KR101907157B1 - 플라이백 컨버터의 구동제어 장치 - Google Patents

플라이백 컨버터의 구동제어 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 플라이백 토폴로지(flyback topology)를 사용하는 디시/디시 컨버터(DC/DC Converter)의 구동을 정밀하게 제어하여 과도특성을 갖도록 하는 기술에 관한 것이다.
이를 위해 본 발명은 플라이백 컨버터부(100)의 구동을 제어하는 구동제어부(200)를 구현함에 있어서, 플라이백 컨버터의 구동을 제어하기 위한 피드백(feedback) 제어입력과 피드포워드(feedforward) 제어입력 모두에 기생성분을 고려한 정밀제어 기법을 적용하여 플라이백 컨버터의 과도성능이 개선되도록 한 것을 특징으로 한다.

Description

플라이백 컨버터의 구동제어 장치{DRIVE CONTROLLING APPARATUS FOR FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 플라이백 토폴로지(flyback topology)를 사용하는 디시/디시 컨버터(DC/DC Converter)의 구동을 정밀하게 제어하여 과도특성을 갖도록 하는 기술에 관한 것으로, 특히 리야노프 함수 제어기법을 이용한 정밀제어 기법을 적용하여 플라이백 컨버터의 과도성능이 개선되도록 한 플라이백 컨버터의 구동제어 장치에 관한 것이다.
플라이백 토폴로지를 사용하는 디시/디시 컨버터는 구조가 간단하고 비용이 저렴하며, 입력단과 출력단이 절연되어 있는 특징으로 인하여 각종 전력변환 장치에 널리 사용되고 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터부의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 플라이백 컨버터부(100)는 1차측 회로부(110), 트랜스포머(120) 및 2차측 회로부(130)를 포함한다.
1차측 회로부(110)는 스위치(S1)를 구비한다. 스위치(S1)는 스위칭 구동되어 트랜스포머(120)를 구동하는 역할을 한다. 여기서, 스위치(S1)는 모스(MOS) 트랜지스터이다.
트랜스포머(120)의 일차코일(NP)은 상기 스위치(S1)의 스위칭 동작에 의해 해당 주기로 동작하고 이에 의해 트랜스포머(120)의 이차코일(NS)에서 권선비에 따른 레벨의 교류전압이 출력된다. 트랜스포머(120)의 일차코일(NP)에 병렬 연결된 Lm은 트랜스포머(120)의 자화 인덕터이다.
2차측 회로부(130)는 다이오드(D)와 커패시터(C)를 구비한다. 다이오드(D)는 상기 트랜스포머(120)의 이차코일(NS)을 통해 출력되는 교류전압을 직류전압으로 정류한다. 그리고, 커패시터(C)는 상기 정류된 직류전압을 필터링하여 부하(RO)에 출력한다.
도 2는 플라이백 컨버터부(100)가 전압 모드로 제어되는 경우 출력전압(vO),입력직류전압(Vi) 및 트랜스포머의 2차측 전류(isec)를 나타낸 그래프이다. 도 3은 플라이백 컨버터부(100)가 전류 모드로 제어되는 경우 출력전압(vO), 입력직류전압(Vi) 및 트랜스포머의 2차측 전류(isec)를 나타낸 그래프이다. 도 4는 플라이백 컨버터부(100)가 비선형 제어모드 중에서 하나인 슬라이딩 모드로 제어되는 경우 출력전압(vO), 입력직류전압(Vi) 및 트랜스포머의 2차측 전류(isec)를 나타낸 그래프이다.
출력전압(vO)이 최대한 구형파(square wave)로 나타나는 것이 기준 출력전압을 잘 추종하는 척도가 된다. 그런데, 종래 기술에서는 출력전압(vO)이 기준 출력전압을 잘 추종하지 못하여 도 2 내지 도 4에서와 같이 구형파와 차이가 있는 것을 알 수 있다.
