操作条件下的八个等效电路图。此外，如图14所示为使用Simplis仿真程序，所获得电路操作中的各种关键的电压和电流波形。除了可以看出各个开关操作于ZVS，同时，前述相移控制方案四个开关Q1，Q2，Q3和Q4，都可能有与其上或下开关同时导通的问题，TT控制方案因其并非图腾式电路结构，完全没有开关同时导通的问题。
如图13(a)及图14[t0-t1]时区间所示，在t0之前，Vds1＝0，Vds2＝Vin，Vds3＝0，Vds4＝Vin。在t0，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q3关断，Vds3电压上升，Vds3和ILr2将分别以谐振方式变化其电压及电流波形。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间及足够的漏感能量，Vds3将上升到Vin，造成Vds2可以在t1之前达到零。
如图13(b)及图14[t1-t2]时区间所示，在t1之前，Vds1＝0，Vds2＝0，Vds3＝Vin，Vds4＝Vin。在t1，Q1和Q2接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，所述初级绕组P1和P2被短路，电源Vin跨在Lr1。在t2，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图13(c)及图14[t2-t3]时区间所示，Q1和Q2维持导通状态。经由Vin(+)-Q1-P1-Lr1-Q2-Vin(-)回路，电源Vin提供P1电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图13(d)及图14[t3-t4]时区间所示，在t3，控制器发出的PWM信号(D)关断Q2，但维持Q1导通。Vds2将上升，当它高于输入电压时，Q3的体二极管(body diode)因获得顺向偏压而导通。即Vds2＝Vin，Vds3＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该变压器的初级绕组P1被短路，Lr1中的能量得以被储存。
如图13(e)及图14[t4-t5]时区间所示，在t4之前，Vds3＝0，Vds2＝Vin。在t4，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q1关断。Vds1电压上升，Vds1和ILr1将分别以谐振方式变化其电压及电流波形。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间和足够的漏感能量，Vds1将上升到Vin，造成Vds4可以在t5之前降到零。
如图13(f)及图14[t5-t6]时区间所示，在t5之前，Vds1＝Vin，Vds2＝Vin，Vds3＝0，Vds4＝0。在t5，Q3和Q4接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，初级绕组P2被短路，电源Vin跨在Lr2。在t6，两次级的整流二极管完成换流的机制。
如图13(g)及图14[t6-t7]时区间所示，Q3和Q4维持导通状态。经由Vin(+)-Q3-P2-Lr2-Q4-Vin(-)，电源Vin提供P2电压，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图13(h)及图14[t7-t0]时区间所示，在t7，控制器发出的PWM信号(D)关断Q4，但维持Q3导通。Vds4将上升，当它高于输入电压时，Q1的体二极管因获得顺向偏压而导通。即Vds4ˋ＝Vin，Vds1＝0。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该变压器的初级绕组P2被短路，Lr2中的能量得以被储存。
如图15(a)，图15(b)及图15(c)所示，分别为本发明第五实施例的第一应用例，又一单变压器全桥逆变电路图，如图2(b)的TT控制驱动器信号时序图，及其第二应用例的又一双变压器全桥逆变电路图。
请参照图15(a)所示，该逆变电路由输入电源(Vin)提供直流(DC)输入，包含与输入电源并联的两串行电路，两嵌位二极管及耦合电容。该第一串行电路，包括第一输入电容C1及第二输入电容C2依序串接，该第二串行电路，包括变压器的第一初级绕组P1-Lr1，第一开关Q1，第二开关Q2，第三开关Q3，第四开关Q4，与变压器的第二初级绕组P2-Lr2依序串接，Lr1与Lr2分别为该第一初级绕组P1与该第二初级绕组P2的漏感(或外加电感)。第一初级绕组P1的打点端子与该第二初级绕组P2的打点端子分别与该输入直流电源Vin的正端子与负端子连接；该第一嵌位二极管Dc1的阳极与阴极分别连接该第二串行电路的第二端点与该输入直流电源Vin的正端子，该第二端点为该第一开关Q1与该第二开关Q2的接点，该第二嵌位二极管Dc2的阳极与阴极分别连接该输入直流电源Vin的负端子与该第二串行电路的第四端点，该第四端点为该第三开关Q3与该第四开关Q4的接点。该第一输入电容C1与该第二输入电容C2的接点与该第二串行电路的第三端点连接，该第三端点为该第二开关Q2与该第三开关Q3的接点。
该第一耦合电容C3的两端子，分别连接该第二串行电路的第一端点与第五端点，该第一端点为该第一初级绕组P1-Lr1的非打点端子与该第一开关Q1的接点，该第五端点为该第四开关Q4与该第二初级绕组P2-Lr2的非打点端子的接点。该第一初级绕组及该第二初级绕组具有相同的绕圈数，P1与P2的极性相反，该第一耦合电容C3的平均跨压等于直流电源Vin。
至少包括一次级绕组S1，与该第一初级绕组P1与该第二初级绕组P2，绕在同一变压器T1，通过磁性耦合方式，产生一个交流电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧额外加设整流和滤波电路(图中未示)。
脉宽调变控制器(未显示)，提供两同步，但相位错开180度的驱动信号对。各信号对分别包括两同步的驱动器信号，其中一个具有脉宽调变(D)的驱动信号，另一个则为接近50％占空比的信号(～50％)。如图15(b)所示，四驱动器信号(～50％，D，D，～50％)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制。经由Q1-Q2和Q3-Q4的导通时区间的顺序操作，将产生交流电压，该电压可从次级绕组获得。
请参阅图15(c)所示，是本发明第五个实施例的第二应用例，将图15(a)逆变电路的单一变压器，使用两个变压器T1和T2取代，以提高输出功率，其中，变压器T1包括该第一初级绕组P1与至少一个第一次级绕组S1，变压器T2包括该第二初级绕组P2与至少另一个第二次级绕组S2，该第一次级绕组S1及该第二次级绕组S2，得以并联或串联，产生所需的交流输出电压。若需要一个直流输出电压，必须在次级侧外加整流和滤波电路(图中未示)。
