KR102640321B1 - 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법 - Google Patents

마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 공진형 플라이백 전력 변환기를 적용하되, 전력변환기 1차측의 하프브리지 전력 구조에 비대칭펄스폭변조 방식의 스위칭 방식을 적용하여, 스위치의 전압 스트레스가 낮고 고효율이며, 마이크로컨트롤러를 적용하여 주변 회로를 간소화시킬 수 있는 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법에 관한 것이다.

Description

마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법{Equipment and method of resonant flyback power conversion using a microcontroller}
본 발명은 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 공진형 플라이백 전력 변환기를 적용하되, 전력변환기 1차측의 하프브리지 전력 구조에 비대칭펄스폭변조 방식의 스위칭 방식을 적용하여, 스위치의 전압 스트레스가 낮고 고효율이며, 마이크로컨트롤러를 적용하여 주변 회로를 간소화시킬 수 있는 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 산업현장에서 많이 이용되는 전통적인 플라이백 전력변환기는 다출력에 유리하고, 전체 부피도 작으며, 비용 효과적인 장점이 있다.
하지만 플라이백 전력변환기는 전력반도체스위치의 하드 스위칭으로 인한 높은 스위칭 손실과 높은 스위치 전압 스트레스 및 높은 전자유도장해노이즈(Electromagnetic interference noise) 등의 단점도 있어 고용량 응용에는 적합하지 않다.
그래서 전통적인 플라이백 전력변환기의 단점을 극복하기 위하여 공진형 소프트 스위칭 기법이 적용된 다양한 전력변환기가 제안되었다. 그러나 이러한 전력변환기들은 여러 장점에도 불구하고 스위치의 전압 스트레스가 여전히 높은 단점이 있었다.
또한, 기존 전력변환기의 제어방식들은 제어기로 상용 PWM 제어 IC를 주로 이용하기 때문에 필수적인 그 주변 회로 등으로 인하여 제어회로가 복잡해지는 단점이 있었다.
대한민국 등록특허공보 제10-1532131호(2015.06.26. 공고)
따라서 본 발명의 목적은 공진형 플라이백 변환기를 적용하되, 전력변환기 1차측의 하프브리지 전력 구조에 비대칭펄스폭변조 방식의 스위칭 방식을 적용하여, 스위치의 전압 스트레스가 낮고 고효율이며, 마이크로컨트롤러를 적용하여 주변 회로를 간소화시킬 수 있는 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치는: 교류전원(vac)을 입력받아 직류전원인 입력전원(Vi)으로 변환하여 출력하는 전원부; 제1스위치 및 제2스위치를 포함하고, 비대칭 펄스폭변조 신호인 제1스위칭 제어신호(vGS1) 및 제2스위칭 제어신호(vGS2) 각각을 상기 제1스위치 및 제2스위치의 게이트로 입력받아 스위칭에 의하여 상기 전원부로부터 입력되는 입력전원의 플라이백 직류 전력 변환을 수행하여 출력전압(Vo)을 출력하는 플라이백 변환부; 상기 출력전압을 검출한 피드백 전압을 출력하는 피드백 전압 검출부; 상기 제1스위칭 제어신호에 의해 스위칭되는 상기 제1스위치를 통해 흐르는 제1스위치 전류를 검출하여 피드백 전류모드 전압을 출력하는 피드백 스위치 전류 검출부; 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압을 입력받고, 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압에 대응하는 펄스폭변조 신호를 출력하는 상기 마이크로컨트롤러; 및 상기 펄스폭변조 신호를 입력받아 상기 비대칭 펄스폭변조 신호인 제1스위칭 제어신호(vGS1) 및 제2스위칭 제어신호(vGS2)를 생성하여 상기 플라이백 변환부로 출력하는 구동부를 포함하며, 상기 구동부는, 상기 펄스 생성부로부터 출력되는 펄스폭변조 신호에 데드타임을 생성하면서 하프브리지의 상기 제1스위치 및 제2스위치로 출력할 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호를 생성하는 분할부; 상기 제1펄스폭변조 신호 및 상기 제2펄스폭변조 신호가 비대칭 펄스폭변조(APWM)의 상보적 신호가 되도록 각 신호를 출력하는 반전 구동신호부; 및 상기 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호 각각을 부트스트랩하여 상기 제1스위칭 제어신호 및 상기 제2스위칭 제어신호를 각각 제1스위치 및 제2스위치로 출력하는 부트스트랩부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 플라이백 변환부는, 상기 제1스위치를 포함하는 제1스위치부 및 상기 제2스위치를 포함하는 제2스위치부를 포함하는 스위치부; 권선비가 n=N1/N2인 변압기를 포함하여, 상기 제1스위치 및 제2스위치의 스위칭 동작에 따라 상기 입력전원의 플라이백 직류 변환을 수행하기 위하여 변환 전압(vS)을 출력하는 전력 변환부; 및 상기 변환 전압을 상기 출력전압(Vo)으로 출력하는 출력부를 포함하되,