그런데, 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터는 전류연속 모드와 전류불연속 모드의 두 가지 모드로 동작하며 각기 다른 동역학을 갖는다. 전류불연속 모드(DCM: Discontinuous Conduction Mode)로 동작할 경우 시스템 이득이 작아 제어가 용이하지만 전류 스트레스가 크고 출력필터를 설계하는데 어려움이 있다. 전류연속 모드(CCM: Continuous Conduction Mode)로 동작할 경우 전류 스트레스나 출력필터 설계면에서 전류불연속 모드에 비하여 효율적이지만 제어루프에 존재하는 우반면 제로(right-half-plane-zero)로 인하여 안정성을 확보하는데 어려움이 있고 이에 의해 정밀 제어에 어려움을 겪게 되는 문제점이 있다.
또한, 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터는 동작점이 크게 변할 경우 성능 저하가 크게 나타나는 단점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 리야노프 함수 제어기법을 적용하여 플라이백 컨버터부의 구동을 정밀 제어하고, 연속전도 모드와 불연속 모드로 동작하는 듀얼모드 플라이백 컨버터의 구동을 제어하기 위한 피드백 제어입력과 피드포워드 제어입력 모두에 기생성분(parastics)을 고려한 정밀제어 기법을 적용하여 플라이백 컨버터의 과도성능이 개선되도록 하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 플라이백 컨버터의 구동제어 장치는 게이트에 공급되는 펄스폭제어신호에 의해 스위칭 동작하는 스위치를 포함하는 1차측 회로부, 상기 스위치에 의해 구동되어 입력직류전압을 교류전압으로 변환하는 트랜스포머 및 상기 트랜스포머를 통해 출력되는 교류전압을 다이오드로 정류하고 저항 및 커패시터를 통해 필터링하는 2차측 회로부를 구비한 플라이백 컨버터부; 상기 트랜스포머의 일차측전류와 이차측전류 및 상기 2차측 회로부로부터 부하에 공급되는 출력전압을 검출하는 전류/전압 검출부; 상기 전류/전압 검출부에서 검출된 일차측전류, 이차측전류 및 출력전압을 근거로 상기 트랜스포머의 자화인덕터전류 및 상기 커패시터에 충전된 출력 커패시터전압을 연산하는 자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부; 상기 트랜스포머의 자화인덕터에 흐르는 기준 자화인덕터전류, 상기 기준 출력 커패시터전압 및 상기 입력직류전압을 근거로 상기 플라이백 컨버터부의 구동모드를 판단하여 그에 따른 전류불연속모드 판단신호 또는 전류연속모드 판단신호를 출력하는 모드 판단부; 상기 전류불연속모드 판단신호 및 전류연속모드 판단신호에 따라 피드포워드 제어값을 구하여 출력하는 피드포워드 제어값 출력부; 상기 자화인덕터전류로부터 상기 기준 자화인덕터전류를 감산하여 에러전류를 구하고, 상기 출력 커패시터전압으로부터 상기 기준 출력 커패시터전압을 감산하여 에러전압을 구하는 에러전압/에러전류 연산부; 상기 에러전류와 에러전압을 근거로 피드백 제어값을 구하는 피드백 제어값 출력부; 및 상기 피드포워드 제어값과 상기 피드백 제어값을 합산하여 듀티비제어값을 구하는 듀티비제어값 출력부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 연속전도 모드로 동작하는 플라이백 컨버터의 구동을 제어하기 위한 피드백 제어입력과 피드포워드 제어입력 모두에 기생성분을 고려한 정밀제어 기법을 적용함으로써, 플라이백 컨버터의 과도성능이 개선되는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따른 구동제어부는 슬라이딩 모드 제어기와 같이 비선형 시스템에서 활용될 수 있고, 슬라이딩 모드 제어기에 비하여 적은 제어입력값으로 출력전압을 원활하게 제어할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터부의 회로도이다.