虽然图15(a)及图15(c)的逆变电路，应用于不同的功率，但因具有相同的工作原理，将仅以图15(a)的逆变电路，来描述本发明的第五实施例的工作原理。
图16(a)至图16(h)分别为图15(a)的逆变电路，采用图15(b)的控制时序分别导通和关断各个开关，在稳态操作条件下的八个等效电路图。此外，如图17所示为使用Simplis仿真程序，所获得电路操作中的各种关键的电压和电流波形。除了可以看出各个开关操作于ZVS，同时，因四驱动器信号(～50％，D，D，～50％)分别对Q1，Q2，Q3和Q4，进行导通(on)及关断(off)的控制，完全排除四个开关同时导通的问题。
如图16(a)及图17[t0-t1]时区间所示，在t0之前，Vds1＝Vds2＝1/4Vin，Vds3＝1/2Vin，Vds2＝0。在t0，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q4关断，Vds4上升，同时Vds1和Vds2下降。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间及足够的漏感能量，Vds4将上升到1/2Vin，造成Vds1和Vds2可以在t1之前降到零。
如图16(b)及图17[t1-t2]时区间所示，在t1之前，Vds1＝0，Vds2＝0，Vds3＝1/2Vin，Vds4＝1/2Vin。在t1，Q1和Q2接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1及P2都短路，1/2Vin的电压分别跨在Lr1及Lr2。在t2，两整流二极管完成换流的机制。
如图16(c)及图17[t2-t3]时区间所示，Q1和Q2维持导通状态。经由Vin(+)-P1-Lr1-Q1-Q2-C2-Vin(-)，VC1(+)-P1-Lr1-Q1-Q2-VC1(-)及VC3(+)-Q1-Q2-C2-P2-Lr2-VC3(-)回路，1/2Vin的电压分别跨在P1及P2，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图16(d)及图17[t3-t4]时区间所示，在t3，控制器发出的PWM信号(D)关断Q2，但维持Q1导通。Vds2将上升，当它高于1/2Vin时，该第一嵌位二极管Dc1因获得顺向偏压而导通。即Vds2＝1/2Vin，Vds3＝Vds4＝1/4Vin。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1及P2都短路，Lr1及Lr2漏感能量得以被储存。
如图16(e)及图17[t4-t5]时区间所示，在t4之前，Vds1＝0，Vds2＝1/2Vin，Vds3＝Vds4＝1/4Vin。在t4，控制器产生的接近50％的驱动器信号将Q1关断。Vds1上升，同时Vds3和Vds4下降。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)维续电流。在此时区间内，若有适当的死区间和足够的漏感能量，Vds1将上升到1/2Vin，造成Vds3和Vds4可以在t5之前降到零。
如图16(f)及图17[t5-t6]时区间所示，在t5之前，Vds1＝1/2Vin，Vds2＝1/2Vin，Vds3＝Vds4＝0。在t5，Q3和Q4接受控制器产生的驱动器信号，将会以零开关(ZVS)导通。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流。因此，该各初级绕组P1及P2都短路，1/2Vin的电压分别跨在Lr1及Lr2在t6，两整流二极管完成换流的机制。
如图16(g)及图17[t6-t7]时区间所示，Q3和Q4维持导通状态。经由Vin(+)-C1-Q3-Q4-Lr2-P2-Vin(-)，VC3(+)-Lr1-P1-C1-Q3-Q4-VC3(-)及VC2(+)-Q3-Q4-Lr2-P2-VC2(-)回路，1/2Vin的电压分别跨在P1及P2，输入能量将被传送到变压器次级绕组S1。
如图16(h)及图17[t7-t0]时区间所示，在t7，控制器发出的PWM信号(D)关断Q3，但维持Q4导通。Vds3将上升，当它高于1/2Vin时，该第二嵌位二极管Dc2因获得顺向偏压而导通。即Vds3＝1/2Vin，Vds1＝Vds2＝1/4Vin。Io通过二次侧的两次级的整流二极管(未显示)保持续流，因此，该各初级绕组P1及P2都短路，Lr1及Lr2漏感能量得以被储存。
以上所述，仅是本发明的若干实施例，以Mosfet图示代表半导体开关组件。惟，在实施本发明时，并不局限于此。故任何熟悉该项技艺者在本发明领域内，可轻易思及之前述等效变化或修饰，亦可依据实际需要，以其它新开发或等效功能组件或等效的驱动信号控制方式，实现本专利电路揭露的功能，皆应被涵盖在本案的申请专利范围中。

Claims (9)

1.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一开关，第一变压器的第一初级绕组，与第二开关依序串接，该第二串行电路，包括第三开关，该第一变压器的该第一初级绕组，与第四开关依序串接；
该第一变压器，包括该第一初级绕组和至少一个第一次级绕组，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一初级绕组的打点端子与非打点端子分别与第一端点与第二端点连接，该第一端点为该第一开关与该第四开关的接点，该第二端点为该第三开关与该第二开关的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
2.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一开关，第二开关，变压器的第一初级绕组依序串接，该第二串行电路，包括该变压器的第二初级绕组，第三开关，第四开关依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，该第二初级绕组，绕在该变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一开关的上端点与该第一初级绕组的非打点端子分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第二初级绕组的非打点端子与第四开关的下端点分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
该第一串行电路的第一端子与该第二串行电路的第四端子连接在一起，该第一端子为该第一开关与该第二开关的接点，该第四端子为该第三开关与该第四开关的接点；
耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第二端子为该第二开关与该第一初级绕组的打点端子的接点，该第三端子为该第二初级绕组的打点端子与该第三开关的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