상기 제1스위치부는, 상기 입력전원(Vi)의 마이너스 단에 소스가 연결되며 게이트로 상기 제1스위칭 제어신호를 입력받는 제1스위치; 상기 제1스위치의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제1스위치의 드레인에 애노드가 연결되는 제1스위치 다이오드; 및 상기 제1스위치 다이오드에 병렬 연결되는 제1스위치 커패시터를 포함하고, 상기 스위치부의 제2스위치부는, 상기 입력전원(Vi)의 플러스 단에 드레인이 연결되고 상기 제1스위치의 드레인에 소스가 연결되며 게이트로 상기 제2스위칭 제어신호를 입력받는 제2스위치; 상기 제2스위치의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제2스위치의 소스에 애노드가 연결되는 제2스위치 다이오드; 및 상기 제2스위치 다이오드에 병렬로 연결되는 제2스위치 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전력 변환부는, 일단이 상기 제2스위치의 드레인에 연결되는 블로킹 커패시터; 일단이 상기 제1스위치의 드레인 및 제2스위치의 소스에 연결되는 형태로 변압기에 누설 인덕턴스로 내재하는 공진 인덕턴스(Lr)인 제1인덕터; 일단이 상기 블로킹 커패시터의 타단에 연결되고 타단이 상기 제1인덕터의 타단에 연결되고, 상기 공진 인덕턴스(Lr)보다 큰 자화 인덕턴스(Lm)를 가지는 제2인덕터; 및 상기 자화 인덕턴스의 양단에 1차측이 구성되고 상기 권선비를 가지는 변압기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 피드백 전압 검출부는, 상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 제1분배 저항; 상기 제1분배 저항의 타단에 일단이 연결되고 상기 출력전압의 마이너스 단에 타단이 연결되는 제2분배 저항; 상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 검출 저항(RPC); 상기 검출 저항의 타단에 일차측의 일단이 연결되고 2차측 일단으로 기준전압을 인가받아 일차측으로 흐르는 전류에 대응하는 피드백 전압 검출 전류를 2차측 타단으로 출력하는 포토커플러; 상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 일단이 연결되고 타단이 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 커패시터(Cpcf); 상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 레퍼런스(REF)단이 연결되고 캐소드가 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 정전압 프로그래머블 레귤레이터; 및 상기 포토커플러의 2차측 타단에 일단이 연결되고 타단이 접지되어 상기 피드백 전압 검출 전류에 대응하는 피드백 전압을 출력하는 출력 저항(Rvf)을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 피드백 스위치 전류 검출부는, 상기 제1스위치의 온 시 흐르는 제1스위치 전류를 스케일링한 상기 피드백 전류에 대응하는 피드백 전류모드 전압(viS1)을 출력하는 스케일링 저항(RiS1); 상기 피드백 전류모드 전압에서 노이즈를 제거하여 피드백 전류모드 전압을 상기 마이크로컨트롤러로 피드백하는 RC 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 마이크로컨트롤러는, 입력되는 피드백 전압을 하기 수학식에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 출력하는 전압 제어기; 상기 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 출력하는 전류모드 제어기; 및 상기 전압 제어기로부터 출력되는 제1스위치 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
[수학식]
여기서 Vo *는 기준 출력 전압값이고, Vo는 피드백 출력 전압값이며, Kp와 Ki는 각각 비례이득과 적분이득이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 방법은: 마이크로컨트롤러가 피드백 전압 검출부를 통해 플라이백 변환부의 출력 전압을 피드백받는 출력 전압 피드백 과정; 상기 마이크로컨트롤러가 피드백 스위치 전류 검출부를 통해 플라이백 변환부의 제1스위치를 통해 흐르는 제1스위치 전류에 따른 피드백 전류모드 전압을 피드백 받는 제1스위치 전류 피드백 과정; 및 상기 마이크로컨트롤러가 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압을 입력받고 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압에 대응하는 펄스폭변조 신호를 구동부로 출력하여 상기 구동부에 의해 상기 제1스위칭 제어신호 및 제2스위칭 제어신호를 상기 플라이백 변환부의 제1스위치 및 제2스위치 각각으로 출력하도록 제어하는 플라이백 변환 제어 과정을 포함하며, 상기 플라이백 변환 제어 과정은, 상기 마이크로컨트롤러가 전압 제어기를 통해 입력되는 피드백 전압을 하기 수학식에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 상기 펄스 생성부로 출력하는 전압 제어 단계; 상기 마이크로컨트롤러가 전류모드 제어기를 통해 상기 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 펄스 생성부로 출력하는 전류모드 제어 단계; 및 상기 마이크로컨트롤러가 펄스 생성부를 통해 상기 전압 제어기로부터 출력되는 제1스위치의 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 전류모드 제어기로부터 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력하는 펄스 생성단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
[수학식]
여기서 Vo *는 기준 출력 전압값이고, Vo는 피드백 출력 전압값이며, Kp와 Ki는 각각 비례이득과 적분이득이다.