도 2는 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터부가 전압 모드로 제어되는 경우 출력전압, 입력직류전압 및 트랜스포머의 2차측 전류를 나타낸 그래프이다.
도 3은 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터부가 전류 모드로 제어되는 경우 출력전압, 입력직류전압 및 트랜스포머의 2차측 전류를 나타낸 그래프이다.
도 4는 종래 기술에 의한 플라이백 컨버터부가 슬라이딩 모드로 제어되는 경우 출력전압, 입력직류전압 및 트랜스포머의 2차측 전류를 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명에 의한 플라이백 컨버터의 구동제어 장치의 블록도이다.
도 6은 본 발명에 따른 플라이백 컨버터의 출력전압, 입력직류전압 및 자화인덕터의 전류를 나타낸 그래프이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 5는 본 발명에 의한 플라이백 컨버터의 구동제어 장치의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이 플라이백 컨버터부(100) 및 구동제어부(200)를 포함한다.
플라이백 컨버터부(100)는 전류연속 모드(CCM)와 전류불연속 모드(DCM)의 두 가지 모드로 동작하여, 입력직류전압(Vi)을 다른 형태의 직류전압으로 변환해서 부하(RO)에 공급하는 역할을 한다.
이를 위하여, 플라이백 컨버터부(100)는 1차측 회로부(110), 트랜스포머(120) 및 2차측 회로부(130)를 포함한다.
1차측 회로부(110)는 스위치(S1)를 구비한다. 여기서, 스위치(S1)는 모스(MOS) 트랜지스터로 구현된 것으로, 게이트에 공급되는 제어신호(예: PWM)에 따라 스위칭 동작하여 트랜스포머(120)를 구동하는 역할을 한다.
트랜스포머(120)의 일차코일(NP)은 상기 스위치(S1)의 스위칭 동작에 의해 해당 주기로 동작하고 이에 의해 트랜스포머(120)의 이차코일(NS)에서 권선비에 따른 레벨의 교류전압이 출력된다. 트랜스포머(120)의 일차코일(NP)에 병렬 연결된 Lm은 트랜스포머(120)의 자화 인덕터이다.
2차측 회로부(130)는 다이오드(D)와 커패시터(C)를 구비한다. 다이오드(D)는 상기 트랜스포머(120)의 이차코일(NS)을 통해 출력되는 교류전압을 직류전압으로 정류한다. 그리고, 커패시터(C)는 상기 정류된 직류전압을 필터링하여 부하(RO)에 출력한다.
구동제어부(200)는 전류불연속 모드(DCM)와 전류연속 모드에 따라 듀티비제어값(U)을 생성하여 출력한다.
플라이백 컨버터부(100)의 스위치(S1)의 게이트에 공급되는 제어신호(예: PWM)의 듀티비를 적절히 제어함으로써, 플라이백 컨버터부(100)의 과도성능이 개선된다.
이를 위해, 구동제어부(200)는 전류/전압 검출부(210), 자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부(220), 모드 판단부(230), 피드포워드 제어값 출력부(240), 에러전압/에러전류 연산부(250), 피드백 제어값 출력부(260) 및 듀티비제어값 출력부(270)를 구비한다.
전류/전압 검출부(210)는 트랜스포머(120)의 일차측전류(ipri)와 이차측전류(isec) 및 부하(Ro)에 공급되는 출력전압(vO)을 검출하여 출력한다. 이를 위해 전류/전압 검출부(210)는 일차측전류 검출기(210A), 이차측전류 검출기(210B) 및 출력전압 검출기(210C)를 구비한다.
일차측전류 검출기(210A)는 입력직류전압(Vi)의 부극성 단자와 스위치(S1)의 타측단자의 사이에 연결된 저항(R1) 및 양측 입력단자가 상기 저항(R1)의 양측 단자에 연결된 제1증폭기(AMP1)을 이용하여 트랜스포머(120)의 일차측전류(ipri)를 검출한다.