3.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一开关，第二开关，第一变压器的第一初级绕组依序串接，该第二串行电路，包括第二变压器的第二初级绕组，第三开关，第四开关依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，绕在该第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
至少一个第二次级绕组，与该第二初级绕组，绕在该第二变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一开关的上端点与该第一初级绕组的非打点端子分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第二初级绕组的非打点端子与第四开关的下端点分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
该第一串行电路的第一端子与该第二串行电路的第四端子连接在一起，该第一端子为该第一开关与该第二开关的接点，该第二端子为该第三开关与该第四开关的接点；
耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第二端子为该第二开关与该第一初级绕组的打点端子的接点，该第三端子为该第二初级绕组的打点端子与该第三开关的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过所述变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
4.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一初级绕组，第一开关，第二开关，第三初级绕组依序串接，该第二串行电路，包括第二初级绕组，第三开关，第四开关，第四初级绕组依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，该第二初级绕组，该第三初级绕组，该第四初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一初级绕组的打点端子，该第三初级绕组的非打点端子分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第二初级绕组的非打点端子，该第四初级绕组的打点端子分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第五端子连接在一起，该第二端子为该第一开关与该第二开关的接点，该第五端子为该第三开关与该第四开关的接点；
第一耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第一端子与该第二串行电路的第六端子连接在一起，该第一端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第一开关的接点，该第六端子为该第四开关与该第四初级绕组的非打点端子的接点；
第二耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第三端子与该第二串行电路的第四端子连接在一起，该第三端子为该第二开关与该三第初级绕组的打点端子的接点，该第四端子为该第二初级绕组的打点端子与该第三开关的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
5.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一初级绕组，第一开关，第二开关，第三初级绕组依序串接，该第二串行电路，包括第二初级绕组，第三开关，第四开关，第四初级绕组依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，该第四初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
至少一个第二次级绕组，与该第二初级绕组，该第三初级绕组，绕在第二变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一初级绕组的打点端子，该第三初级绕组的非打点端子分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第二初级绕组的非打点端子，该第四初级绕组的打点端子分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第五端子连接在一起，该第二端子为该第一开关与该第二开关的接点，该第五端子为该第三开关与该第四开关的接点；
第一耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第一端子与该第二串行电路的第六端子连接在一起，该第一端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第一开关的接点，该第六端子为该第四开关与该第四初级绕组的非打点端子的接点；
第二耦合电容的两端点，分别与该第一串行电路的第三端子与该第二串行电路的第四端子连接在一起，该第三端子为该第二开关与该三第初级绕组的打点端子的接点，该第四端子为该第二初级绕组的打点端子与该第三开关的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
6.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一开关，第一初级绕组，第二开关依序串接，该第二串行电路，包括第三开关，第二初级绕组，第四开关依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，该第二初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一开关的上端点与该第二开关的下端点分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第三开关的上端点与该第四开关的下端点分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
第一嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第二端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第二开关的接点，该第三端子为该第三开关与该第二初级绕组的非打点端子的接点；
第二嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第二串行电路的第四端子与该第一串行电路的第一端子连接在一起，该第四端子为该第二初级绕组的打点端子与该第四开关的接点，该第一端子为该第一开关与该第一初级绕组的打点端子的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