상기 전류모드 제어 단계는, 스케일링 저항(RiS1) 및 공칭 스케일링 저항의 전압값(vc)를 이용하여 하기 수학식에 의해 피크 제한전류(IS1,pk)를 계산하여 설정하는 피크 제한전류 설정 단계; 및 상기 마이크로컨트롤러가 전류모드 제어기를 통해 상기 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 펄스 생성부로 출력하는 전류 제한 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
[수학식]
본 발명은 컨버터 1차측의 전력 구조로 비대칭 하프브리지 방식을 적용하고, 하프 브리지 각 스위치를 비대칭펄스폭변조(Asymmetrical Pulse-Width Modulation: APWM) 방식으로 동작시키므로, 각 스위치에 대해 영전압스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)이 쉽게 구현되어 스위치의 전압 스트레스를 낮게 할 수 있고, 고효율의 전력 변환 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 제어기로 상용 PWM 제어 IC를 사용하지 않고, 본 발명에 따른 제어프로그램을 실행하는 마이크로컨트롤러를 적용함으로써 주변 회로를 최소화하여 전체 회로를 단순화시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 스위치 구동회로에 부트스트랩 방식을 적용함으로써 스위치 구동회로를 간략화할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 교류전원 입력부 및 플라이백 변환부의 회로를 구체적으로 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 이론적 동작 파형을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드1에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드2에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드3에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드4에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드5에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 피드백 전압 검출부의 회로도를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 피드백 스위치 전류 검출부의 회로도를 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 구동부의 회로도를 나타낸 도면이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 구성 및 동작을 상세히 설명하고, 상기 장치의 전력 변환 방법을 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 구성을 나타낸 도면이고, 도 2는 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 교류전원 입력부 및 플라이백 변환부의 회로를 구체적으로 나타낸 도면이며, 도 3은 본 발명에 따른 마이크로컨트롤러를 이용한 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 이론적 동작파형을 나타낸 도면이고, 도 4 내지 도 8은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 동작모드 중 모드1 내지 모드 5에서의 전원부 및 플라이백 변환부의 등가회로를 나타낸 도면이다. 이하 도 1 내지 도 8을 참조하여 설명한다.
본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치는 전원부(10), 플라이백 변환부(20), 피드백 전압 검출부(30) 피드백 스위치 전류 검출부(40), 마이크로컨트롤러(50) 및 구동부(60)를 포함한다.
전원부(10)는 브리지 다이오드 및 브리지 다이오드에 병렬연결되는 입력 커패시터(CDC)로 구성되어 교류전원(vac)을 인가받아 직류전원인 입력전원(Vi)으로 변환하여 출력한다.
플라이백 변환부(20)는 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)를 포함하고, 비대칭 펄스폭변조(Asymmetrical Pulse Width Modulation: APWM) 신호인 제1스위칭 제어신호(vGS1) 및 제2스위칭 제어신호(vGS2) 각각을 상기 제1스위치 및 제2스위치의 게이트로 입력받아 스위칭에 의하여 상기 전원부(10)로부터 입력되는 입력전원의 플라이백 직류 변환을 수행하여 출력전압(Vo)을 출력한다.
구체적으로 설명하면, 플라이백 변환부(20)는 스위치부(21), 전력 변환부(22) 및 출력부(23)를 포함한다.
스위치부(21)는 제1스위치부(SW1)및 제2스위치부(SW2)를 포함한다.
제1스위치부는 상기 입력전원(Vi)의 마이너스 단에 소스가 연결되며 게이트로 상기 제1스위치 제어신호(vGS1)를 입력받는 제1스위치(S1), 상기 제1스위치(S1)의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제1스위치의 소스에 애노드가 연결되는 제1스위치 다이오드(DS1) 및 상기 제1스위치 다이오드(DS1)에 병렬 연결되는 기생 커패시터인 제1스위치 커패시터(CS1)를 포함한다.
상기 제2스위치부는 상기 입력전원(Vi)의 플러스 단에 드레인이 연결되고 소스에 상기 제1스위치의 드레인이 연결되며, 게이트로 상기 제2스위치 제어신호(vGS2)를 입력받는 제2스위치(S2), 상기 제2스위치(S2)의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제2스위치(S2)의 소스에 애노드가 연결되는 제2스위치 다이오드(DS2) 및 상기 제2스위치 다이오드(DS2)에 병렬로 연결되는 기생 커패시터인 제2스위치 커패시터(CS2)를 포함한다.
전력 변환부(22)는 일단이 상기 제2스위치의 드레인에 연결되는 블로킹 커패시터(Cb), 일단이 상기 제1스위치의 드레인 및 제2스위치의 소스에 연결되는 형태로 변압기에 누설 인덕턴스로 내재하는 공진 인덕턴스(Lr)를 가지는 제1인덕터, 일단이 상기 블로킹 커패시터(Cb)의 타단에 연결되고 타단이 상기 제1인덕터의 타단에 연결되고, 상기 공진 인덕턴스(Lr)보다 큰 자화 인덕턴스(Lm)를 가지는 제2인덕터 및 상기 자화 인덕턴스의 양단에 1차측이 구성되고 N1/N2의 권선비(n)를 가지는 변압기(TR)를 포함한다.
상기 변압기(TR)은 1차측에 걸리는 1차측 전압(vP)를 권선비에 대응하는 2차측 전압인 변환 전압(vS)을 2차측에 유도하여 출력부(23)로 제공한다.
누설 인덕턴스(Lr)는 자화 인덕턴스(Lm)보다 매우 작으며(Lr<<Lm), 공진 인덕턴스로 이용된다.