이차측전류 검출기(210B)는 트랜스포머(120)의 이차코일(Ns)의 타측 탭과 부하(Ro)의 타측 단자의 사이에 연결된 저항(R2) 및 양측 입력단자가 상기 저항(R2)의 양측 단자에 연결된 제2증폭기(AMP2)을 이용하여 트랜스포머(120)의 이차측전류(isec)를 검출한다.
출력전압 검출기(210C)는 양측 입력단자가 상기 부하(Ro)의 양측 단자에 연결된 제3증폭기(AMP3)를 이용하여 부하(Ro)에 공급되는 출력전압(vO)을 검출한다.
자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부(220)는 상기 전류/전압 검출부(210)에서 검출된 일차측전류(ipri),이차측전류(isec) 및 출력전압(vO)을 근거로 자화인덕터전류(magnetizing inductor current)(iLm) 및 출력 커패시터전압(vc)을 연산한다.
전류불연속 모드(DCM)에서 상기 출력 커패시터전압(vc)은 다음의 [수학식 1]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00001
여기서, 'Lm'은 트랜스포머(120)의 자화 인덕터이고, 'R0'는 부하를 의미하고,'iLm'은 자화인덕터(Lm)의 전류를 의미하고,'u'는 듀티비제어값을 의미하고, 'n'은 트랜스포머(T)의 일차코일(NP)과 이차코일(NS) 간의 권선비를 의미하고,'Vi'는 입력직류전압을 의미하고,'vc'는 커패시터(C)의 충전전압을 의미하는 출력 커패시터전압이고,'vo'는 부하(R0)의 양단에 걸리는 전압을 의미한다. 그리고, 'RLm','RSW' ,'Vd','Rd' 및 RC'는 기생성분을 의미하는 것으로, 'RLm'은 자화인덕터(Lm)에 존재하는 등가 직렬저항(equivalent series resistance)이고, 'RSW'는 스위치(S1)에 존재하는 기생 성분의 저항이고, 'Rd'는 다이오드(D)에 존재하는 기생 성분의 저항이고, 'RC'는 커패시터(C)에 존재하는 등가 직렬저항(equivalent series resistance)이고, 'Vd'는 다이오드(D)에 전류가 흐를 때 나타나는 전압강하값(예: 0.4~0.7V)을 의미한다.
상기 RLm, RSW, Vd, Rd 및 RC는 아주 작은 값이지만 모델의 정확성이나 동적 성능에 영향을 미치는 것을 감안하여 본 실시예에서는 이들을 포함하여 구동제어장치를 모델링하였다. 따라서, 정상 상태는 물론 과도 상태에서도 플라이백 컨버터의 출력전압 제어성능을 향상시킬 수 있다.
전류연속 모드(CCM)에서 상기 출력 커패시터전압(vc)은 다음의 [수학식 2]와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00002
상기 [수학식 1] 및 [수학식 2]는 평균 모델(average model)이며, [수학식 1]에서 δ를 '0'으로 설정하면 [수학식 1]이 [수학식 2]와 동일하게 된다.
전류불연속 모드(DCM), 정상상태(steady state) 하에서, 기준 자화인덕터전류(reference magnetizing inductor current)(ILm)와 기준 출력 커패시터전압(reference output capacitor voltage)(Vc)은 다음의 [수학식 3]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00003
여기서, 'uff . DCM'은 전류불연속 모드(DCM)에서 피드포워드 제어값을 의미한다.
전류연속 모드(CCM), 정상상태 하에서, 기준 자화인덕터전류(ILm)와 기준 출력 커패시터전압(Vc)은 다음의 [수학식 4]와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00004
여기서, 'uff.CCM'은 전류연속 모드(CCM)에서 피드포워드 제어값을 의미한다.
상기 [수학식 3] 및 [수학식 4]에서 기준 자화인덕터전류(ILm)와 기준 출력 커패시터전압(Vc)은 정상 상태에서의 값이며,δ값은 다음의 [수학식 5]와 같이 구할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00005
여기서, 'Ts'는 상기 스위치(S1)의 스위칭 구간을 의미한다.