7.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一开关，第一初级绕组，第二开关依序串接，该第二串行电路，包括第三开关，第二初级绕组，第四开关依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
至少一个第二次级绕组，与该第二初级绕组，绕在第二变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一开关的上端点与该第二开关的下端点分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第三开关的上端点与该第四开关的下端点分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
第一嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第一串行电路的第二端子与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第二端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第二开关的接点，该第三端子为该第三开关与该第二初级绕组的非打点端子的接点；
第二嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第二串行电路的第四端子与该第一串行电路的第一端子连接在一起，该第四端子为该第二初级绕组的打点端子与该第四开关的接点，该第一端子为该第一开关与该第一初级绕组的打点端子的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第一串行电路的所述两开关的导通与关断控制，该第二接近50％占空比的信号与该第二脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的所述两开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
8.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一电容与第二电容依序串接，该第二串行电路，包括第一初级绕组，第一开关，第二开关，第三开关，第四开关，与第二初级绕组依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，该第二初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一电容的上端点与该第二电容的下端点分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第一电容的下端点，该第二电容的上端点，与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第三端子为第二开关与该第三开关的接点；
该第一初级绕组的打点端子与该第二初级绕组的打点端子分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
第一嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第二串行电路的第二端子与输入直流电源的正端子连接在一起，该第二端子为该第一开关与该第二开关的接点；
第二嵌位二极管的阳极与阴极，分别与输入直流电源的负端子与该第二串行电路的第四端子连接，该第四端子为该第三开关与该第四开关的接点；
第三电容的两端子，分别与第二串行电路的第一端子与第五端子连接，该第一端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第一开关的接点，该第五端子为该第四开关与该第二初该级绕组的非打点端子的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的该第一开关与该第二开关的导通与关断控制，该第二脉宽调变的驱动信号与该第二接近50％占空比的信号，分别提供该第二串行电路的该第三开关与该第四开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
9.一种具有零电压切换的电力逆变电路，该电路是并联至输入端，用以将该输入端提供的直流电压转换成交流电压，其特征在于，包括：
与该输入直流电源并联的第一串行电路与第二串行电路，该第一串行电路，包括第一电容与第二电容依序串接，该第二串行电路，包括第一初级绕组，第一开关，第二开关，第三开关，第四开关，与第二初级绕组依序串接；
至少一个第一次级绕组，与该第一初级绕组，绕在第一变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
至少一个第二次级绕组，与该第二初级绕组，绕在第二变压器，通过磁耦合，提供交流电压；
该第一电容的上端点与该第二电容的下端点分别与输入直流电源的正端子与负端子连接；
该第一电容的下端点，该第二电容的上端点，与该第二串行电路的第三端子连接在一起，该第三端子为第二开关与该第三开关的接点；
该第一初级绕组的打点端子与该第二初级绕组的打点端子分别与输入直流电源的该正端子与该负端子连接；
第一嵌位二极管的阳极与阴极，分别与该第二串行电路的第二端子与输入直流电源的正端子连接在一起，该第二端子为该第一开关与该第二开关的接点；
第二嵌位二极管的阳极与阴极，分别与输入直流电源的负端子与该第二串行电路的第四端子连接，该第四端子为该第三开关与该第四开关的接点；
第三电容的两端子，分别与第二串行电路的第一端子与第五端子连接，该第一端子为该第一初级绕组的非打点端子与该第一开关的接点，该第五端子为该第四开关与该第二初该级绕组的非打点端子的接点；
第一驱动信号对与第二驱动信号对，该第一驱动信号对与该第二驱动信号对的信号，彼此同步但相位相差180度；
该第一驱动信号对，包括第一接近50％占空比的驱动信号及第一脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第二驱动信号对，包括第二接近50％占空比的驱动信号及第二脉宽调变的驱动信号的两同步信号；
该第一接近50％占空比的信号与该第一脉宽调变的驱动信号，分别提供该第二串行电路的该第一开关与该第二开关的导通与关断控制，该第二脉宽调变的驱动信号与该第二接近50％占空比的信号，分别提供该第二串行电路的该第三开关与该第四开关的导通与关断控制，用以将该电力逆变器的输入直流电压，通过该变压器的磁耦合，转换成交流电压跨在所述次级绕组。
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