상기 블로킹 커패시터(Cb)의 양단에 걸리는 블로킹 커패시터 전압(vCb)는 그 커패시턴스가 매우 커서 리플 성분은 무시 가능할 것이다.
따라서 블로킹 커패시터 전압의 평균전압(vCb)는 하기 수학식 1과 같다.
여기서 D는 제1스위치(S1)의 턴온 듀티이다.
출력부(23)는 상기 변환 전압(vs)을 상기 출력전압(Vo)으로 출력한다.
출력부(23)의 출력 커패시터(Co)는 충분히 커서 출력전압(Vo)은 일정할 것이다.
본 발명에 따른 플라이백 변환부(20)의 주요 전압, 전류의 동작파형은 도 3과 같다.
도 3 내지 도 8에서 보이는 바와 같이 본 발명의 플라이백 변환부(20)는 정상상태의 한 스위칭 주기, TS동안 제1스위치(S1), 제2스위치(S2), 그리고 각각의 역병렬 다이오드, DS1, DS2 및 2차측 플라이백 출력 다이오드(Do)의 도통상태에 따라 5개의 모드로 동작한다.
상기 5개의 동작 모드를 이하 도 3 내지 도 8을 참조하여 설명한다.
먼저, 플라이백 변환부(20)는 모드 1 전에 변압기(TR)의 1차측으로 흐르는 1차 전류(ip)가 음(-)의 방향으로 흐르고 있고, 변압기(TR)의 2차측으로 흐르는 2차 전류(is)는 0인 상태라고 가정한다.
도 4를 참조하여 모드 1(t1∼t2)을 설명하면, 시간, t=t1인 시점에서 제2스위치가 턴오프 된다. 그러면 1차 전류는 제1스위치의 기생 커패시터인 제1스위치 커패시터(CS1)를 방전하고 제2스위치(S2)의 기생 커패시터인 제2스위치 커패시터(CS2)를 충전한다. CS1과 CS2의 각 커패시턴스는 매우 작은 값이므로 이 모드의 시간은 매우 짧다.
또한, 모드 1은 각 스위치를 동시에 턴오프 하여 하프브리지 스위치들이 단락회로를 형성하지 않게 하는 데드타임 기간이다. 이 모드 동안 자화 전류(im)과 1차 전류(ip)는 같고 일정하다.
또한, 이 모드 전부터 턴오프 상태인 2차측 출력 다이오드(Do)는 이 모드 동안 턴오프 상태를 계속 유지한다. 따라서 2차 전류(is)도 차단 상태가 계속된다.
도 5를 참조하여 모드 2(t2∼t3)를 설명하면, 1차 전류 ip가 제1스위치의 기생 커패시터인 제1스위치 커패시터(CS1)를 방전하여, 시간, t=t2인 시점에서 제1스위치의 양단 전압(vS1)이 0이 된다. 그러면 제1스위치의 역병렬 다이오드인 제1스위치 다이오드(DS1)는 턴온되어 ip를 흘린다. 이때 제1스위치의 구동신호인 제1스위치 제어신호(vGS1)를 제1스위치의 게이트에 인가하여 ip의 전류 방향이 바뀌기 전에 제1스위치를 영전압스위칭(Zero Voltage Switching: ZVS)로 턴온한다. 이 모드에서 블로킹 커패시터(Cb)와 1차측 합성 직렬 인덕턴스, Lm+Lr이 공진회로망을 형성하는데, 공진주기는 스위칭주기에 비해 매우 길다. 이때 ip는 입력전압(Vi)과 블로킹 커패시터 전압(vCb(=DVi))의 차에 의하여 다음 수학식 2와 같이 근사적으로 선형 증가한다.
ip는 또한 도 3에서 보이는 바와 같이 이 모드의 기간 중 *시점에 도통 방향을 바꾼다.
도 6을 참조하여 모드 3(t3∼t4)을 설명하면, 이 모드는 시간, t=t3인 시점에서 제1스위치를 턴오프 하면서 시작된다. 이 모드는 모드 1과 유사하게, 제1스위치와 제2스위치가 동시에 턴오프되는 데드타임 기간이다. 이 기간에 1차 전류(ip)는 자화전류(im)와 같고 일정하며, 제1스위치 및 제2스위치의 제1기생커패시터(CS1) 및 제2기생커패시터(CS2)를 각각 충전하고 방전한다.
도 7을 참조하여 모드 4(t4∼t5)를 설명하면, 시간, t=t4인 시점에서, 1차 전류(ip)에 의하여 제1스위치 및 제2스위치의 제1기생커패시터(CS1)와 제2기생커패시터(CS2)의 충전과 방전이 각각 완성된다. 그러면 제1스위치의 제1스위치 전류(iS1)는 차단(iS1=0)되고 제2스위치의 양단전압(vS2)은 0이 되므로 제2스위치의 역병렬 다이오드인 제2스위치 다이오드(DS2)가 턴온되어 ip를 흘린다(iS2=ip). 이때, 즉 ip의 전류 방향이 바뀌기 전에, 제2스위치의 구동신호인 제2스위칭 제어신호(vGS2)를 제2스위치의 게이트에 인가함으로써 제2스위치를 ZVS로 턴온한다. 이 모드에서는 1차 전류(ip)와 자화전류(im)의 차이가 변압기 2차 전류로 반영 되면서(is=n(ip-im)) 출력다이오드(Do)가 턴온된다.