모드 판단부(230)는 기준 자화인덕터전류(ILm), 기준 출력 커패시터전압(Vc) 및 입력직류전압(Vi)을 근거로 하여 상기 플라이백 컨버터부(100)가 전류불연속 모드(DCM)로 동작하는 것으로 판단되면 전류불연속모드 판단신호(DCM_DEC)를 출력하고, 전류연속 모드(CCM)로 동작하는 것으로 판단되면 전류연속모드 판단신호(CCM_DEC)를 출력한다. 상기 모드 판단부(230)는 상기 플라이백 컨버터부(100)가 전류불연속 모드(DCM)로 동작하거나 전류연속 모드(CCM)로 동작하는지 판단할 때 다음의 [수학식 6]을 근거로 한다.
Figure 112017033667322-pat00006
여기서, 'D1'은 상기 스위치(S1)의 게이트에 공급되는 펄스폭변조신호(PWM)의 듀티비를 의미한다. 즉, 상기 'D1'은 스위치(S1)의 전체 스위칭 주기 중에서 그 스위치(S1)가 턴온되고 다이오드(D)가 오프된 시간의 비율을 의미한다.
참고로, 스위치(S1)가 온되고 다이오드(D)가 오프된 상태로 유지되는 구간을 'P1'이라하고, 스위치(S1)가 오프되고 다이오드(D)가 온된 상태로 유지되는 구간을 'P2'라하고, 스위치(S1)와 다이오드(D)가 모두 오프된 상태로 유지되는 구간을 'P3'라 할 때 전류불연속 모드(DCM)에서는 한 주기 동안 T1,T2,T3이 순차적으로 일어나지만, 전류연속 모드(CCM)에서는 T1,T2만 순차적으로 일어나고 T3는 일어나지 않는다.
피드포워드 제어값 출력부(240)는 상기 모드 판단부(230)로부터 공급되는 모드판단신호에 따라 피드포워드 제어값(uff)을 구하여 출력한다. 즉, 피드포워드 제어값 출력부(240)는 상기 모드 판단부(230)로부터 전류불연속모드 판단신호(DCM_DEC)가 공급될 때 다음의 [수학식 7]과 같이 피드포워드 제어값(uff.DCM)을 구하여 출력하고, 전류연속모드 판단신호(CCM_DEC)가 공급될 때에는 다음의 [수학식 8]과 같이 피드포워드 제어값(uff.CCM)을 구하여 출력한다.
Figure 112018089274889-pat00034
Figure 112018089274889-pat00008
여기서, 'uff.DCM'은 전류불연속 모드에서 피드포워드 제어값, 'uff.CCM'은 전류연속 모드에서 피드포워드 제어값,'R0'는 부하, 'n'은 트랜스포머의 권선비,'Vi'는 입력직류전압을 의미하고, δ'는 제로유지구간의 비율, 'Vc'는 기준 출력 커패시터전압, 'RLm'은 자화인덕터의 기생저항성분, 'RSW'는 스위치의 기생저항성분, 'Vd'는 다이오드의 전압강하성분, 'Rd'는 다이오드의 기생저항성분, 'RC'는 커패시터의 기생저항성분을 의미한다.
에러전압/에러전류 연산부(250)는 상기 자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부(220)에서 연산된 자화인덕터전류(iLm), 출력 커패시터전압(vc)과 기준 자화인덕터전류(ILm), 기준 출력 커패시터전압(Vc)을 이용하여 에러전류(ei)와 에러전압(ev)을 구한다. 이를 위해 에러전압/에러전류 연산부(250)는 제1감산기(250A)와 제2감산기(250B)를 구비한다.
상기 자화인덕터전류(iLm)는 실제로 자화인덕터(Lm)에 흐르는 전류를 검출기를 통해 검출하여 피드백 받은 값이고 상기 출력 커패시터전압(vc)은 실제로 커패시터(C)의 양단에 걸리는 전압을 검출기를 통해 피드백 받은 값인 반면, 상기 기준 자화인덕터전류(ILm)와 상기 기준 출력 커패시터전압(Vc)은 평균 모델을 통해 구할 수 있는 것으로 자화인덕터전류(iLm)와 출력 커패시터전압(vc)이 추종해야되는 정상 상태에서의 기준값이다.
제1감산기(250A)는 상기 자화인덕터전류(iLm)로부터 상기 기준 자화인덕터전류(ILm)를 감산하여 그 감산 결과에 따른 에러전류(ei)를 출력한다. 제2감산기(250B)는 상기 출력 커패시터전압(vc)으로부터 상기 기준 출력 커패시터전압(Vc)을 감산하여 그 감산 결과에 따른 에러전압(ev)을 출력한다. 참고로, 자화 인덕터(Lm)에 흐르는 전류를 직접 측정할 수 없지만, 자화 인덕터 전류(iLm)는 ipri와 isec/n의 합으로 나타낼 수 있다.
결국, 상기 제1감산기(250A)와 제2감산기(250B)는 정상상태 값을 이용하여 피드포워드 제어입력을 만들고, 기준값과 실제값의 차이로 에러모델을 만들어 이를 통해 피드백 제어입력을 생성하는 역할을 한다.
피드백 제어값 출력부(260)는 에러전압/에러전류 연산부(250)로부터 공급되는 에러전류(ei)와 에러전압(ev)을 근거로 피드백 제어값(ufb)을 구하여 출력한다.
이를 위하여, 피드백 제어값 출력부(260)는 다음의 [수학식 9]와 같이 에러 다이나믹스(Error dynamics)(
Figure 112017033667322-pat00009
) 를 구한다.
Figure 112017033667322-pat00010
상기 [수학식 9]의 각 구성요소는 다음의 [수학식 10]으로 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00011
Figure 112017033667322-pat00012
Figure 112017033667322-pat00013
Figure 112017033667322-pat00014
Figure 112017033667322-pat00015
전류불연속 모드(DCM)와 전류연속 모드(CCM)에서 공히 피드백 제어값(ufb)은 다음의 [수학식 11]로 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00016
여기서,
Figure 112017033667322-pat00017
,
Figure 112017033667322-pat00018
로 표현할 수 있다.
상기 [수학식 11]의 각 구성요소는 다음의 [수학식 12]로 표현할 수 있다.
Figure 112017033667322-pat00019
Figure 112017033667322-pat00020
Figure 112017033667322-pat00021
Figure 112017033667322-pat00022
상기 [수학식 11]을 풀어 쓰면 상기 피드백 제어값(ufb)은 다음의 [수학식 13]으로 표현할 수 있다. 따라서, 피드백 제어값 출력부(260)는 다음의 [수학식 13]을 이용하여 피드백 제어값(ufb)을 구할 수 있게 된다.
Figure 112018089274889-pat00023
여기서, 'ufb'피드백 제어값, 'n'은 트랜스포머의 권선비, R0'는 부하, 'iLm'은 자화인덕터전류, 'ILm'기준 자화인덕터전류, 'Vi'는 입력직류전압,'vc'는 출력 커패시터전압을 의미하고, 'Vc'는 기준 출력 커패시터전압, 'RSW'는 스위치의 기생저항성분, 'Vd'는 다이오드의 전압강하성분, 'Rd'는 다이오드의 기생저항성분, 'RC'는 커패시터의 기생저항성분을 의미한다.
그런데, 상기 피드포워드 제어값 출력부(240)로부터 공급되는 피드포워드 제어값(uff.CCM)과 상기 피드백 제어값 출력부(260)로부터 공급되는 피드백 제어값(ufb)은 기생성분(parastics)을 포함하여 모델링된 것이므로 정상상태(steady state)에서 뿐만 아니라 과도상태(transient state)에서도 플라이백 컨버터부(100)의 성능을 향상시킬 수 있게 된다.