그러면 1차 전압(vp)은 1차측으로 반영된 출력전압(vp=nVo)와 같아진다. 이 모드에서 블로킹 커패시터(Cb)와 누설인덕턴스(Lr) 사이에 공진이 일어나고 자화인덕턴스(Lm)에 저장된 에너지는 출력단으로 전달된다. 이때 im과 ip 각각은 다음의 수학 3 및 수학식 4로 주어진다.
여기서, 과 은 각각 공진 각주파수와 공진 임피던스이며, n은 변압기의 권선비이다. ip는 이 모드의 기간 중 도 3에서 나타낸 # 시점에 도통 방향을 바꾼다. 그리고 2차 전류 is가 0이 되면 이 모드는 끝이 난다.
도 8을 참조하여 모드 5(t5∼t1')를 설명하면, 시간, t=t5인 시점에서 2차 전류(is)는 0이 되어 출력 다이오드(Do)는 영전류스위칭(ZCS; Zero Current Switching)으로 턴오프한다. 그래서 다이오드의 역회복 문제는 생기지 않는다. 자화인덕턴스(Lm)에 저장된 에너지가 모드 4에서 2차측으로 모두 전달되므로, 1차 전류(ip)와 자화전류(im)은 이 모드 기간동안 같다.
모드 5가 끝나면 제안한 플라이백 전력 변환부(20)의 한 스위칭 주기도 끝이 나고 플라이백 전력 변환부(20)의 동작은 모드 1부터 다시 시작되어 정상상태의 스위칭 주기가 반복된다.
이하 정상상태 해석을 설명하면, 도 3 내지 8로부터 변압기(TR) 1차측에 전압-시간 균형법칙(volt-second balance rule)을 적용하여 하기의 수학식 5를 얻는다.
그러면 제안한 플라이백 전력 변환부(20)의 전압전달비(Vo/Vi)는 상기 수학식 1과 수학식 5에 의해 하기의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다
블로킹 커패시터(Cb)의 평균 1차 전류(Ip)는 전류-시간 균형 법칙(Ampere-second balance rule)에 의해 한 스위칭 주기 동안 0이므로, 부하전류와 변압기의 권선비(n)에 의하여 평균 자화전류(Im)은 하기의 수학식 7과 같이 계산된다.
또한, 평균 자화전류(Im)은 도 3으로부터 또 다른 형태로 하기 수학식 8과 같이 표시할 수도 있다.
여기서 t=t2와 t=t4에서의 t2에서의 1차 전류(ip(t2))와 t4에서의 1차 전류(ip(t4))는 상기 수학식 6 내지 수학식 8로부터 하기 수학식 9 및 10과 같다.
그리하여 상기 수학식 6 및 수학식 10으로부터 모드4의 공진전류식인 수학식 4는 하기 수학식 11과 같이 다시 쓸 수 있다.
그런데 제1스위치(S1)는 시간 t=t2에서의 1차 전류(ip(t2))가 음(-)이어야만 ZVS로 동작한다. 따라서 상기 수학식 9로부터 하기의 수학식 12와 같은 관계를 얻을 수 있다.
여기서 n은 변압기의 권선비이고, Ro=Vo/Io는 최대 출력전력 시의 최소 출력저항이고, toff=(1-Dmax)Ts는 최소 입력전압(Vi=Vi,min)시 제1스위치(S1)가 최대 온듀티(D=Dmax)로 동작할 때 최소 턴오프 시간이다. 또한, Dmax는 상기 수학식 6으로부터 하기의 수학식 13과 같이 계산된다.
그리고 모드 4의 동작으로부터 알 수 있듯이, 제2스위치(S2)는 시간, t=t4에서의 1차 전류(ip(t4))가 양(+)일 때에만 ZVS로 동작한다. 또한, 각 스위치의 ZVS 동작은 각 스위치 간의 데드타임이 충분해야만 가능하다. 즉 이것은 스위치의 기생커패시턴스에 충전된 에너지가 데드타임 기간 동안 ip에 의해서 모두 방전되어야 함을 의미한다. 따라서 제1스위치(S1)과 제2스위치(S2)의 ZVS 동작을 위한 최소 데드타임 조건은 하기 수학식 14와 같다.
여기서 tdt는 각 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2) 간의 데드타임이고, CS=CS1=CS2는 각 스위치의 기생커패시턴스이다.
또한, 출력다이오드(Do)가 ZCS로 동작하기 위해서는 모드 5가 반드시 존재해야 한다. 모드 5의 시간 간격은 공진주파수(ωr)과, δ2Ts=0일 때 D=Dmax와 ip(t1')=im(t1')인 임계조건에 의해 정해진다. 따라서 Do의 ZCS 동작을 위해서는 블로 킹커패시터(Cb)가 다음의 수학식 15의 조건을 만족하여야 한다.
여기서, ωrb는 임계 공진 각주파수이며, 하기 수학식 16에 의해 결정된다.
피드백 전압 검출부(30)는 상기 플라이백 변환부(20)의 출력전압(Vo)을 검출하고 출력전압에 대응하는 피드백 전압을 출력한다. 도 9를 참조하여 상세히 설명한다.
도 9는 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 피드백 전압 검출부의 회로도를 나타낸 도면이다.
피드백 전압 검출부(30)는 상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 제1분배 저항(Rdiv1), 상기 제1분배 저항의 타단에 일단이 연결되고 상기 출력전압의 마이너스 단에 타단이 연결되는 제2분배 저항(Rdiv2), 상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 검출 저항(RPC), 상기 검출 저항의 타단에 일차측의 일단이 연결되고 2차측 일단으로 기준전압(vREF)을 인가받아 일차측으로 흐르는 전류에 대응하는 피드백 전압 검출 전류를 2차측 타단으로 출력하는 포토커플러, 상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 일단이 연결되고 타단이 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 커패시터(Cpcf), 상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 레퍼런스(REF)단이 연결되고 캐소드가 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 정전압 프로그래머블 레귤레이터(Z1) 및 상기 포토커플러의 2차측 타단에 일단이 연결되고 타단이 접지되어 상기 피드백 전압 검출 전류에 대응하는 피드백 전압을 출력하는 출력 저항(Rvf)을 포함한다.
피드백 스위치 전류 검출부(40)는 상기 제1스위칭 제어신호에 의해 스위칭된 상기 제1스위치를 통해 흐르는 제1스위치 전류를 검출하여 피드백 전류모드 전압을 출력한다. 도 10을 참조하여 상세히 설명한다.
도 10은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 피드백 스위치 전류 검출부의 회로도를 나타낸 도면이다.
도 10을 참조하여 피드백 스위치 전류 검출부(40)의 구성 및 동작을 설명하면, 피드백 스위치 전류 검출부(40)는 상기 제1스위치의 온 시 흐르는 제1스위치 전류를 스케일링한 상기 피드백 전류에 대응하는 피드백 전류모드 전압(viS1)을 출력하는 스케일링 저항(RiS1) 및 상기 피드백 전류모드 전압에서 노이즈를 제거하여 피드백 전류모드 전압을 상기 마이크로컨트롤러로 피드백하는 RC 필터를 포함한다.
마이크로컨트롤러(50)는 싱글칩으로 구성되는 것이 바람직하며, 피드백 전압 검출부(30) 및 피드백 스위치 전류 검출부(40)로부터 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 A/D 변환부(51), 전압 제어기(52), 전류모드 제어기(53) 및 펄스 생성부(54)를 포함한다.
상기 전압 제어기(52)는 입력되는 피드백 전압을 하기 수학식 17에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 출력한다.
여기서 Vo *는 기준 출력 전압값이고, Vo는 피드백 출력 전압값이며, Kp와 Ki는 각각 비례이득과 적분이득이다.
전류모드 제어기(53)는 상기 스위치부(21)와 전력 변환부(22)의 동작 시 제1스위치(S1)의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 출력한다.
상기 전류모드 제어기(53)의 피크 제한 전류(IS1,pk)는 스케일링 저항(RiS1) 및 공칭 스케일링 저항의 전압값(vc)을 이용하여 하기 수학식 18에 의해 계산하여 미리 설정한다.
펄스 생성부(54)는 상기 전압 제어기(52)로부터 출력되는 제1스위치 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 전류모드 제어기(53)으로부터 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력한다.
도 11은 본 발명에 따른 공진형 플라이백 전력 변환 장치의 구동부의 회로도를 나타낸 도면이다.
도 11을 참조하여 구동부(60)의 구성 및 동작을 설명하면, 구동부(60)는 분할부(61), 반전 구동신호부(62) 및 부트스트랩부(63)를 포함한다.
분할부(61)는 상기 펄스 생성부(54)로부터 출력되는 펄스폭변조 신호에 데드타임을 생성하면서 하프브리지의 상기 제1스위치 및 제2스위치로 출력할 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호를 생성하여 반전 구동신호부(62)로 출력한다.
반전 구동신호부(62)는 상기 제1펄스폭변조 신호 및 상기 제2펄스폭변조 신호가 비대칭 펄스폭변조(APWM)의 상보적 신호가 되도록 각 신호를 출력한다. 상기 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호는 제1펄스폭변조 신호가 입력하는 버퍼(B1-a) 및 버퍼(B1-b)와 제2펄스폭변조 신호가 입력하는 버퍼(B2-a)에 의해 각 신호가 반전된 위상을 가지도록 하는 것이다.
부트스트랩부(63)는 반전 구동신호부(62)를 통과한 상기 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호 각각을 부트스트랩하여 상기 제1스위칭 제어신호 및 상기 제2스위칭 제어신호를 각각 제1스위치 및 제2스위치 각각의 게이트로 출력한다.
한편, 본 발명은 전술한 전형적인 바람직한 실시예에만 한정되는 것이 아니라 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지로 개량, 변경, 대체 또는 부가하여 실시할 수 있는 것임은 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 이러한 개량, 변경, 대체 또는 부가에 의한 실시가 이하의 첨부된 청구범위의 범주에 속하는 것이라면 그 기술사상 역시 본 발명에 속하는 것으로 보아야 한다.