듀티비제어값 출력부(270)는 상기 피드포워드 제어값 출력부(240)로부터 공급되는 피드포워드 제어값(uff.CCM)과 상기 피드백 제어값 출력부(260)로부터 공급되는 피드백 제어값(ufb)을 합산하여 그 합산 결과를 듀티비제어값(U)으로 출력한다. 이를 위해 상기 듀티비제어값 출력부(270)는 상기 피드포워드 제어값(uff.CCM)과 상기 피드백 제어값(ufb)을 합산하기 위해 합산기(270A)를 구비할 수 있다.
도 6은 플라이백 컨버터가 본 발명에 따른 제어기로 제어되는 경우 출력전압(vO), 입력직류전압(Vi) 및 트랜스포머의 2차측 전류(isec)를 나타낸 그래프이다. 즉, 본 발명에서와 같이 리야노프 함수 제어기법을 사용하는 경우 도 2 내지 도 4와 비교하여, 출력전압(vO)이 완전한 구형파 형태의 기준 출력 커패시터전압(Vc)을 잘 추종하는 것을 알 수 있다. 참고로, 도 6에서 트랜스포머의 2차측 전류(isec)와 입력직류전압(Vi)는 전압 변동에 따라 이들이 변화되는지를 나타낸 것이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
100 : 플라이백 컨버터부 110 : 1차측 회로부
120 : 트랜스포머 130 : 2차측 회로부
200 : 구동제어부 210 : 전류/전압 검출부
220 : 자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부
230 : 모드 판단부 240 : 피드포워드 제어값 출력부
250 : 에러전압/에러전류 연산부 260 : 피드백 제어값 출력부 270 : 듀티비제어값 출력부

Claims (8)

  1. 게이트에 공급되는 펄스폭제어신호에 의해 스위칭 동작하는 스위치를 포함하는 1차측 회로부, 상기 스위치에 의해 구동되어 입력직류전압을 교류전압으로 변환하는 트랜스포머 및 상기 트랜스포머를 통해 출력되는 교류전압을 다이오드로 정류하고 저항 및 커패시터를 통해 필터링하는 2차측 회로부를 구비한 플라이백 컨버터부;
    상기 트랜스포머의 일차측전류와 이차측전류 및 상기 2차측 회로부로부터 부하에 공급되는 출력전압을 검출하는 전류/전압 검출부;
    상기 전류/전압 검출부에서 검출된 일차측전류, 이차측전류 및 출력전압을 근거로 상기 트랜스포머의 자화인덕터전류 및 상기 커패시터에 충전된 출력 커패시터전압을 연산하는 자화인덕터전류 및 커패시터전압 연산부;
    상기 트랜스포머의 자화인덕터에 흐르는 기준 자화인덕터전류, 기준 출력 커패시터전압 및 상기 입력직류전압을 근거로 상기 플라이백 컨버터부의 구동모드를 판단하여 그에 따른 전류불연속모드 판단신호 또는 전류연속모드 판단신호를 출력하는 모드 판단부;
    상기 전류불연속모드 판단신호 및 전류연속모드 판단신호에 따라 피드포워드 제어값을 구하여 출력하는 피드포워드 제어값 출력부;
    상기 자화인덕터전류로부터 상기 기준 자화인덕터전류를 감산하여 에러전류를 구하고, 상기 출력 커패시터전압으로부터 상기 기준 출력 커패시터전압을 감산하여 에러전압을 구하는 에러전압/에러전류 연산부;
    상기 에러전류와 에러전압을 근거로 피드백 제어값을 구하는 피드백 제어값 출력부; 및
    상기 피드포워드 제어값과 상기 피드백 제어값을 합산하여 듀티비제어값을 구하는 듀티비제어값 출력부를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전류/전압 검출부는
    상기 스위치를 통해 흐르는 전류를 검출하는 일차측전류 검출기;
    상기 트랜스포머의 이차코일을 통해 흐르는 전류를 검출하는 이차측전류 검출기; 및
    상기 부하에 공급되는 출력전압을 검출하는 출력전압 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 모드 판단부는
    상기 플라이백 컨버터부가 전류불연속 모드로 동작하는 것으로 판단되면 전류불연속모드 판단신호를 출력하고, 전류연속 모드로 동작하는 것으로 판단되면 전류연속모드 판단신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 모드 판단부는 상기 구동모드를 판단할 때 다음의 [수학식]을 근거로 하여 판단하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.