10: 전원부 20: 플라이백 변환부
21: 스위칭부 22: 전력 변환부
23: 출력부 30: 피드백 전압 검출부
40: 피드백 스위치 전류 검출부 50: 마이크로컨트롤러
51: A/D 변환부 52: 전압 제어기
53: 전류모드 제어기 54: 펄스 생성부
60: 구동부 61: 분할부
62: 반전 구동신호부 63: 부트스트랩부

Claims (7)

  1. 교류전원(vac)을 입력받아 직류전원인 입력전원(Vi)으로 변환하여 출력하는 전원부;
    제1스위치 및 제2스위치를 포함하고, 비대칭 펄스폭변조 신호인 제1스위칭 제어신호(vGS1) 및 제2스위칭 제어신호(vGS2) 각각을 상기 제1스위치 및 제2스위치의 게이트로 입력받아 스위칭에 의하여 상기 전원부로부터 입력되는 입력전원의 플라이백 직류 변환을 수행하여 출력전압(Vo)을 출력하는 플라이백 변환부;
    상기 출력전압을 검출한 피드백 전압을 출력하는 피드백 전압 검출부;
    상기 제1스위칭 제어신호에 의해 스위칭되는 상기 제1스위치를 통해 흐르는 제1스위치 전류를 검출하여 피드백 전류모드 전압을 출력하는 피드백 스위치 전류 검출부;
    상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압을 입력받고, 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압에 대응하는 펄스폭변조 신호를 출력하는 마이크로컨트롤러; 및
    상기 펄스폭변조 신호를 입력받아 상기 비대칭 펄스폭변조 신호인 제1스위칭 제어신호(vGS1) 및 제2스위칭 제어신호(vGS2)를 생성하여 상기 플라이백 변환부로 출력하는 구동부를 포함하며,
    상기 구동부는,
    펄스 생성부로부터 출력되는 펄스폭변조 신호에 데드타임을 생성하면서 하프브리지의 상기 제1스위치 및 제2스위치로 출력할 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호를 생성하는 분할부;
    상기 제1펄스폭변조 신호 및 상기 제2펄스폭변조 신호가 비대칭 펄스폭변조(APWM)의 상보적 신호가 되도록 각 신호를 출력하는 반전 구동신호부; 및
    상기 제1펄스폭변조 신호 및 제2펄스폭변조 신호 각각을 부트스트랩하여 상기 제1스위칭 제어신호 및 상기 제2스위칭 제어신호를 각각 제1스위치 및 제2스위치로 출력하는 부트스트랩부를 포함하며,
    상기 마이크로컨트롤러는,
    입력되는 피드백 전압을 하기 수학식에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 출력하는 전압 제어기;
    상기 입력전원의 플라이백 직류변환을 수행하기 위하여 변환 전압(vS)을 출력하는 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 출력하는 전류모드 제어기; 및
    상기 전압 제어기로부터 출력되는 제1스위치 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 장치.
    [수학식]

    여기서 Vo *는 기준 출력 전압값이고, Vo는 피드백 출력 전압값이며, Kp와 Ki는 각각 비례이득과 적분이득이다.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 플라이백 변환부는,
    상기 제1스위치를 포함하는 제1스위치부 및 상기 제2스위치를 포함하는 제2스위치부를 포함하는 스위치부;
    권선비가 n=N1/N2인 변압기를 포함하여, 상기 제1스위치 및 제2스위치의 스위칭 동작에 따라 스위칭에 의하여 상기 입력전원의 플라이백 직류변환을 수행하기 위하여 변환 전압(vS)을 출력하는 전력 변환부; 및
    상기 변환 전압을 상기 출력전압(Vo)으로 출력하는 출력부를 포함하되,
    상기 제1스위치부는,
    상기 입력전원(Vi)의 마이너스 단에 소스가 연결되며 게이트로 상기 제1스위칭 제어신호를 입력받는 제1스위치;
    상기 제1스위치의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제1스위치의 드레인에 애노드가 연결되는 제1스위치 다이오드; 및
    상기 제1스위치 다이오드에 병렬 연결되는 제1스위치 커패시터를 포함하고,
    상기 스위치부의 제2스위치부는,
    상기 입력전원(Vi)의 플러스 단에 드레인이 연결되고 상기 제1스위치의 드레인에 소스가 연결되며 게이트로 상기 제2스위칭 제어신호를 입력받는 제2스위치;
    상기 제2스위치의 드레인에 캐소드가 연결되고 상기 제2스위치의 소스에 애노드가 연결되는 제2스위치 다이오드; 및
    상기 제2스위치 다이오드에 병렬로 연결되는 제2스위치 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전력 변환부는,
    일단이 상기 제2스위치의 드레인에 연결되는 블로킹 커패시터;
    일단이 상기 제1스위치의 드레인 및 제2스위치의 소스에 연결되는 형태로 변압기에 누설 인덕턴스로 내재하여 공진 인덕턴스(Lr)로 이용되는 제1인덕터;
    일단이 상기 블로킹 커패시터의 타단에 연결되고 타단이 상기 제1인덕터의 타단에 연결되고, 상기 공진 인덕턴스(Lr)보다 큰 자화 인덕턴스(Lm)를 가지는 제2인덕터; 및
    상기 자화 인덕턴스의 양단에 1차측이 구성되고 상기 권선비를 가지는 변압기를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 피드백 전압 검출부는,