    Figure 112018089274889-pat00024

    여기서, 'Lm'은 트랜스포머의 자화인덕터이고, 'n'은 트랜스포머의 권선비이고, 'RO'부하이고, 'TS'는 스위치의 스위칭 주기이고, 'D1'은 스위치의 게이트에 공급되는 펄스폭변조신호의 듀티비이다.
  5. 제1항에 있어서, 상기 피드포워드 제어값 출력부는 다음의 [수학식]들을 이용하여 전류불연속 모드와 전류연속 모드 각각에 대한 상기 피드포워드 제어값을 구하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.

    Figure 112018089274889-pat00035

    Figure 112018089274889-pat00036

    여기서, 'uff.DCM'은 전류불연속 모드에서 피드포워드 제어값, 'uff.CCM'은 전류연속 모드에서 피드포워드 제어값,'R0'는 부하, 'n'은 트랜스포머의 권선비,'Vi'는 입력직류전압을 의미하고, δ'는 제로유지구간의 비율, 'Vc'는 기준 출력 커패시터전압, 'RLm'은 자화인덕터의 기생저항성분, 'RSW'는 스위치의 기생저항성분, 'Vd'는 다이오드의 전압강하성분, 'Rd'는 다이오드의 기생저항성분, 'RC'는 커패시터의 기생저항성분을 의미한다.
    여기서, 'uff.DCM'은 전류불연속 모드에서 피드포워드 제어값, 'uff.CCM'은 전류연속 모드에서 피드포워드 제어값,'R0'는 부하, 'n'은 트랜스포머의 권선비,'Vi'는 입력직류전압,'vc'는 출력 커패시터전압,'vo'는 부하의 양단 전압을 의미하고, 'RLm','RSW' ,'Vd','Rd' 및 RC'는 기생성분을 의미한다.
  6. 제1항에 있어서, 상기 에러전압/에러전류 연산부는
    상기 자화인덕터전류로부터 상기 기준 자화인덕터전류를 감산하여 그 감산 결과를 상기 에러전류로 출력하는 제1감산기; 및
    상기 출력 커패시터전압으로부터 상기 기준 출력 커패시터전압을 감산하여 그 감산 결과를 상기 에러전압으로 출력하는 제2감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 피드백제어값 출력부는 다음의 [수학식]을 이용하여 상기 피드백 제어값을 구하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.

    Figure 112018089274889-pat00027

    여기서, 'ufb'피드백 제어값, 'n'은 트랜스포머의 권선비, R0'는 부하, 'iLm'은 자화인덕터전류, 'ILm'기준 자화인덕터전류, 'Vi'는 입력직류전압,'vc'는 출력 커패시터전압을 의미하고, 'Vc'는 기준 출력 커패시터전압, 'RSW'는 스위치의 기생저항성분, 'Vd'는 다이오드의 전압강하성분, 'Rd'는 다이오드의 기생저항성분, 'RC'는 커패시터의 기생저항성분을 의미한다.
  8. 제1항에 있어서, 상기 듀티비제어값 출력부는
    상기 피드포워드 제어값과 상기 피드백 제어값을 합산하여 그 합산 결과를 상기 피드백 제어값으로 출력하는 제3합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 구동제어 장치.
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