    상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 제1분배 저항;
    상기 제1분배 저항의 타단에 일단이 연결되고 상기 출력전압의 마이너스 단에 타단이 연결되는 제2분배 저항;
    상기 출력전압의 플러스 단에 일단이 연결되는 검출 저항(RPC);
    상기 검출 저항의 타단에 일차측의 일단이 연결되고 2차측 일단으로 기준전압을 인가받아 일차측으로 흐르는 전류에 대응하는 피드백 전압 검출 전류를 2차측 타단으로 출력하는 포토커플러;
    상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 일단이 연결되고 타단이 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 커패시터(Cpcf);
    상기 제1분배 저항의 타단 및 제2분배 저항의 일단에 레퍼런스(REF)단이 연결되고 캐소드가 상기 포토커플러의 1차측 타단에 연결되는 정전압 프로그래머블 레귤레이터; 및
    상기 포토커플러의 2차측 타단에 일단이 연결되고 타단이 접지되어 상기 피드백 전압 검출 전류에 대응하는 피드백 전압을 출력하는 출력 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 피드백 스위치 전류 검출부는,
    상기 제1스위치의 온 시 흐르는 제1스위치 전류를 스케일링한 상기 피드백 전류에 대응하는 피드백 전류모드 전압(viS1)을 출력하는 스케일링 저항(RiS1);
    상기 피드백 전류모드 전압에서 노이즈를 제거하여 피드백 전류모드 전압을 상기 마이크로컨트롤러로 피드백하는 RC 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 장치.
  6. 마이크로컨트롤러가 피드백 전압 검출부를 통해 플라이백 변환부의 출력 전압을 피드백받는 출력 전압 피드백 과정;
    상기 마이크로컨트롤러가 피드백 스위치 전류 검출부를 통해 플라이백 변환부의 제1스위치를 통해 흐르는 제1스위치 전류에 따른 피드백 전류모드 전압을 피드백 받는 제1스위치 전류 피드백 과정; 및
    상기 마이크로컨트롤러가 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압을 입력받고 상기 피드백 전압 및 피드백 전류모드 전압에 대응하는 펄스폭변조 신호를 구동부로 출력하여 상기 구동부에 의해 제1스위칭 제어신호 및 제2스위칭 제어신호를 상기 플라이백 변환부의 제1스위치 및 제2스위치 각각으로 출력하도록 제어하는 플라이백 변환 제어 과정을 포함하며,
    상기 플라이백 변환 제어 과정은,
    상기 마이크로컨트롤러가 전압 제어기를 통해 입력되는 피드백 전압을 하기 수학식에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 펄스 생성부로 출력하는 전압 제어 단계;
    상기 마이크로컨트롤러가 전류모드 제어기를 통해 입력전원의 플라이백 직류변환을 수행하기 위하여 변환 전압(vS)을 출력하는 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 펄스 생성부로 출력하는 전류모드 제어 단계; 및
    상기 마이크로컨트롤러가 펄스 생성부를 통해 상기 전압 제어기로부터 출력되는 제1스위치의 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 전류모드 제어기로부터 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력하는 펄스 생성단계를 포함하며,
    상기 마이크로컨트롤러는,
    입력되는 피드백 전압을 하기 수학식에 적용하여 제어기 출력 전압(Vo,PWM)을 생성하고, 상기 제어기 출력 전압에 의해 상기 제1스위치의 온듀티(On-Duty)를 계산하여 출력하는 전압 제어기;
    상기 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 출력하는 전류모드 제어기; 및
    상기 전압 제어기로부터 출력되는 제1스위치 온듀티에 따라 펄스폭변조 신호를 생성하되, 제1스위치의 턴온 상태에서 상기 제1스위치 턴오프 신호의 입력 시 제1스위치를 턴오프하는 펄스폭변조 신호를 생성하여 출력하는 펄스 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 방법.
    [수학식]

    여기서 Vo *는 기준 출력 전압값이고, Vo는 피드백 출력 전압값이며, Kp와 Ki는 각각 비례이득과 적분이득이다.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전류모드 제어 단계는,
    스케일링 저항(RiS1) 및 공칭 스케일링 저항의 전압값(vc)을 이용하여 하기 수학식에 의해 피크 제한전류(IS1,pk)를 계산하여 설정하는 피크 제한전류 설정 단계; 및
    상기 마이크로컨트롤러가 전류모드 제어기를 통해 상기 전력 변환부의 동작 시 제1스위치의 턴온에 의해 제1스위치 전류가 증가할 때 제1스위치 전류를 미리 설정된 피크 제한 전류(IS1,PK)와 비교하여, 제1스위치 전류가 피크 제한 전류보다 커지면 제1스위치 턴오프 신호를 펄스 생성부로 출력하는 전류 제한 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 마이크로컨트롤러를 이용한 플라이백 전력 변환 방법.
    [수학식]


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